JPH09140121A - Power converting apparatus - Google Patents
Power converting apparatusInfo
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- JPH09140121A JPH09140121A JP29567595A JP29567595A JPH09140121A JP H09140121 A JPH09140121 A JP H09140121A JP 29567595 A JP29567595 A JP 29567595A JP 29567595 A JP29567595 A JP 29567595A JP H09140121 A JPH09140121 A JP H09140121A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、高電圧の電力変
換装置に関するもので、より詳しくは自己消弧型半導体
素子のスイッチング動作を利用して高電位主回路からゲ
ートドライブ回路への電力供給を行う給電回路に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high-voltage power converter, and more particularly, it uses a switching operation of a self-arc-extinguishing type semiconductor device to supply power from a high potential main circuit to a gate drive circuit. The present invention relates to a power supply circuit for performing.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、自己消弧型半導体素子、例えばゲ
ートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと呼ぶ）を用
いた電力変換装置による電力融通あるいは系統安定化な
どが計画されている。このような電力変換装置には高電
圧、大電流が要求されるため、数十個の自己消弧型半導
体素子を直列に接続して使用する必要がある。2. Description of the Related Art In recent years, power interchange or system stabilization by a power converter using a self-extinguishing type semiconductor device, for example, a gate turn-off thyristor (hereinafter referred to as GTO) is planned. Since such a power converter requires a high voltage and a large current, it is necessary to connect several tens of self-extinguishing type semiconductor elements in series.
【０００３】ＧＴＯを直列接続するとき、実用的なＧＴ
Ｏのゲートドライブ回路への電力供給方法実現が大きな
課題である。ゲートドライブ回路での消費電力は、現時
点で入手し得る最大容量のＧＴＯで概ね３００Ｗ程度で
ある。一方、ゲートドライブ回路は個々のＧＴＯのゲー
トとカソードに直接接続する必要がある。ところが、個
々のＧＴＯはそれぞれ電位が異なるため、ゲートドライ
ブ回路は個々に絶縁しておく必要がある。従来、高電位
部にあるゲートドライブ回路への電力供給は低電位部に
ある高周波電源から絶縁変圧器を介して行なわれてい
た。絶縁変圧器は絶縁耐圧の大きなものが必要なため、
絶縁変圧器を用いることなく、主回路からゲートドライ
ブ回路へ直接給電する方式の実現が望まれていた。When connecting GTOs in series, a practical GT
The realization of a method of supplying power to the O gate drive circuit is a major issue. The power consumption of the gate drive circuit is about 300 W with the maximum capacity GTO available at present. On the other hand, the gate drive circuit needs to be directly connected to the gate and cathode of each GTO. However, since each GTO has a different potential, it is necessary to insulate the gate drive circuits individually. Conventionally, the power supply to the gate drive circuit in the high potential part has been performed from the high frequency power source in the low potential part through an insulating transformer. Since an insulation transformer with a high withstand voltage is required,
It has been desired to realize a method of directly supplying power from the main circuit to the gate drive circuit without using an insulating transformer.
【０００４】図７は、特開平６−９８５２８号公報に記
載された電力変換装置における主回路からゲートドライ
ブ回路へ電力を供給する電力供給回路である。図におい
て、１はＧＴＯであり、アノードをＡ、カソードをＫ、
ゲートをＧで示している。２はスナバダイオード、３は
スナバコンデンサ、４はスナバ抵抗、５はフリーホイー
ルダイオード、６は共振コンデンサ、７は共振リアクト
ル、８は回収ダイオード、９は給電コンデンサ、１０は
放電抵抗、１１は放電スイッチ、１２は初期充電抵抗、
１３は初期充電ダイオード、１４はゲートドライブ回
路、１５は光ファイバであり、ＧＴＯ１のゲート信号を
図示しない制御回路からゲートドライブ回路へ伝送して
いる。これらは、各ＧＴＯ１にそれぞれ独立して設けて
いる。FIG. 7 shows a power supply circuit for supplying power from the main circuit to the gate drive circuit in the power converter described in Japanese Patent Laid-Open No. 6-98528. In the figure, 1 is a GTO, the anode is A, the cathode is K,
The gate is indicated by G. 2 is a snubber diode, 3 is a snubber capacitor, 4 is a snubber resistor, 5 is a freewheel diode, 6 is a resonant capacitor, 7 is a resonant reactor, 8 is a recovery diode, 9 is a power feeding capacitor, 10 is a discharge resistor, 11 is a discharge switch. , 12 is the initial charging resistance,
Reference numeral 13 is an initial charging diode, 14 is a gate drive circuit, and 15 is an optical fiber, which transmits the gate signal of the GTO 1 from a control circuit (not shown) to the gate drive circuit. These are provided independently for each GTO 1.
【０００５】ＧＴＯ１が遮断状態から導通状態になる場
合は、ＧＴＯ１の遮断状態で共振コンデンサ６に蓄積し
たエネルギーが、ＧＴＯ１の導通動作による共振コンデ
ンサ６と共振リアクトル７との共振により共振リアクト
ル７に移動する。共振コンデンサ６の放電が完了すると
回収ダイオード８が導通して、共振リアクトル７に移動
したエネルギーを回収ダイオード８を介して給電コンデ
ンサ９が回収する。このときＧＴＯ１には、スナバコン
デンサ３と共振コンデンサ６からの放電電流が同時に流
れる。When the GTO 1 changes from the cutoff state to the conductive state, the energy stored in the resonance capacitor 6 in the GTO 1 cutoff state moves to the resonance reactor 7 due to the resonance between the resonance capacitor 6 and the resonance reactor 7 due to the conduction operation of the GTO 1. To do. When the discharge of the resonance capacitor 6 is completed, the recovery diode 8 becomes conductive, and the energy transferred to the resonance reactor 7 is recovered by the power supply capacitor 9 via the recovery diode 8. At this time, discharge currents from the snubber capacitor 3 and the resonance capacitor 6 simultaneously flow through the GTO 1.
【０００６】ＧＴＯ１が導通状態から遮断状態になる場
合は、ＧＴＯ１が遮断した電流はスナバダイオード２と
スナバコンデンサ３からなる第１の直列回路と、共振コ
ンデンサ６、回収ダイオード８および給電コンデンサ９
からなる第２の直列回路とに転流する。給電コンデンサ
９は共振コンデンサ６に比べてかなり大きな静電容量を
有するため、２つの直列回路に流れる電流の比（分流
比）は、概ねスナバコンデンサ３と共振コンデンサ６と
の静電容量の比に等しくなる。従って、導通状態から遮
断状態になる場合も、共振コンデンサ６がＧＴＯ１の分
担電圧まで充電する間、給電コンデンサ９は上記第２の
直列回路に転流する遮断電流によって充電される。When the GTO 1 is switched from the conductive state to the cutoff state, the current cut off by the GTO 1 is the first series circuit including the snubber diode 2 and the snubber capacitor 3, the resonance capacitor 6, the recovery diode 8 and the feeding capacitor 9.
Commutation with a second series circuit consisting of Since the power feeding capacitor 9 has a considerably large electrostatic capacitance as compared with the resonant capacitor 6, the ratio of the currents flowing through the two series circuits (shunt ratio) is approximately the electrostatic capacitance ratio of the snubber capacitor 3 and the resonant capacitor 6. Will be equal. Therefore, even when the conductive state is changed to the cutoff state, the feeding capacitor 9 is charged by the cutoff current commutated to the second series circuit while the resonance capacitor 6 is charged to the shared voltage of the GTO 1.
【０００７】ＧＴＯ１が遮断状態にある場合は、初期充
電抵抗１２および初期充電ダイオード１３を介して給電
コンデンサ９を充電するので、変換装置起動時のＧＴＯ
１にオンゲート電流を供給するためのエネルギーを確保
することができる。When the GTO 1 is in the cutoff state, the power feeding capacitor 9 is charged through the initial charging resistor 12 and the initial charging diode 13, so that the GTO at the time of starting the converter is converted.
It is possible to secure the energy for supplying the on-gate current to No. 1.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】従来の、電力変換装置
における主回路からゲートドライブ回路へ直接給電する
ゲートドライブ給電回路は以上のように構成していたの
で、ＧＴＯの導通動作時のゲート電流（オフゲート電
流）を大きくしてスナバコンデンサ３の静電容量を小さ
くすると、共振コンデンサ６の静電容量を大きくする必
要が生じる。共振コンデンサ６の静電容量を大きくする
と、スナバコンデンサ３の静電容量との差が小さくなる
ため、上記第２の直列回路に流れる電流が大きくなる。
ＧＴＯを用いた変換装置では電流遮断時のスパイク電圧
を低減するために、スナバ回路のインダクタンスを可能
な限り低減することが必須の条件になる。従って、共振
コンデンサ６の静電容量を大きくする場合は、必然的に
共振コンデンサ６、回収ダイオード８、給電コンデンサ
９を接続するにあたって、配線インダクタンスを低減す
るための工夫が必要になり、構造的な制約を受けるとい
う問題がある。Since the conventional gate drive power supply circuit for directly supplying power from the main circuit to the gate drive circuit in the power conversion device is configured as described above, the gate current (at the time of conducting operation of the GTO ( When the off-gate current) is increased and the capacitance of the snubber capacitor 3 is reduced, it is necessary to increase the capacitance of the resonance capacitor 6. When the electrostatic capacitance of the resonance capacitor 6 is increased, the difference from the electrostatic capacitance of the snubber capacitor 3 is reduced, so that the current flowing through the second series circuit is increased.
In the converter using the GTO, in order to reduce the spike voltage when the current is cut off, it is an essential condition to reduce the inductance of the snubber circuit as much as possible. Therefore, when the capacitance of the resonance capacitor 6 is increased, inevitably, when connecting the resonance capacitor 6, the recovery diode 8, and the feeding capacitor 9, it is necessary to devise to reduce the wiring inductance. There is a problem of being restricted.
【０００９】さらに、従来の電力変換装置における主回
路からゲートドライブ回路へ直接給電するゲートドライ
ブ給電回路では、ＧＴＯ１の遮断動作時に共振リアクト
ル７に急峻なスパイク電圧が発生し、共振コンデンサ６
との相互作用により振動電流を生じ、ＧＴＯ１の遮断動
作後半のテール電流が持続する間、電流が振動してＧＴ
Ｏ１を誤動作させる恐れがある。また、この振動電流に
よりスナバコンデンサ３がＧＴＯ１の分担電圧以上に充
電されるが、この充電電圧の放電動作にともなうスナバ
ダイオード２の逆回復特性によってＧＴＯ１のアノード
−カソード間の電圧が振動する。このときゲートドライ
ブ給電回路がその振動電圧により干渉を受け、同様に不
要な振動電流が生じるなどの問題がある。この振動電流
は、スナバコンデンサ３と共振コンデンサ６の静電容量
が近いほど大きくなるという性質をもっている。Further, in the gate drive power supply circuit for directly supplying power from the main circuit to the gate drive circuit in the conventional power converter, a steep spike voltage is generated in the resonance reactor 7 during the shutoff operation of the GTO 1 and the resonance capacitor 6
An oscillating current is generated by the interaction with the GTO1 and the current oscillates while the tail current in the latter half of the shutoff operation of the GTO1 continues to vibrate.
There is a risk that O1 may malfunction. Further, the snubber capacitor 3 is charged by the oscillating current to be equal to or higher than the voltage shared by the GTO 1, but the voltage between the anode and the cathode of the GTO 1 oscillates due to the reverse recovery characteristic of the snubber diode 2 accompanying the discharging operation of the charging voltage. At this time, there is a problem that the gate drive power supply circuit is interfered by the oscillating voltage and similarly an unnecessary oscillating current is generated. This oscillating current has the property of becoming larger as the electrostatic capacitances of the snubber capacitor 3 and the resonance capacitor 6 become closer.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】この発明では、給電抵
抗、給電コンデンサおよび給電ダイオードの直列接続体
をスナバダイオードと並列に接続するとともに、自己消
弧型半導体素子のアノード端子と給電コンデンサと給電
ダイオードとの接続点の間に初期充電抵抗を接続し、自
己消弧型半導体素子が回路電流を遮断するときスナバコ
ンデンサが蓄積するエネルギーを自己消弧型半導体素子
が導通するとき給電コンデンサに回収してゲートドライ
ブ回路に供給するように構成して上記課題を解決してい
る。なお、給電抵抗のかわりに給電リアクトルを用いる
ようにしてもよい。According to the present invention, a series connection body of a feeding resistor, a feeding capacitor and a feeding diode is connected in parallel with a snubber diode, and an anode terminal of a self-arc-extinguishing type semiconductor device, a feeding capacitor and a feeding diode. An initial charging resistor is connected between the connection point of and, and the energy accumulated in the snubber capacitor when the self-arc-extinguishing semiconductor element cuts off the circuit current is recovered in the power supply capacitor when the self-arc-extinguishing semiconductor element conducts. The above-mentioned problem is solved by being configured so as to be supplied to the gate drive circuit. A power supply reactor may be used instead of the power supply resistor.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】以下、この発明による電力変換装
置を複数の図を用いて説明する。各図には従来の電力変
換装置における主回路からゲートドライブ回路へ直接給
電するゲートドライブ給電回路を説明するのに用いた図
７におけるのと同一もしくは相当する部分には同一の符
号を付し、機能や作用についての重複する説明は省略す
る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A power conversion device according to the present invention will be described below with reference to a plurality of drawings. In each drawing, the same or corresponding parts as those in FIG. 7 used for explaining the gate drive power supply circuit for directly supplying power from the main circuit to the gate drive circuit in the conventional power converter are denoted by the same reference numerals, A duplicate description of the functions and actions will be omitted.
【００１２】実施形態１．この発明による電力変換装置
の第１の実施形態を図を用いて説明する。図１は、この
発明による電力変換装置の第１の実施形態であるゲート
ドライブ給電回路を示す構成図、図２は各部の動作波形
である。ＧＴＯ１に対するゲートドライブ回路１４への
給電回路は、ＧＴＯ１に並列接続したスナバコンデンサ
３とスナバダイオード２の直列体からなるスナバ回路
と、スナバダイオード２に対して並列に接続したスナバ
抵抗４と、同じくスナバ抵抗４に対して並列に接続した
給電ダイオード１６と給電コンデンサ９と給電抵抗１７
とからなる直列接続体と、ＧＴＯ１のアノードＡと給電
コンデンサ９と給電ダイオード１６との接続点との間に
接続する初期充電抵抗１２とから構成している。また給
電コンデンサ９の両端には放電抵抗１０と放電スイッチ
１１からなる直列接続体を接続している。Embodiment 1. A first embodiment of a power conversion device according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram showing a gate drive power supply circuit which is a first embodiment of a power conversion device according to the present invention, and FIG. 2 is an operation waveform of each part. The power supply circuit to the gate drive circuit 14 for the GTO 1 is a snubber circuit including a series body of a snubber capacitor 3 and a snubber diode 2 connected in parallel to the GTO 1, a snubber resistor 4 connected in parallel to the snubber diode 2, and a snubber resistor 4 similarly. The feeding diode 16, the feeding capacitor 9, and the feeding resistor 17 connected in parallel to the resistor 4.
And the initial charging resistor 12 connected between the anode A of the GTO 1, the connection point of the power feeding capacitor 9 and the power feeding diode 16. Further, a series connection body including a discharge resistor 10 and a discharge switch 11 is connected to both ends of the power feeding capacitor 9.
【００１３】ＧＴＯ１が時刻Ｔ1 で遮断状態から導通状
態になる場合の動作を説明する。ＧＴＯ１の遮断状態に
おいてスナバコンデンサ３に蓄積したエネルギーは、Ｇ
ＴＯ１の導通とともにスナバコンデンサ３、ＧＴＯ１お
よびスナバ抵抗４からなる第１の閉回路を流れる電流Ｉ
4 と、スナバコンデンサ３、ＧＴＯ１、給電ダイオード
１６、給電コンデンサ９および給電抵抗１７からなる第
２の閉回路に流れる電流Ｉ17とに分流して放電する。給
電コンデンサ９の静電容量は十分大きく、電流Ｉ4 と電
流Ｉ17の比はスナバ抵抗４と給電抵抗１７の抵抗値の逆
比にほぼ比例する。この導通動作によりスナバコンデン
サ３に蓄積したエネルギーの一部を給電コンデンサ９が
回収する。The operation when the GTO 1 changes from the cutoff state to the conduction state at time T 1 will be described. The energy stored in the snubber capacitor 3 when the GTO 1 is cut off is G
A current I flowing through the first closed circuit composed of the snubber capacitor 3, the GTO 1, and the snubber resistor 4 as the TO1 conducts.
4 and the current I 17 flowing in the second closed circuit composed of the snubber capacitor 3, the GTO 1, the power feeding diode 16, the power feeding capacitor 9 and the power feeding resistor 17, and are discharged. The capacitance of the feeding capacitor 9 is sufficiently large, and the ratio of the current I 4 and the current I 17 is almost proportional to the inverse ratio of the resistance values of the snubber resistor 4 and the feeding resistor 17. The power feeding capacitor 9 recovers a part of the energy accumulated in the snubber capacitor 3 by this conducting operation.
【００１４】次に、ＧＴＯ１が時刻Ｔ2 で導通状態から
遮断状態になる場合の動作について説明する。ＧＴＯ１
に流れる電流を遮断すると、その電流はスナバコンデン
サ３とスナバダイオード２の経路に転流し、スナバコン
デンサ３を充電する。スナバコンデンサ３に流れる電流
をＩ3 、スナバコンデンサ３の充電電圧をＶ3 で示す。
図２に示すように、スナバコンデンサ３の充電電圧Ｖ3
は、配線インダクタンスの影響によってＧＴＯ１の遮断
状態における分担電圧を超える電圧まで上昇する。この
スナバコンデンサ３のＧＴＯ１の分担電圧を超える部分
の電圧は、スナバ抵抗４、スナバコンデンサ３の経路
と、給電ダイオード１６、給電コンデンサ９、給電抵抗
１７、スナバコンデンサ３の経路に分流して電源側に還
流し、ＧＴＯ１の印加電圧は所定の分担電圧に収束す
る。この放電電流は比較的小さいため、殆どスナバ抵抗
４の経路に流れる。これは給電コンデンサ９に常時電圧
が存在しており、スナバ抵抗４の電圧が給電コンデンサ
９の電圧以上に上昇しなければ、給電ダイオード１６が
導通しないためである。従ってこの放電動作で給電コン
デンサ９を充電することによる電圧の上昇は非常に小さ
い。Next, the operation when the GTO 1 is changed from the conductive state to the cutoff state at time T 2 will be described. GTO1
When the current flowing through is cut off, the current commutates to the path of the snubber capacitor 3 and the snubber diode 2 to charge the snubber capacitor 3. The current flowing through the snubber capacitor 3 is indicated by I 3 , and the charging voltage of the snubber capacitor 3 is indicated by V 3 .
As shown in FIG. 2, the charging voltage V 3 of the snubber capacitor 3
Rises to a voltage exceeding the shared voltage in the GTO 1 cutoff state due to the influence of the wiring inductance. The voltage of the portion of the snubber capacitor 3 that exceeds the voltage shared by the GTO 1 is shunted to the path of the snubber resistor 4, the snubber capacitor 3 and the path of the power feeding diode 16, the power feeding capacitor 9, the power feeding resistor 17, and the snubber capacitor 3, and the power source side. The voltage applied to GTO1 converges to a predetermined shared voltage. Since this discharge current is relatively small, it almost flows through the path of the snubber resistor 4. This is because a voltage always exists in the power feeding capacitor 9 and the power feeding diode 16 does not conduct unless the voltage of the snubber resistor 4 rises above the voltage of the power feeding capacitor 9. Therefore, the voltage rise caused by charging the power feeding capacitor 9 in this discharging operation is very small.
【００１５】このようにＧＴＯ１のスイッチング動作に
より、スナバコンデンサ３の蓄積エネルギーの一部を給
電コンデンサ９が回収して、ゲートドライブ回路に給電
することにより、他の電源を用いることなく、主回路か
ら直接各ゲートドライブ回路へ給電することができる。
図７に示した従来の電力変換装置における主回路からゲ
ートドライブ回路へ給電するゲートドライブ給電回路で
は、共振コンデンサ６と共振リアクトル７による共振回
路がＧＴＯ１と並列に接続してあるため、ＧＴＯ１の遮
断動作時に共振リアクトル７と共振コンデンサ６との相
互作用により振動電流が生じ、ＧＴＯ１を誤動作させた
り、この振動電流によるスナバコンデンサ３の過充電が
原因でＧＴＯ１のアノード−カソード間の電圧が振動
し、ゲートドライブ給電回路が干渉を受け、振動電流が
生じるといった問題があった。しかし、この発明による
電力変換装置における主回路からゲートドライブ回路へ
給電するゲートドライブ給電回路では、スナバコンデン
サ３の放電経路には抵抗が挿入してあるので、ＧＴＯ１
のスイッチング動作と連動するゲートドライブ給電回路
の動作に伴う振動電流は完全に抑制できる。As described above, by the switching operation of the GTO 1, a part of the energy stored in the snubber capacitor 3 is recovered by the power feeding capacitor 9 and is fed to the gate drive circuit, so that the main circuit can be operated without using another power source. Power can be directly supplied to each gate drive circuit.
In the gate drive power supply circuit that supplies power from the main circuit to the gate drive circuit in the conventional power conversion device shown in FIG. 7, since the resonance circuit including the resonance capacitor 6 and the resonance reactor 7 is connected in parallel with the GTO 1, the GTO 1 is cut off. During operation, an oscillating current is generated by the interaction between the resonant reactor 7 and the resonant capacitor 6, causing the GTO 1 to malfunction, and the overcharge of the snubber capacitor 3 due to this oscillating current causes the voltage between the anode and the cathode of the GTO 1 to oscillate, There was a problem that the gate drive power supply circuit was interfered with and an oscillating current was generated. However, in the gate drive power feeding circuit that feeds power from the main circuit to the gate drive circuit in the power converter according to the present invention, since the resistor is inserted in the discharge path of the snubber capacitor 3, the GTO1
It is possible to completely suppress the oscillating current associated with the operation of the gate drive power supply circuit that is linked with the switching operation of.
【００１６】なお、ＧＴＯ１が遮断状態にある場合は、
初期充電抵抗１２、給電コンデンサ９、給電抵抗１７、
スナバダイオード２の経路によって給電コンデンサ９を
充電するので、電力変換装置の起動とともにＧＴＯ１を
導通させるためのゲート電流（オンゲート電流）を供給
することができる。When the GTO 1 is in the cutoff state,
Initial charging resistor 12, power feeding capacitor 9, power feeding resistor 17,
Since the power feeding capacitor 9 is charged by the path of the snubber diode 2, it is possible to supply the gate current (on-gate current) for making the GTO 1 conductive when the power converter is started.
【００１７】ＧＴＯ１はその動作原理から、オフゲート
電流を大きくすることにより、スナバコンデンサ３の静
電容量を小さくしてスイッチング損失を軽減し、ＧＴＯ
１の遮断電流特性を向上させることができる。例えば電
流遮断時のオフゲート電流の電流上昇率および最大値を
増加させることにより、ＧＴＯ１の印加電圧上昇率に対
する耐量が向上し、その結果、遮断電流特性が向上し、
スナバコンデンサ３の静電容量を低減することができ
る。この原理に基づいてＧＴＯ１を動作させるため、給
電コンデンサ９が回収するエネルギーを増加させ、かつ
スナバコンデンサ３の静電容量を小さくする手段とし
て、スナバ抵抗４の抵抗値を大きくするとともに、給電
抵抗１７の抵抗値を小さくするという選択が可能であ
る。この場合においても、ＧＴＯ１の導通および遮断動
作によって生じるスナバコンデンサ３の放電電流の経路
には抵抗が存在するため、スナバ回路とゲートドライブ
給電回路との共振的な振動による干渉は生じることがな
い。Due to its operating principle, the GTO 1 increases the off-gate current to reduce the electrostatic capacitance of the snubber capacitor 3 to reduce the switching loss.
The breaking current characteristic of No. 1 can be improved. For example, by increasing the current increase rate and the maximum value of the off-gate current at the time of current interruption, the tolerance against the applied voltage increase rate of GTO1 is improved, and as a result, the interruption current characteristic is improved,
The electrostatic capacitance of the snubber capacitor 3 can be reduced. Since the GTO 1 is operated based on this principle, as a means for increasing the energy recovered by the power feeding capacitor 9 and reducing the electrostatic capacitance of the snubber capacitor 3, the resistance value of the snubber resistor 4 is increased and the power feeding resistor 17 It is possible to choose to reduce the resistance value of. Even in this case, since there is a resistance in the path of the discharge current of the snubber capacitor 3 generated by the conduction and interruption operations of the GTO 1, interference due to resonant vibration between the snubber circuit and the gate drive power supply circuit does not occur.
【００１８】なお、給電コンデンサ９の正側電位はＧＴ
Ｏ１のカソードＫの電位に対して給電ダイオード１６の
印加電圧だけ変動する。この様子を図２にＶ16として示
している。給電ダイオード１６の印加電圧の変動は給電
コンデンサ９の充電電圧に等しい。このためゲートドラ
イブ回路１４の内部では、絶縁変圧器を用いたＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータなどを設けて、給電コンデンサ９の充電電
圧からゲートドライブ回路１４の回路構成に適した電圧
を得るようにする必要がある。ここで用いる絶縁変圧器
は数百Ｖ程度のものでよい。The positive potential of the feeding capacitor 9 is GT
The applied voltage of the power supply diode 16 changes with respect to the potential of the cathode K of O1. This state is shown as V 16 in FIG. The fluctuation of the voltage applied to the power feeding diode 16 is equal to the charging voltage of the power feeding capacitor 9. Therefore, inside the gate drive circuit 14, a DC / D circuit using an insulation transformer is used.
It is necessary to provide a C converter or the like to obtain a voltage suitable for the circuit configuration of the gate drive circuit 14 from the charging voltage of the power feeding capacitor 9. The insulating transformer used here may be of the order of several hundred volts.
【００１９】ここで、給電コンデンサ９と並列に放電抵
抗１０、放電スイッチ１１を接続している理由を説明す
る。ＧＴＯ１の印加電圧は一定ではなく変動する。給電
コンデンサ９が回収するエネルギーは、スナバコンデン
サ３が蓄積するエネルギーに依存する。従ってＧＴＯ１
の印加電圧が最小となる場合でもＧＴＯ１を駆動するた
めに必要なエネルギーをゲートドライブ回路に給電でき
るようにすることが必須条件になる。このためＧＴＯ１
の印加電圧が最大となる場合は、給電コンデンサ９が回
収するエネルギーはＧＴＯ１を駆動するために必要なエ
ネルギーを超過する。同時に、給電コンデンサ９の電圧
が過電圧になる。給電コンデンサ９の静電容量を大きく
して、この過電圧を防止することも不可能ではないが、
電力変換装置の小型化の障害となる。このため、給電コ
ンデンサ９が過剰に回収したエネルギーを放電スイッチ
１１を駆動して放電抵抗１０で消費することにより給電
コンデンサ９の過電圧を抑制する。Here, the reason why the discharging resistor 10 and the discharging switch 11 are connected in parallel with the power feeding capacitor 9 will be described. The applied voltage of GTO1 is not constant but varies. The energy recovered by the power feeding capacitor 9 depends on the energy accumulated in the snubber capacitor 3. Therefore GTO1
It is an essential condition to be able to supply the gate drive circuit with the energy required to drive the GTO 1 even when the applied voltage of 1 is minimized. For this reason GTO1
When the voltage applied to is maximum, the energy recovered by the power feeding capacitor 9 exceeds the energy required to drive the GTO 1. At the same time, the voltage of the feeding capacitor 9 becomes an overvoltage. It is not impossible to prevent this overvoltage by increasing the capacitance of the power feeding capacitor 9, but
This is an obstacle to miniaturization of the power converter. Therefore, the energy excessively recovered by the power feeding capacitor 9 is driven by the discharge switch 11 to be consumed by the discharge resistor 10 to suppress the overvoltage of the power feeding capacitor 9.
【００２０】以下、図１に示したこの発明による電力変
換装置における主回路からゲートドライブ回路へ給電す
るゲートドライブ給電回路について、具体的な回路定数
を用いてさらに詳しく説明する。ここで、ＧＴＯ１のア
ノードＡとカソードＫに印加される電圧（入力電圧）を
１９００Ｖ〜３５００Ｖ、スナバコンデンサ３の静電容
量を６μＦとする。また、給電コンデンサ９の平均電圧
を２００Ｖとし、ＧＴＯ１をスイッチング周波数５００
Ｈｚで駆動するためにゲートドライブ回路１４が必要と
する電力を３００Ｗとする。この条件を前提として、ゲ
ートドライブ回路を有しない場合の一般的なスナバ回路
におけるスナバ抵抗の抵抗値を５Ωとし、入力電圧１９
００Ｖにおいて給電コンデンサ９に３００Ｗ回収する場
合のこの発明による電力変換装置における主回路からゲ
ートドライブ回路へ給電するゲートドライブ給電回路の
スナバ抵抗４および給電抵抗１７の抵抗値を求めると、
それぞれ７．０Ωおよび１１．５Ωとなる。図３に、こ
の条件における入力電圧（横軸）に対する給電コンデン
サ９の入力電力（縦軸）を示す。また、図３から入力電
圧が３５００Ｖになると給電コンデンサ９は約７５０Ｗ
回収することになるため、放電抵抗１０で約４５０Ｗ消
費させる必要がある。この結果から放電抵抗１０を装備
することが必須であることが分かる。このように、図１
に示したこの発明による電力変換装置における主回路か
らゲートドライブ回路へ給電するゲートドライブ給電回
路は、適切な回路定数を用いることによって、高電位部
の主回路、具体的には主にスナバコンデンサ３からゲー
トドライブ回路１４に電力を供給することができる。Hereinafter, the gate drive power supply circuit for supplying power from the main circuit to the gate drive circuit in the power converter according to the present invention shown in FIG. 1 will be described in more detail using specific circuit constants. Here, the voltage (input voltage) applied to the anode A and the cathode K of the GTO 1 is 1900V to 3500V, and the capacitance of the snubber capacitor 3 is 6 μF. Further, the average voltage of the power feeding capacitor 9 is set to 200 V, and the GTO 1 is switched to a switching frequency of 500 V.
The electric power required by the gate drive circuit 14 to drive at 300 Hz is set to 300W. Assuming this condition, the resistance value of the snubber resistance in a general snubber circuit without a gate drive circuit is set to 5Ω, and the input voltage 19
When the resistance values of the snubber resistor 4 and the power feeding resistor 17 of the gate drive power feeding circuit that feeds power from the main circuit to the gate drive circuit in the power conversion device according to the present invention when 300 W is recovered in the power feeding capacitor 9 at 00 V,
The values are 7.0Ω and 11.5Ω, respectively. FIG. 3 shows the input power (vertical axis) of the power feeding capacitor 9 with respect to the input voltage (horizontal axis) under this condition. Moreover, when the input voltage becomes 3500V from FIG. 3, the power feeding capacitor 9 has about 750W.
Since it will be collected, it is necessary to consume about 450 W with the discharge resistor 10. From this result, it can be seen that it is essential to equip the discharge resistor 10. Thus, FIG.
The gate drive power supply circuit for supplying power from the main circuit to the gate drive circuit in the power conversion device according to the present invention shown in FIG. Can supply power to the gate drive circuit 14.
【００２１】なお、回路条件によっては図４に示すよう
に図１におけるスナバ抵抗４を省略した構成を用いるこ
ともできる。図１についての説明で述べたように、ＧＴ
Ｏ１のオフゲート電流を大きくし、ＧＴＯ１の遮断電流
特性を向上させスナバコンデンサ３の静電容量を小さく
する場合において、ゲートドライブ回路１４がＧＴＯ１
を駆動するために必要なエネルギーがスナバコンデンサ
３に蓄積するエネルギーの数分の１程度であればスナバ
抵抗４でスナバコンデンサ３の蓄積エネルギーを消費す
る必要はない。このため、図４に示すように、スナバ抵
抗４を省略してもよい。図４に示すゲートドライブ給電
回路の基本動作は、図１の場合と基本的に同じである
が、ＧＴＯ１の遮断時におけるスナバコンデンサ３の充
電電圧は、ＧＴＯ１の印加電圧と給電コンデンサ９の電
圧との和となる点が異なる。Depending on the circuit conditions, it is also possible to use a configuration in which the snubber resistor 4 in FIG. 1 is omitted as shown in FIG. As mentioned in the description of FIG. 1, the GT
When the off-gate current of O1 is increased, the cut-off current characteristic of GTO1 is improved, and the electrostatic capacitance of the snubber capacitor 3 is decreased, the gate drive circuit 14 operates the GTO1.
If the energy required to drive the snubber capacitor is about a fraction of the energy stored in the snubber capacitor 3, the snubber resistor 4 need not consume the stored energy in the snubber capacitor 3. Therefore, as shown in FIG. 4, the snubber resistor 4 may be omitted. The basic operation of the gate drive power supply circuit shown in FIG. 4 is basically the same as the case of FIG. 1, but the charging voltage of the snubber capacitor 3 when the GTO 1 is cut off is equal to the applied voltage of the GTO 1 and the voltage of the power supply capacitor 9. The difference is the sum of.
【００２２】さらに、図４に示すゲートドライブ給電回
路の給電抵抗４をリアクトルに置きかえることもでき
る。図４における給電抵抗１７のかわりに給電リアクト
ル１８を用いたゲートドライブ給電回路を図５に示す。
図４についての説明と同様に、ゲートドライブ回路１４
がＧＴＯ１を駆動するために必要なエネルギーがスナバ
コンデンサ３に蓄積するエネルギーの数分の１程度であ
ればスナバ抵抗４でスナバコンデンサ３の蓄積エネルギ
ーを消費する必要はない。Further, the power feeding resistor 4 of the gate drive power feeding circuit shown in FIG. 4 can be replaced with a reactor. A gate drive power supply circuit using a power supply reactor 18 instead of the power supply resistor 17 in FIG. 4 is shown in FIG.
As in the description of FIG. 4, the gate drive circuit 14
If the energy required to drive the GTO 1 is about a fraction of the energy stored in the snubber capacitor 3, the snubber resistor 4 does not need to consume the stored energy in the snubber capacitor 3.
【００２３】図５に示すゲートドライブ給電回路におい
て、ＧＴＯ１の遮断状態から導通状態になる場合の動作
について説明する。ＧＴＯ１の遮断状態でスナバコンデ
ンサ３に蓄積したエネルギーは、ＧＴＯ１の導通動作に
よってスナバコンデンサ３、ＧＴＯ１、給電ダイオード
１６、給電コンデンサ９、給電リアクトル１８およびス
ナバコンデンサ３からなる閉回路で放電する。この動作
でスナバコンデンサ３が蓄積していたエネルギーは給電
コンデンサ９が回収すると同時に給電リアクトル１８に
移動する。スナバコンデンサ３の放電が終了した後にス
ナバダイオード２が導通して、給電リアクトル１８に移
動したエネルギーは、給電リアクトル１８、スナバダイ
オード２、給電ダイオード１６、給電コンデンサ９およ
び給電リアクトル１８からなる閉回路を通して給電コン
デンサ９が回収する。つまり、この導通動作によりスナ
バコンデンサ３が蓄積した全エネルギーを給電コンデン
サ９が回収する。The operation of the gate drive power supply circuit shown in FIG. 5 when the GTO 1 is switched from the cut-off state to the conductive state will be described. The energy stored in the snubber capacitor 3 when the GTO 1 is cut off is discharged by a closed circuit including the snubber capacitor 3, the GTO 1, the power feeding diode 16, the power feeding capacitor 9, the power feeding reactor 18, and the snubber capacitor 3 due to the conducting operation of the GTO 1. The energy stored in the snubber capacitor 3 by this operation is transferred to the power feeding reactor 18 at the same time when the power feeding capacitor 9 recovers. The energy transferred to the power feeding reactor 18 after the snubber capacitor 3 is discharged and the snubber diode 2 is conducted through the closed circuit including the power feeding reactor 18, the snubber diode 2, the power feeding diode 16, the power feeding capacitor 9, and the power feeding reactor 18. The feeding capacitor 9 collects. That is, the power feeding capacitor 9 recovers all the energy accumulated in the snubber capacitor 3 by this conducting operation.
【００２４】次にＧＴＯ１の導通状態から遮断状態にな
る場合の動作について説明する。ＧＴＯ１が遮断する電
流はスナバコンデンサ３とスナバダイオード２からなる
経路に転流し、スナバコンデンサ３を充電する。通常こ
の充電電圧はＧＴＯ１の遮断時の分担電圧を超えた電圧
まで上昇する。このスナバコンデンサ３の過電圧をもた
らすエネルギーは、給電ダイオード１６、給電コンデン
サ９、給電リアクトル１８、スナバコンデンサ３で形成
する経路に分流して放電し、ＧＴＯ１の印加電圧は所定
の分担電圧に収束する。この放電動作によりスナバコン
デンサ３の過充電エネルギーが給電コンデンサ９に回収
される。Next, the operation when the GTO 1 is switched from the conductive state to the cutoff state will be described. The current cut off by the GTO 1 commutates in the path formed by the snubber capacitor 3 and the snubber diode 2 to charge the snubber capacitor 3. Normally, this charging voltage rises to a voltage that exceeds the sharing voltage when the GTO 1 is cut off. The energy that causes the overvoltage of the snubber capacitor 3 is shunted to the path formed by the power feeding diode 16, the power feeding capacitor 9, the power feeding reactor 18, and the snubber capacitor 3 and discharged, and the applied voltage of the GTO 1 converges to a predetermined sharing voltage. By this discharging operation, the overcharge energy of the snubber capacitor 3 is recovered by the power feeding capacitor 9.
【００２５】図１および図４に示すゲートドライブ給電
回路と比較して大きく異なる点は、スナバコンデンサ３
の放電時間の決定要因である。図１および図４に示すゲ
ートドライブ給電回路では、スナバコンデンサ３の放電
時間がスナバ抵抗４、給電抵抗１７とスナバコンデンサ
３で定まる時定数で決定されるのに対して、この実施形
態では、スナバコンデンサ３と給電リアクトル１８で定
まる共振周期で決定される。従って、図５に示すゲート
ドライブ給電回路ではスナバコンデンサ３の放電時間を
低減することが可能である。A significant difference from the gate drive power supply circuits shown in FIGS. 1 and 4 is that the snubber capacitor 3 is used.
Is the deciding factor of the discharge time. In the gate drive power supply circuit shown in FIGS. 1 and 4, the discharge time of the snubber capacitor 3 is determined by the time constant determined by the snubber resistor 4, the power feeding resistor 17 and the snubber capacitor 3. It is determined by the resonance cycle determined by the capacitor 3 and the power supply reactor 18. Therefore, in the gate drive power supply circuit shown in FIG. 5, it is possible to reduce the discharge time of the snubber capacitor 3.
【００２６】またＧＴＯ１が遮断状態を維持している場
合には、初期充電抵抗１２、給電コンデンサ９、給電リ
アクトル１８およびスナバダイオード２でなす経路で給
電コンデンサ９を充電する。ＧＴＯ１が遮断状態であれ
ば、上記経路に流れる電流はほぼ直流電流であるから、
給電リアクトル１８は殆どインピーダンスをもたないこ
とは明らかである。従って、起動直前であってもＧＴＯ
１にオンゲート電流を供給するために必要なエネルギー
を確保することができる。When the GTO 1 is kept in the cutoff state, the power feeding capacitor 9 is charged through the path formed by the initial charging resistor 12, the power feeding capacitor 9, the power feeding reactor 18 and the snubber diode 2. If the GTO 1 is in the cutoff state, the current flowing through the path is almost a direct current,
It is clear that the feeding reactor 18 has almost no impedance. Therefore, the GTO
It is possible to secure the energy required to supply the on-gate current to No. 1.
【００２７】なお、図６に示すように、図５におけるス
ナバダイオード２と並列にスナバ抵抗４を接続すれば、
スナバダイオード２の逆回復動作に伴う振動を減衰させ
ることができる。As shown in FIG. 6, if the snubber resistor 4 is connected in parallel with the snubber diode 2 shown in FIG.
It is possible to damp the vibration associated with the reverse recovery operation of the snubber diode 2.
【図１】 この発明による第１の実施形態の電力変換装
置におけるゲートドライブ給電回路の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a gate drive power supply circuit in a power converter according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 図１に示す電力変換装置のゲートドライブ給
電回路における各部の動作波形を示す説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram showing operation waveforms of respective parts in the gate drive power supply circuit of the power conversion device shown in FIG.
【図３】 図１に示すゲートドライブ給電回路の給電能
力を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing the power feeding capability of the gate drive power feeding circuit shown in FIG.
【図４】 この発明による電力変換装置のゲートドライ
ブ給電回路の変形例を示す構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram showing a modification of the gate drive power supply circuit of the power conversion device according to the present invention.
【図５】 この発明による電力変換装置のゲートドライ
ブ給電回路の他の変形例を示す構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram showing another modified example of the gate drive power supply circuit of the power conversion device according to the present invention.
【図６】 この発明による電力変換装置のゲートドライ
ブ給電回路のさらに他の変形例を示す構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram showing still another modified example of the gate drive power supply circuit of the power conversion device according to the present invention.
【図７】 従来の電力変換装置におけるゲートドライブ
給電回路を示す構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram showing a gate drive power supply circuit in a conventional power conversion device.
１ ＧＴＯ ２ スナバダイオード ３
スナバコンデンサ ４ スナバ抵抗 ５ フリーホイールダイオード ６ 共振コンデンサ ７ 共振リアクトル ８
回収ダイオード ９ 給電コンデンサ １０ 放電抵抗 １１
放電スイッチ １２ 初期充電抵抗 １３ 初期充電ダイオード １４ ゲートドライブ回路 １
５ 光ファイバ1 GTO 2 Snubber diode 3
Snubber capacitor 4 Snubber resistance 5 Freewheel diode 6 Resonant capacitor 7 Resonant reactor 8
Recovery diode 9 Power supply capacitor 10 Discharge resistance 11
Discharge switch 12 Initial charge resistance 13 Initial charge diode 14 Gate drive circuit 1
5 optical fiber
Claims (4)
型半導体素子に制御信号を供給するゲートドライブ回路
と、前記自己消弧型半導体素子と並列に接続したスナバ
コンデンサとスナバダイオードの直列接続体を有するス
ナバ回路を備える電力変換装置において、 給電抵抗、給電コンデンサおよび給電ダイオードの直列
接続体を前記スナバダイオードと並列に接続するととも
に、前記自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記給
電コンデンサと前記給電ダイオードとの接続点の間に接
続した初期充電抵抗を備え、前記自己消弧型半導体素子
が回路電流を遮断するとき前記スナバコンデンサが蓄積
するエネルギーを前記自己消弧型半導体素子が導通する
とき前記給電コンデンサに回収して前記ゲートドライブ
回路に供給するゲートドライブ給電回路を有することを
特徴とする電力変換装置。1. A self-arc-extinguishing semiconductor element, a gate drive circuit for supplying a control signal to the self-arc-extinguishing semiconductor element, a series of a snubber capacitor and a snubber diode connected in parallel with the self-arc-extinguishing semiconductor element. In a power conversion device including a snubber circuit having a connecting body, a series connection body of a feeding resistor, a feeding capacitor, and a feeding diode is connected in parallel with the snubber diode, and an anode terminal of the self-extinguishing semiconductor element and the feeding capacitor. An initial charging resistor connected between a connection point between the self-extinguishing semiconductor element and the power supply diode, and the self-extinguishing semiconductor element conducts energy accumulated in the snubber capacitor when the self-extinguishing semiconductor element cuts off a circuit current. When driving, the gate drive is recovered in the power feeding capacitor and supplied to the gate drive circuit. Power conversion apparatus characterized by having a conductive circuit.
型半導体素子に制御信号を供給するゲートドライブ回路
と、前記自己消弧型半導体素子と並列に接続したスナバ
コンデンサとスナバダイオードの直列接続体を有するス
ナバ回路を備える電力変換装置において、 給電リアクトル、給電コンデンサおよび給電ダイオード
の直列接続体を前記スナバダイオードと並列に接続する
とともに、前記自己消弧型半導体素子のアノード端子と
前記給電コンデンサと前記給電ダイオードとの接続点の
間に接続した初期充電抵抗を備え、前記自己消弧型半導
体素子が回路電流を遮断するとき前記スナバコンデンサ
が蓄積するエネルギーを前記自己消弧型半導体素子が導
通するとき前記給電コンデンサに回収して前記ゲートド
ライブ回路に供給するゲートドライブ給電回路を有する
ことを特徴とする電力変換装置。2. A self-arc-extinguishing semiconductor element, a gate drive circuit for supplying a control signal to the self-arc-extinguishing semiconductor element, a series of a snubber capacitor and a snubber diode connected in parallel with the self-arc-extinguishing semiconductor element. In a power conversion device including a snubber circuit having a connection body, a series connection body of a power supply reactor, a power supply capacitor, and a power supply diode is connected in parallel with the snubber diode, and an anode terminal of the self-extinguishing semiconductor element and the power supply capacitor. An initial charging resistor connected between a connection point between the self-extinguishing semiconductor element and the power supply diode, and the self-extinguishing semiconductor element conducts energy accumulated in the snubber capacitor when the self-extinguishing semiconductor element cuts off a circuit current. When the gate drive circuit is connected to the gate drive circuit Power conversion apparatus characterized by having a drive power supply circuit.
抗を接続したことを特徴とする請求項１あるいは請求項
２のいずれかに記載の電力変換装置。3. The power converter according to claim 1, further comprising a snubber resistor connected in parallel with the snubber diode.
グ素子と抵抗体とからなる放電回路を接続したことを特
徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の電
力変換装置。4. The power converter according to claim 1, further comprising a discharge circuit including a switching element and a resistor connected in parallel with the power feeding capacitor.
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| JP29567595A JP3178314B2 (en) | 1995-11-14 | 1995-11-14 | Power converter |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1413041A1 (en) * | 2001-07-06 | 2004-04-28 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic control systems and methods |
| KR100433954B1 (en) * | 1999-08-04 | 2004-06-04 | 주식회사 포스코 | Snubber circuit for three level gate turn-off thyristor inverter/converter |
-
1995
- 1995-11-14 JP JP29567595A patent/JP3178314B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US7480128B2 (en) | 2001-07-06 | 2009-01-20 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic control systems and methods |
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| US7859815B2 (en) | 2001-07-06 | 2010-12-28 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic control systems and methods |
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