JPH09101104A - 電磁波反射型能動近接センサとその発振器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低電力、低コストのミリ波（ＭＭＷ）近接セ
ンサの提供。 【解決手段】電磁反射タイプの能動近接センサは、電圧
制御発振回路（７８，８４）と、送信機の円形ウエーブ
ガイド（８０）と、送信器極性化回路（７０）ととを含
む送信機を有する。電圧制御発振器回路（７８，８４）
は、所定の周波数の間で経時的に出力信号の周波数が変
化するように変調される出力信号を発生する。周波数が
変化する出力信号は、送信器の円形のウエーブガイド
（８０）に送られ、送信器極性化回路（７０）に伝搬さ
れる。そこで信号は、第１の方向に円形に極性化され
る。円形に極性化された出力信号は送信器によって対象
に放射され、対象に当たりセンサに向かって後ろに反射
して戻り信号を発生する。戻り信号は反射時に第１の円
形の方向とは反対の方向に回転する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電磁波近接センサ
に関する。

【０００２】

【従来の技術】この発明の実施例において、用語の「電
磁波」は、「マイクロ波」及び「ミリ波」並びに他の周
波数を含む。さらに本発明の実施例においては、用語の
「マイクロ波」は約３０ＧＨｚ未満の周波数を言い、
「ミリ波」は、約３０ＧＨｚ以上の周波数を言う。近接
センサの寸法をできるだけ小さく維持するために、本発
明は、約３０ＧＨｚ以上の周波数（ミリ波）で作動する
ことが好ましい。このように、本発明の次の説明は、説
明を簡単にするために、近接センサが「ミリ波」近接セ
ンサであるとして説明するが３０ＧＨｚ以上の周波数、
すなわちミリ波に制限されることなく、異なる周波数で
作動する本発明の特徴を有する近接センサも本発明の範
囲であることを理解すべきである。

【０００３】近接センサは対象物の存否を検出する非接
触型装置である。近接センサは次のタイプのものがあ
る。

【０００４】ａ）容量型、ｂ）絶縁型、ｃ）光電子、
ｄ）超音波、ｅ）マイクロ波ドップラー（モーション）
型である。

【０００５】本発明の目的は、公知のセンサでは入手で
きない厳しい環境（センサ面から数フィート）の検出能
力を提供する（３０ＧＨｚ以上の）新しいミリ波能動近
接センサを提供することである。ミリ波センサのいくつ
かの特徴は次のようである。

【０００６】１）厳しい環境、すなわち、ごみ（例え
ば、穀物、鉱石）、煙、霧、蒸気（例えば、油除去剤、
蒸気、水酸化物排気ガス）、炭化水素液（油、グリー
ス）、クリーニング液またはスプレー（炭化水素、また
は酸素ベース、例えばカーボンテトラクロライド、ベン
ゼン、キシレン、トリクロロエチレン）、ごみ、炎（消
火、炉）のような自然環境で検出する短い範囲の近接セ
ンサ装置である。

【０００７】絶縁型の近接センサは、厳しい環境で使用
することができるが、検出範囲が狭い（３０ｍｍのセン
サの直径において１．５２ｃｍ）。また絶縁型センサは
金属の物体をのみを検出することのみが知られており、
目標寸法の増大は、検出範囲の増大にはつながらない。
本発明で示されるミリ波近接センサは、絶縁センサに対
して検出範囲を少なくとも６倍広くし、検出範囲の増加
は図２２によって示すように最適に及び理論的に対象物
寸法と共に増加する。さらに、ミリ波近接センサは、金
属、絶縁体及び種々の液体を含む種々の金属を検出する
ことができる。絶縁型センサは、ウイスコンシン州のイ
ートンコープの絶縁容量性近接センサの基礎に示されて
いるような絶縁センサより大きな範囲（最大１．６イン
チ（４ｃｍ））を有するが、容量性センサの作動機構に
基づいた非常に大きい承諾できない効果によって厳しい
環境には向かない。光電子及び超音波センサはそれらの
各送信機と検出する物体との間の非吸収及び非拡散媒体
に依存する。最も厳しい環境は、吸収性及び拡散性であ
り、従って、光電子近接センサは超音波または光電子近
接センサには適さない。それとは対照的に、例として挙
げた厳しい環境は、基本的にはミリ波電磁波放射は透過
し、本発明のミリ波近接センサは、物体の存否を検出す
るために前記環境で有効に作用する。

【０００８】ドップラーベースのマイクロ波またはミリ
波センサは動いている物体の領域（ショートレンジ）で
はなく、はるかに遠いフィールドの検出を意図してお
り、静止物体の検出を意図している。またドップラータ
イプセンサは、送信周波数に非常に近い周波数にある戻
り信号によって起こる感度制限によって動きが遅い物体
の検出には適さない。搬送波からオフセットした信号周
波数は動いている物体の速度が遅くなるにつれて小さく
なる。

【０００９】２）ミリ波の特定の範囲にある随意の物体
の一様な検出出力を行う装置を示す。 センサの作動範
囲は、送信機の近接領域として知られているものであ
る。これらは、送信機の出力が送信機の出力ウエーブガ
イドポートから自由空間へ遷移するときの領域に近い電
磁界の空間的な非一様性がある。放射波は近い領域にお
いて平面的である。（それは遠距離領域では平坦な波に
なる）。非一様な空間領域の配分によって、センサの空
間的な領域に配置されたいくつかの場所で物体から離れ
たセンサ検出ゼロが行われることは公知である。本発明
の近接センサの独特の特徴は、これらの検出ゼロを緩和
する。

【００１０】３）本発明のセンサ用に低コストの送信源
を提供する手段。それは、次の新しい特徴に基づいた新
しいガンダイオード発信回路に基づくものである。

【００１１】温度による自己周波数補償用手段。

【００１２】過剰な周波数の変化、周波数の不連続性ま
たは出力負荷の変化によって性能の低下を防止するため
に必要な出力アイソレータの必要性をなくする。

【００１３】出力ガイドウエーブと発信回路との間の整
合回路の必要性をなくす。

【００１４】整合回路は負荷に対する最大限の出力電力
を保証するために使用される。

【００１５】スロットタイプのアンテナとしてガン発信
器の出力ウエーブガイドの使用。それによって外部アン
テナの必要性をなくす。

【００１６】基本的な形態まで小さくされたガン発信器
ウエーブガイドの使用。分離した回路エレメントは、ガ
ンダイオードとチップコンデンサである。

【００１７】本発明の１つの目的は、標準的な１８ｍｍ
の絶縁近接センサに比較して最大検出範囲（５５ｍｍ最
大限）において６：１以上の増加を行う低電力、低コス
トのミリ波（ＭＭＷ）近接センサを提供することであ
る。この構成は、低コストのＭＭＷガン発振器、ＭＭＷ
検出器及びアナログ処理／ドライブ回路を含む。センサ
は、３ワイヤ動作で設計され、１８ｍｍの管で適合する
であろう。

【００１８】センサ組立体の最初のコスト分析が完了
し、その結果は１０，０００以上の個数で１００ドル未
満で製造できることが示された。

【００１９】このセンサは、１８ｍｍの絶縁センサに比
較して最小限の検出範囲でほぼ６：１の改良を行う。１
８ｍｍの標準において、標準の１８ｍｍの絶縁センサ
は、５５ｍｍの検出範囲を有するＭＭＷセンサと比較し
て９ｍｍの検出範囲を提供する。ＭＭＷ近接センサと従
来の絶縁型センサ技術との間の重要な差異は、本発明の
検出範囲が目標の寸法の関数であることである。従っ
て、本発明の近接センサの検出範囲は大きな目標におい
て非常に大きくなる（すなわち、１００ｍｍの対象にお
いて３０：１以上理論的に改良される）。

【００２０】本発明の低コスト、低電力、ＭＭＷガン発
振器の斜視図が図３Ａ，Ｂに示されている。ガンダイオ
ードとセンサの出力との間の同調回路とインターフェイ
スの双方として１つのモノポールエレメントが使用され
る。これは回路技術、したがって組立コストを非常に簡
単にする。この簡単で丈夫な回路構成は、製造コストを
低減し、回路整合の必要性をなくす。２つのブレッドボ
ード発振器の双方は、３５ＧＨｚで＋１０ｄＢｍ出力動
力を達成し、０ｄＢｍの正規の出力電力構成の目的に合
致する。ブレッドボードからブレッドボードへの優れた
反復性が観察された。

【００２１】本発明の低コストのＭＭＷの斜視図は図４
に示されている。この回路は、１つのプリント基板と、
ピック及びプレースタイプ組立体に設計された低コスト
の市販されているＧａＡｓショットキーダイオードを使
用して実現される。これは、非常に簡単で高度に生産性
の高い低コストの回路を製造することができる。２つの
ブレッドボードＭＭＷ検出回路は、良好な感度で３０乃
至３７ＧＨｚにわたる非常に平坦な性能を提供し、それ
によって、発振器周波数の精度の低減を可能にする。ブ
レッドボードからブレッドボードに優れた反復性が観察
された。

【００２２】イートン社によって製造されたＭＭＷ近接
センサ及び光電子センサは機能的な観点から同様であ
る。これと類似したものとして、イートン光電子ＡＳＩ
Ｃは、本発明のアナログドライバ回路で使用することが
できる。これは、回路の複雑性を非常に小さくして従っ
て製造コストを低減する。アナログプロセッサドライバ
回路のブレッドボードが製造され評価された。最初の結
果は、優れたものであり、ボードは設計の目標に合致し
ている。アナログプロセッサドライバボードの平面図が
図５に示されている。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明の１つの形態によ
れば、電磁波、反射タイプの作動近接センサは、放射エ
ネルギーを対象に伝達する送信機であって、ガン発振器
回路を有し、前記ガン発振器回路は、ガン発振器とガン
発振器に接続されたガンドライバとを有し、前記ガンド
ライバによって駆動される前記ガン発振器は送信機によ
って対象に放射されるパルス変調信号を発生する送信機
と、第１と第２のウエーブガイドと第１及び第２のウエ
ーブガイドにそれぞれ接続された受信機とを有し、前記
第１と第２のウエーブガイドは、対象から反射された放
射エネルギーを受け、前記放射エネルギーを前記第１と
第２の検出器に送り、前記第１と第２の検出器の各々
は、前記第１と第２のウエーブガイドによって受けられ
た放射エネルギーに対応する出力信号を発生し、前記受
信機は加算器を有し、前記加算器は前記第１と第２の検
出器に結合されると共に前記第１と第２の検出器の出力
信号に応答し、前記加算器は、前記第１と第２の検出器
の出力信号の合計に対応する出力信号を発生する受信機
と、加算器の出力信号に応答するアナログプロセッサ回
路であって、加算器の出力信号に応答し、パルス信号を
発生し、パルス信号をガンドライバに送るパルス変調器
と、前記加算器の出力信号を受けそれに応答した増幅信
号を発生する増幅器と、増幅信号に応答し、それに応答
する出力信号を発生する同期復調信号コンディショナー
と、同期復調信号コンディショナーからの出力信号に応
答しそれに応答して出力信号を発生する出力段とを有す
るアナログプロセッサ回路とを有する。

【００２４】以下に詳細に説明するように、検出ゼロを
なくすように上述したような２つのウエーブガイド／２
つの検出器を設ける。さらに、ここに説明するような本
発明の受信機の特定の実施例は、反射信号を検出する直
接検出技術を言うが、受信機は、ホモダインミキサの形
であり、それによって受信された信号はそれ自身のディ
レイバージョンと実際に混合される。このような構成
は、検出器の感度を改良する。

【００２５】本発明の他の形態によれば、電磁波、反射
タイプ、作動近接センサは、送信機と、受信機と送信機
によって放射された後に受信機によって受信された漏れ
信号（すなわち、受信機に漏れる搬送出力信号の部分）
を無くす装置とを有する。漏れ信号除去装置の１つの実
施例において、予備決定された厚さを有するビームスプ
リッタが所定の分離距離でセンサと目標との間に配置さ
れている。従って、送信機によって放射された出力信号
はビームスプリッタに当たり、それに応答してビームス
プリッタは反射信号部分及び搬送信号部分を発生する。
搬送信号部分は、対象に向かって連続しており、そこで
それはセンサによって反射され受信機によって受信され
る。しかしながら、漏れ信号の位相と１８０°ずれてい
る反射信号部分は、ビームスプリッタから受信機に戻さ
れ、漏洩信号がほぼ消去され、検出感度を改良する。本
発明の１つの実施例において、ビームスプリッタの機能
は、図面の図２ｂに示す絶縁カバーが設けられる。

【００２６】漏洩信号消去装置の他の実施例において、
送信機及び受信機の各々は、円形のウエーブガイドおよ
び偏波回路を有する。送信機の円形ウエーブガイド及び
極性回路は、第１の方向（すなわち、時計方向または反
時計方向）に発振回路によって発生された出力信号を円
形に偏波する作用を行う。円形に偏波する出力信号は、
目標に向かって放射され、そこで目標に当たり、第１の
円形方向とは反対の第２の円形方向に回転する戻り信号
の形で後ろに反射する。次に、戻り信号は、受信機の円
形ウエーブガイドによって受信され、受信機の極性回路
によって円形に非偏波される（すなわち、直線的に偏波
される）。円形に非偏波された信号は検出器によって処
理される。このように、受信機は、第２の円形の方向に
偏波された信号にのみ応答して送信機によって放射さ
れ、第１の円形の方向の偏波された漏洩信号は受信機に
よって非偏波され従って検出器によって処理する必要は
ない。

【００２７】本発明による他の形態によれば、電磁気、
反射タイプの能動近接センサは、出力信号の周波数が所
定の周波数の間で経時的に変化するように変調される出
力信号を発生する電圧制御発振回路を有する送信機を有
する。この方法において、対象から反射された放射エネ
ルギーに応答し、送信機によって放射され周波数が変化
しているする出力信号と関連する周波数の範囲に応答す
る１つの周波数を呈する戻り信号は受信機によって受信
される。受信機の検出器は戻り信号を平均化してそれに
応答して戻り信号に対応する出力信号を発生する。電圧
制御発振回路によって発生した出力信号は少なくとも２
つの周波数の間で別々に変化する。他の実施例において
は少なくとも２つの周波数の間で正弦波的に変化する。

【００２８】本発明の他の目的は、別の共振器を必要と
することなく発振し、それによって出力信号を発生させ
る発振回路を提供することである。要するに、本発明
は、新しいガン発振回路の形の自己共振発振回路を提供
する。以下に詳細に説明する別の回路部材は、ガンダイ
オードとほぼ１／４波長の所定の長さを有する導線によ
って結合されるチップコンデンサとを有する。好ましい
実施例において、チィップコンデンサ及び導線は、ガン
ダイオードにバイアス電圧を供給するローパスフィルタ
を構成する。回路によって発生された出力信号を回路を
結合するウエーブガイドに送るためにガンダイオードに
ポストが結合される。また、ガンダイオードがインパッ
トダイオード、ＦＥＴまたはＨＥＭＴ装置のような他の
作動部材と置換され、ここに説明する本発明の利点を達
成するように変形されることを理解すべきである。

【００２９】近接センサの好ましい形の説明は図面を参
照して行われる。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を詳細に
説明する。

【００３１】本発明の１つの形のミリ波近接センサのブ
ロック図および組立体の図面が図１、２（Ａ）および２
（Ｂ）に示されている。センサ、主にガン発振器２、検
出回路４及びアナログプロセッサドライバ６を構成する
３つのサブ組立体の図面が図３乃至図５に示されてい
る。ガン発振回路２の詳細図が図６（Ａ）乃至図６
（Ｂ）及び図７（Ａ）乃至図７（Ｄ）に示されており、
ガン発振器２の組立体の図面が図８（Ａ）図および図８
（Ｂ）に示されている。

【００３２】本発明によれば、図面の図１を最初に参照
すると、電磁波反射タイプの能動近接センサは放射エネ
ルギーを物体５０に送信する送信機を有し、送信機はガ
ン発振回路２を有し、ガン発振回路は、ガン発振器５２
と、ガン発振器に結合されたガンドライバ５４とを有す
る。ガンドライバ５４によって駆動されるガン発振器５
２は送信機によって物体に放射されるパルス変調信号を
発生する。

【００３３】また、電磁波近接センサは、受信機を有
し、受信機は、第１と第２のウエーブガイド１２，１４
と第１と第２のウエーブガイド１２，１４に接続される
第１と第２の検出器８，１０を有する。第１及び第２の
ウエーブガイド１２，１４は、物体から反射された放射
エネルギーを受け、第１及び第２の検出器８，１０にそ
れぞれ放射エネルギーを送る。第１と第２の検出器８，
１０の各々は、第１と第２のウエーブガイド１２，１４
によって受けられた放射エネルギーに対応する出力信号
を発生する。さらに受信機は、加算器５６を有し、加算
器５６は第１と第２の検出器８，１０に接続され、第１
と第２の検出器の出力信号に応答している。加算器５６
は、第１と第２の検出器８，１０の出力信号の合計に対
応する出力信号を発生する。

【００３４】また電磁波近接センサは、アナログプロセ
ッサドライバ回路６を有する。アナログプロセッサドラ
イバ回路６は、加算器５６の出力信号に応答する。プロ
セッサドライバ回路６は、パルス信号を発生し、パルス
信号をガンドライバ５４に送るパルス変調器５８と、加
算器５６の出力信号を受け、それに応答して増幅信号を
発生する増幅器６０と、増幅信号に応答し、それに応答
して出力信号を発生する同期変調信号コンディショナー
と、同期変調信号コンディショナー６２からの出力信号
に応答してそれに対応する出力信号を発生する出力段６
４とを有する。出力部６４は、ＴＴＬパルス出力信号ま
たは他の論理コンパチブルフォーマットで外側の回路と
適当に接合する。出力部は、イートン社第１０９９０５
であり、プロセッサ６の残りは、イートン社第１０９７
４４号である。また電源６６がセンサの種々の部品に電
力を提供するために含まれる。

【００３５】センサは３５ＧＨｚのミリ波周波数で作動
するように構成されている。ガンダイオードは、送信機
として使用されるパルス発振器で能動素子として使用さ
れる。パルス３５ＧＨｚの信号は送信機の面からほぼ１
２インチ（３０ｃｍ）の距離まで伸びるように構成され
る。物体が目標領域にあるとき、送信信号は図２（Ａ）
及び図２（Ｂ）に示すようにセンサハウジング１６に２
つの受信ウエーブガイド１２，１４に含まれる２つの検
出器８，１０まで戻される。さらに図２（Ｂ）に示すよ
うに、絶縁カバー７がセンサの面のセンサハウジング１
６に取り付けられる。

【００３６】センサの対象領域は送信機の近傍領域にあ
る。送信機の出力が送信機の出力ウエーブガイド１８か
ら自由空間に遷移するとき、この接近領域には電磁領域
の非一様な空間的な配分があることが知られている。ま
た、検出範囲のいくつかの場所における目的においてセ
ンサ検出ゼロは非一様な空間領域配分から生じることは
知られている。このセンサの独特な特徴は、近傍領域で
検出ゼロを緩和するために二方向の受信配列（図２
（Ａ））で２つの検出器８，１０を使用することであ
る。検出器の出力は直列接続であり加算される。検出面
の異なるＸ及びＹ座標の各検出器の配置は、もし１つの
検出器が検出ゼロであり、他方が検出出力を有するなら
ば、直列接続された複合出力が検出出力の満足のゆく水
準を有することを保証する。各々が独自に検出器を有す
る異なる空間的な場所の２つの受信ウエーブガイド１
２，１４はゼロ状態をなくすために使用される。第２
（Ａ）図は、センサ面に関してＸ、ＹおよびＺの向きを
示すデカルトグラフを示す。特に、Ｘ軸は、センサ面に
関して水平方向であり、Ｙ軸は、センサ面に関して垂直
方向にある。Ｚ軸は、センサハウジングの長さに関して
同軸である。他のこのような構成も、ゼロ状態をなくす
ことができる。例えば、２つの受信ウエーブガイド１
２，１４は、異なるＸ座標または異なるＹ座標のみを有
するように配置されている。同様に、２つの受信ウエー
ブガイド１２，１４より異なるＺ座標を有するように送
信機を配置することはゼロ状態をなくすことができる。
さらに互いに１／４波長離れている２つの受信ウエーブ
ガイド１２，１４が異なるＺ軸座標を有するように配置
される本発明の他の実施例は、ゼロ状態をなくす利点を
有する。

【００３７】センサの空間的な範囲の検出ゼロを無くす
他の手段は、前述したような固定周波数ガンダイオード
ではなく、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）または広
い帯域のノイズ変調送信源を使用することである。ＦＳ
Ｋ変調によって、送信機のＲＦ周波数は２つの周波数の
間を迅速に移動する。従って、ゼロ検出状態がセンサの
空間的な周波数範囲の１つの周波数で存在するならば、
第２の周波数には存在しない。広い帯域のノイズ変調送
信源は変化する周波数の内容の出力を提供し、ＦＳＫ変
調で説明したようにセンサの空間的な範囲での検出をな
くす。ＦＳＫまたは広範囲のノイズ変調によって、固定
周波数のガン発振器について前に説明したような２つの
受信機こ構成ではない１つの受信機を使用することを可
能にする。ＦＳＫ変調の特定の実施技術は、図１６に示
した本発明の実施例において後に詳細に説明する。

【００３８】センサの空間的な範囲の検出ゼロをなくす
他の手段は、出力ＲＦパルスの幅にわたってパルスガン
発振器２の出力をチャープ（ｃｈｉｒｐ）することであ
る。２つの受信センサ構成について前述したように、ガ
ンダイオードのＲＦ出力のパルスは、ガンダイオードに
適用されるバイアス電圧を送る（パルシング）ことによ
って達成される。矩形のバイアス電圧パルス列はパルス
の幅の間でゼロから作動電圧の一定の値までガンダイオ
ードバイアスを駆動する。ＲＦ周波数は、バイアス電圧
が一定であるので、パルスの間隔にわたって一定であ
る。出力周波数をチャープするために幅が一定ではない
パルスバイアス電圧を使用することが好ましい（例え
ば、台形のパルス）。出力周波数のチャーピングは、ガ
ン発振器（および他の発振器タイプ）の公知のプッシン
グ特性から生じ、適用されるバイアス電圧の大きさによ
って変化が明らかにされる。チャープされたセンサ発振
器出力によって、センサ受信機は、ゼロ検出をなくすこ
とができる。これはもし、ゼロ検出が特定の周波数で起
こるならば、ゼロは周波数チャープを構成する他の周波
数の範囲にわたっては存在しないからである。このチャ
ープ技術によって、前述した２つの受信機構成よりも近
接センサの１つの受信機を使用することが可能である。

【００３９】受信機出力ウエーブガイドポート１８から
の受信機ウエーブガイドポート１２，１４への直接的な
漏れは、受信機ポートに関して送信機ポートの長手方向
の位置を最適化することによって最小限にされる。ＲＦ
の漏れを最小限にすることによって受信機の正接感度を
最大限にする。

【００４０】センサに使用する３５ＧＨｚ送信機源は、
新しい発振回路の能動素子としてガンダイオードを使用
する。ガンダイオード発振器２の新しい特徴は、前述
し、詳細な説明は、次のようである。

【００４１】発振器２の回路図および回路のレイアウト
は、図６（Ａ）乃至図６（Ｃ）および図７（Ａ）乃至図
７ｄに示される。組み立てられた発振器の斜視図が図３
に示され、組み立て図が図８（Ａ）および図８（Ｂ）に
示される。発振器の基本的な形は、発振器回路の小さい
寸法および少ない部品数で明らかである。別になった回
路の部品は標準的にパックされたガンダイオード２０と
チップコンデンサ１８とである。図６（Ａ）および図６
（Ｂ）に示すように、チップコンデンサ１８は、ガンダ
イオード２０に取り付けられておりその間に銅製のスペ
ーサ２３が配置されている。薄く狭い金属ポスト２２
（例えば０．００６×０．００８インチ）がガンダイオ
ード２０の上方の０，０３０インチのキャップに結合さ
れている。発振器回路のすべての部品はガンダイオード
に結合されており、０．１１５インチのフランジの直径
内に収容されている。ポスト２２は、ガンダイオードと
回路のリアクタンスの組み合わせのリアクタンスが共振
回路を３５ＧＨｚの発振でガンダイオード２０の負の抵
抗にするような寸法である。ポスト２２がウエーブガン
ダイオードの実施例の上壁に接触しないことが好まし
い。ポストの長さは、発振周波数の主な決定要因であ
る。ポストの長さが短くなればなるほど発振周波数が高
くなる。

【００４２】ガンダイオードとチップコンデンサを接続
するライン２４の長さは、名目的に１／４波長であり、
チップコンデンサと組み合わされてガンダイオードにバ
イアス電圧を供給するローパスフィルタを構成する。ま
た図８（Ａ）は、マイクロコアクス３１を介して発振回
路に対してガンバイアス端子２７の場所および接続を示
す。また図８（Ａ）には発振回路の設置端子２９の場所
が示されている。この構成は、ガンダイオード回路ハン
ドブックのＨＢ−９０００のマイクロウエーブに示され
ているような従来のガン発振器に使用されるものとは異
なり新しい。そこでは、ガンダイオードの上部キャップ
に接触し、それを通って伸び、ウーブガイドの上壁から
絶縁されている金属ポストを介してバイアスがガンダイ
オードに供給される。上壁から外側に伸びるポストの部
分は、バイアスをガンダイオードに供給するローパスフ
ィルタを構成する高いおよび低い高インピーダンスを有
する同軸線として製造される。従来のバイアス構成は、
図９（Ａ）および図９（Ｂ）に示されており、上述した
ガンダイオード回路ハンドブックからの構成である。図
９（Ａ）および図９（Ｂ）に示すような従来のバイアス
構成は、チューナ１０１と、バイパス１０２と、チョー
ク１０３と、ポストカップリング１０４と、バイアス端
子１０５と、アイリス穴１０６と、ダイオード１０７と
を有する。このバイアス構成は、さらに複雑でここに示
したチップ構成より製造および組み立てが高価になり、
従って低コストが第１の目的である発振器にとっては不
適当である。さらに、本発明においてポスト２２がウエ
ーブガイドの上壁に対して接触しないという性質は、発
振器が温度変化によって発振器に生じることが知られて
いる周波数の変化を自己補償を行う簡単な手段を提供す
る。温度変化による周波数補償は、次のように達成され
る。

【００４３】本発明におけるポスト２２がウエーブガイ
ドの実施例（例えば銅）と同じ材料である場合には、ウ
エーブガイドの上壁とポストの上部との間の空隙は、ウ
エーブガイドの高さとポストの高さの差によって温度の
増加と共に増加する。空隙寸法の大きさは発振周波数の
増大があるように測定される。この熱の膨張と同時にポ
ストと固定バックショート２５（図８（Ｂ））との間で
ウエーブガイドの長さの拡張が生じ、これは、発振周波
数の増加を生じる。これらの効果はオフセットしておら
ず、発振周波数に関してネット効果によって温度の増加
と共に大きくなる。自己周波数補償は、ウエーブガイド
より低い係数の熱膨張を有する材料のポスト２２を製造
することによって得ることができる。例えば、銅製のウ
エーブガイドにおいて、熱膨張の係数は、１６．８×１
０-6／℃であり、インバール製のポストの場合、係数は
０．９×１０-6／℃である。従って、インバールポスト
を有する銅製のウエーブガイド回路の実施例において
は、ウエーブガイドの上壁とポストの間の空隙は銅製の
ポストよりも温度上昇が大きい。大きな空隙は、銅ポス
トに関して発振器周波数の大きな増加を生じ、補償され
ない発振器の特性の周波数における減少をオフセットす
る。この新しい発振回路の周波数／温度回路補償は、追
加的な部品を補償されない発振器に追加することなく達
成することができる。

【００４４】発振器２の測定された外側のＱ係数は１１
０である。測定されたいくつかの発振器の出力電力は出
力ウエーブガイドの負荷に結合（整合）されていること
を示す。従来のガン発振器は、図９（Ａ）に示すような
発振器を出力負荷に整合させるために発振器の出力ポー
トで適当に間隔をおいた結合アイリスを使用する。ここ
に説明した本発明の発振器は、整合状態を確立するため
に結合アイリスまたは他の整合ネットワークを必要とし
ない。最大限の出力電力に必要な整合条件は、発振回路
に固有であるものとして指示される。これらの発振器に
使用されるガンダイオードは、標準の結合（整合）キャ
ビティ発振器のベンダによって試験される。これらの条
件の下でベンダによって測定される出力電力は、ここに
示された発振器で測定された出力電力にほぼ等しい。

【００４５】また、テストは発振性能の重大な乱れを生
じることなく、負荷と発振器（例えば、フェライトアイ
ソレータ）との間の外部の絶縁を高いＶＳＷＲ負荷（少
なくとも４．５：１）にすることなく作動することがで
きる。ＶＳＷＲ負荷（１．２２）によって、発振器のプ
リングは、発振周波数（３５ＧＨｚ）の０．０９４％に
対応する±３０ＭＨｚである。発振器のプリングは、与
えられたＶＳＷＲの負荷が全位相（±１８０°）を通し
て変化したとき生じる発振周波数の変化である。発振器
の良好なプリング特性は発振回路に対して固有のもので
あるとして指示される。

【００４６】前述した本発明のミリ波近接センサの構成
は、その検出感度を大きくする目的でまたその形を小さ
くしてコストおよび寸法を小さくする目的で本発明の他
の実施例において変形される。前述した構成は、各々が
ミリ波検出器８，１０を有する２つのウエーブガイド受
信機１２，１４を使用するが、新しく改良された構成
は、ウエーブガイド受信機３０およびミリ波検出器３２
を１つのみ有する。近接センサのブロック図およびこの
他の実施例の構成および前述した構成は、図１０，１２
（Ａ）および図１１（Ｂ）および図１，２（Ａ）および
図２（Ｂ）にそれぞれ示されている。図１０，１２
（Ａ）および図１１（Ｂ）に示された構成は、１つの受
信機の構成は近接センサにおいて好ましい形である。大
きなウエーブガイド（ＷＲ−２８）３４は、送信機のビ
ーム幅を狭くしてそれによって大きな目標の戻りを得
て、誤った目標の戻りを最小限にするために３５ＧＨｚ
のプロトタイプのセンサにおいて受信機（ＷＲ−２２）
用に使用されるもの以外の送信機に使用される。

【００４７】新しい構成（図１０，図１１（Ａ），図１
１（Ｂ））は、前述した構成（図１，図２（Ａ）および
図２（Ｂ））で前述したものより簡単で低いコストで大
きな感度を呈する。検出感度の増加は受信機のウエーブ
ガイドポート３０に直接漏れる送信機信号の大きな水準
まで減少させるために独特の装置の使用から従う。前記
漏れは２つの受信機１２，１４（図１，２（Ａ）および
図２（Ｂ））を使用した設計によって得られるものより
十分に小さい。搬送信号が受信機ポートへの漏れは、セ
ンサ性能を劣化させる。なぜならば、それは検出するこ
とができる目標の戻りの最小限の水準を制限するからで
ある。さらに、送信機から受信機への漏れは目標距離へ
のセンサの関数として正規のセンサ動作に存在するリッ
プルの増幅に影響することは知られている。さらに、リ
ップルの増幅がセンサの性能（例えば、レンジスタビリ
ティ、ヒステリシス）を制限するからであり、送信機か
ら受信機への漏れを最小限の水準にまで小さくすること
が好ましい。

【００４８】送信機から受信機への漏れの効果を最小限
にするために使用する手段が図１２に示される。絶縁ビ
ームスプリッタ３６は、センサハウジングの面３８の送
信機および受信機ウエーブガイドポート３４，３０から
ほぼ１／４波長間隔をおいている。送信機からの受信機
ポートへの直接の漏れ通路は、破線Ｄによって示されて
おり、前記漏れはセンサ性能の劣化から生じる。送信機
からの主なビーム（実線Ａ）は低いロスの絶縁プレート
（例えばレクサン）であるビームスプリッタ３６に当た
る。大部分の送信信号はプレートを通って目標４０に当
たる。目標は実線Ｂによって示される。主ビームの小さ
い部分は、受信機ポート（実線Ｃ）に反射して戻る。プ
レートの厚さは、絶縁体のほぼ１／２波長であり、所望
の水準反射信号を提供する。絶縁プレート３６が受信ポ
ート３０から１／４波長近く離れていることによって、
反射エネルギーは直接漏洩信号に関して１８０°位相が
ずれており、センサ性能の送信機の漏れの効果をゼロに
する。

【００４９】送信機と受信ポート３４，３０の間の有効
絶縁は、漏れの抑制のこの手段によって４０ｄＢ以上ま
で測定された。絶縁カバー７（図２（Ｂ））は、本発明
の他の実施例でビームスプリッタ３６として作用する。

【００５０】近接センサの構成は３５ＧＨｚとして説明
したが、これはミリ波、サブミリ波またはマイクロ波周
波数で実施することができる。さらに、この構成は能動
素子としてガンダイオードを使用することとして説明し
たが、インパットダイオードＦＥＴまたはＨＥＭＴデバ
イスのような他の能動素子を使用することもできる。

【００５１】送信機出力ポート近傍の領域の電磁領域の
空間的な非一様性による検出ゼロ（検出された出力がゼ
ロ）の可能性によって、このようなゼロは図１０乃至図
１２に示すようなセンサによって提供される大きな感度
の結果とは関連しない。前述した構成において（図１，
２（Ａ）および２（Ｂ））、２つの受信機は、検出ゼロ
をさけるために使用される。２つの受信機の出力が組み
合わされて、送信機から受信機への漏れの抑制がないこ
とによる各受信機の検出感度の低下を防止する。

【００５２】さらに、送信機と受信機との間の絶縁を大
きくする他の実施例は、本発明の範囲である。特に図１
３および図１６は、このような増大した絶縁を行う本発
明の近接センサの他の２つの形を示すブロック図であ
る。図２０は、図１４および図１６に示すセンサの新し
い特徴を組み合わせた本発明の近接センサの他の形の正
面図である。

【００５３】前述したような送信対受信絶縁が小さいこ
とは感度の低下を招き、戻り信号（すなわち、対象から
反射された信号）との干渉を行う。絶縁の小さい主な衝
撃は、戻り信号と漏洩信号の生成破壊干渉によって（受
信機へ漏れる送信機によって放射される信号部分）セン
サと対象との間の距離の関数によって検出電圧のリップ
ルを絶縁する。また、戻り信号と漏洩信号の生成破壊干
渉は、それらの相対位相の関数である。多数のリップル
が検出範囲の所定のセンサ獲得水準以下への検出された
電圧低下によるセンサのパワーアップ問題が生じる。多
量のリップルが起こす他の有害な他の効果はゼロ領域と
反復性の問題である。図１３は、センサからの対象距離
の関数としてセンサの検出器出力（すなわち、検出電
圧）を示すグラフである。特に２つの曲線が示されてお
り、１つの曲線は、３０ｄＢの絶縁を有するセンサの検
出器出力を示し、他の曲線は４５ｄＢの絶縁を有するセ
ンサについて同じものを示したものである。グラフから
明らかなように、大きな絶縁を有するセンサは小さい絶
縁を有害センサより小さい検出器の出力に関するリップ
ルを呈し、従って、リップル起こす検出器の問題を少な
くする。図１４，１６よび２０に示す近接センサの実施
例は、センサの送信機対受信機の絶縁を大きくすること
によって上述したニップルの効果を最小限にするように
作用することは理解できよう。

【００５４】最初に図１４を参照すると、ここに示され
た近接センサは、送信機と受信機との間の絶縁において
ほぼ改良を達成する新しい横断方向の偏波技術を実施す
る。このような絶縁性の改良は近接センサの検出感度を
大きくする。前述した実施例で説明した部品と同じ参照
符号を有する図１４に示す部品は機能的には同じ部品で
あることに留意すべきである。従って、図１４の電磁
波、反射タイプの能動近接センサは、放射エネルギーを
対象５０に搬送する送信機を有する。送信機は、ガン発
振回路２とガン発振回路２に接続された送信機偏波回路
７０とを有する。送信機偏波回路の構造は、以下にさら
に詳細に説明する。ガン発振器回路２は図１および図１
０の双方に関して説明したガン発振器回路と構造的に機
能的に同じである。ガン発振器回路はそれ自身でガン発
振器５２とガン発振器５２に結合されたガンドライバ５
４とを有する。また、図１４には示していないが、送信
機はガン発振回路２に結合された円形のウエーブガイド
８０（図２０）を有し、ウエーブガイド８０に送信機極
性回路７０が配置され、放射エネルギーが送信される。
また図１４に示す電磁波近接センサは、受信機偏波回
路７２と受信機偏波回路７２とを有する受信機を含む。
受信機偏波回路の構造を以下にしょうさいに説明する。
送信機と同様であるが、図１４には説明しないが、受信
機は、検出器３２に結合された円形のウエーブガイド８
２（図２０）を示し、その中に受信偏波回路が配置され
ることが好ましく、それによって対象５０から反射され
た放射エネルギーが受信される。さらに、図１４の近接
センサは、アナログプロセッサ／駆動回路６を有する。
アナログプロセッサ駆動回路６は、図１おっよび図１０
に示した近接センサの実施例に関して前述したものと構
造的に機能的に同じ回路である。従って、アナログプロ
セッサ駆動回路６は、受信機の検出器３２に結合された
増幅器６０と、増幅器６０に結合された同期変調信号コ
ンディショナー６２と、同期変調信号コンディショナー
６２に結合された出力段３４とを有する。また、前述し
たようにアナログプロセッサ／駆動回路６は同期復調信
号コンディショナー６２と送信機のガンドライバ５４の
双方に接続されたパルス変調器５８を有する。電源６６
は、センサの種々の部品に接続され、電力を必要とする
上述した部品の各々に必要な入力電力を送る。

【００５５】従って、図１４に示す電磁波近接センサは
次のように作動する。パルス変調器５８は、パルス信号
を発生し、パルス信号をガンドライバ５４に送る。ガン
ドライバ５４によって駆動されるガン発振器５２は、パ
ルス変調信号を発生する。ガン発振器回路２に接続され
た円形のウエーブガイド８０は円形のガイドウーブ８０
に配置された送信機偏波回路７０にパルス変調信号を伝
達する。それは、ガン発振器回路２によって発生したパ
ルス変調信号が直線的な偏波信号であると理解すべきで
ある。送信偏波回路７０は、信号が第１の円形方向に回
転するようにパルス変調信号を円形に偏波する。第１の
円形方向は、時計方向または反時計方向の回転のいずれ
かである。円形に偏波されたパルス信号は、対象５０に
向かって円形のウエーブガイド８０から放射され、それ
によって、信号は対象５０に当たり、近接センサに向か
ってはね返る。対象に当たったときに、信号はその回転
方向を変え、第２の回転方向に回転する。第２の円形方
向は、第１の円形方向戸は反対であり、反時計方向か時
計方向である。

【００５６】受信機の円形のウエーブガイド８２は第２
の円形の方向に回転する円形の偏波パルス変調信号の形
で対象５０から反射された放射エネルギーを受ける。好
ましくは、受信機偏波回路７２は円形のウエーブガイド
８２に配置され、その好ましい構造を以下に詳細に説明
する。受信機の偏波回路７２は第２の円形の方向に回転
する円形の偏波パルス変調信号に応答してそれに関連す
る円形の偏波を除去する。図１４に示す実施例の受信機
は、受信機の偏波回路７２ち同じ回転方向（すなわち、
第２の円形の方向）に偏波される信号にのみ応答する。
従って、円形に非偏波された戻り信号は、円形のウエー
ブガイド８２によって受信機の偏波回路７２から検出器
３２に通過する。検出器３２は第２の円形の方向に回転
する円形の偏波パルス変調信号（すなわち、戻り信号）
の形で対象５０から反射された放射エネルギーに対応す
る出力信号を発生する。

【００５７】アナログプロセッサドライバ回路６は、検
出器３２によって発生した出力信号に応答する。特に、
アナログプロセッサドライバ回路６の増幅器６０は検出
器３２の出力信号を受け、それに対応した増幅信号を発
生する。同期復調信号コンディショナー６２は増幅信号
を受信して、それに応答してそれ自身の出力信号をを発
生する。同期復調信号コンディショナー６２によって発
生した出力信号は、出力段によって受けられ、それに応
答して出力部６４は出力信号を発生する。本発明の上述
した実施例に関して前述したように、出力段６４は近接
センサが外部回路と適切に接合するようにＴＴＬパルス
出力信号（またはある他の論理コンパチブルフォーマッ
ト）を送ることが好ましい。また前述したように、イー
トン社のＮｏ１０９９０５号が図１４に示した出力部６
４として使用することができ、アナログプロセッサドラ
イバ６の残りはイートン社のＮｏ．１０９７４４であ
る。

【００５８】送信機偏波回路７０および受信機偏波回路
７２の好ましい構造および機能が説明される。送信機偏
波回路７０は、ガン発振回路２によって発生する信号の
優勢なモードの電磁領域に対する４５°の角度で円形の
ウエーブガイド８０に挿入される所定の長さの薄い絶縁
カード（射出成型ナイロン６／６）を有する。図１５
（Ａ）は、絶縁カードの好ましい実施例の側面図であ
り、以下に詳細に説明する。円形のウエーブガイド８０
に存在するガン発振回路２によって発生されたパルス変
調信号と関連する電界は、絶縁カードに垂直な成分と絶
縁カードに平行な成分の２つの直角な成分に分解され
る。もし絶縁カードが平行な電界成分が垂直な電界成分
に関して９０°の位相シフトを有するように選択される
ならば、電界全体は、円形のように回転される。従っ
て、この方法において、信号は円形に偏波される。ま
た、もし絶縁カードが電界に対して反対方向の４５°の
角度で円形のウエーブガイド８０に配置される場合に
は、電界は反対方向に回転し、従って、最初に述べた位
置に挿入された絶縁カードによって円形に偏波された電
界と比較して反対側の円形の極性を有することは理解で
きよう。

【００５９】図１５（Ａ）に示すような絶縁カードは、
第１の整合部分７４と第２の整合部分７６を有し、その
機能を以下に説明する。図１５（Ａ）に示す整合部分７
４および７６は絶縁カードをつくるために使用される材
料に関連する誘電率と自由空間に関連する誘電率との間
の距離によって信号の反射を小さくするために含まれ
る。送信機の円形のウエーブガイド８０に挿入された誘
電カードに関して、第１の整合部分７４は円形のウエー
ブガイド８０を通って伝搬するパルス変調信号に関して
自由空間と誘電材料との間に次第に遷移を呈する中間の
誘電率を提供する。中間の誘電率は図１５（Ａ）に示す
方法で誘電カードを整合し、切り出し７４（Ａ）をつく
ることによって得ることができる。同様に、第２の整合
部分７６は、同様に伝搬信号にさらに次第に遷移するよ
うにする切り出し７６（Ａ）を有する。

【００６０】同様に、受信機偏波回路７２は、送信機偏
波回路７０に関して述べたように、また図１５（Ａ）に
示したものと同じ誘電カードを有する。受信機の偏波回
路７２の誘電カードは、送信機の円形のウエーブガイド
８０に挿入される誘電カードの４５°の角度に対して
（９０°のずれ）の４５°で円形のウエーブガイド８２
に挿入される。従って、送信機および受信機８０および
８２の円形のウエーブガイドは、反対側に偏波され、従
って、クロス偏波と称される。また、送信機の円形ウエ
ーブガイド８０の誘電カードと同様に、受信機のウエー
ブガイド８２に挿入することができる誘電カードは、反
射を低減するために第１と第２の整合部分７４および７
６を使用し、それを通過する信号が次第に遷移するよう
にする。

【００６１】本発明は送信機および受信機の偏波回路７
０および７２の他の形を含むことを理解すべきである。
特に上述した誘電カードは、誘電カバー７と同様に（図
２（Ｂ）参照）誘電カバーと一体的に形成されており、
これは円形のウエーブガイドの開口部に適合する。ま
た、偏波回路は図１５（Ｂ）および図１５（Ｃ）に示し
たように実施される。図１５（Ｂ）および図１５（Ｃ）
は、偏波回路の他の実施例の側断面図および正面図を示
しており、それによって誘電フィン７５（Ａ）および７
５（Ｂ）は、円形のウエーブガイド述べた内面に一体的
に形成される事が好ましい。図１５（Ｂ）は、図１５
（Ｃ）に示した線１６（Ｂ）−１６（Ｂ）に沿って切ら
れた側断面図である。誘電フィン７５（Ａ）および７５
（Ｂ）は、誘電カードに関して上述したような優勢なモ
ードの電界に対して４５°の角度で配置される。図１５
（Ｂ）および図１５（Ｃ）は１つの円形のウエーブガイ
ドのみを示し、他の円形のウエーブガイドは、誘電カー
ドに関して説明したと同様な方法で第１のウエーブガイ
ドから９０°ずれるように配置された同様に形成された
誘電フィンを有する。誘電フィン７５（Ａ）および７５
（Ｂ）はウエーブガイドの内径のほぼ１／３未満のウエ
ーブガイドに伸びている。１／４波長のプレートと称さ
れるこれらの誘電フィンは、図１５（Ａ）に示すような
切り出し部分７４および７６（Ａ）と同様な切り出し部
分７７（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）を有する。切り出し部分
７７（Ａ）乃至ｄは上述したような同様の整合作用を提
供する。また、図１５（Ｂ）および図１５（Ｃ）に示す
ような偏波回路を通過する信号の円形の偏波は誘電カー
ドに関して説明したと同じ方法で達成される。さらに、
本発明の偏波回路の上述した実施例は、円形のウエーブ
ガイドではなくむしろ矩形のウエーブガイドで実施され
ることも理解すべきである。

【００６２】本発明によって使用される新しい偏波技術
は改良された送信機から受信機の絶縁において実現され
る。送信機は、第１の円形方向に円形に偏波（回転）す
る出力信号を放射し、出力信号は、対象から反射すると
きに回転方向を反転し、第２の円形方向に回転するか
ら、それが第２の円形方向に回転する信号のみに応答す
るように受信機を偏波することによって受信機は送信機
から受信機に漏れる放射エネルギーを受信しない。従っ
て送信機と受信機との間で実行されるクロス偏波技術に
よって近接センサの絶縁は、２０ｄＢ乃至２５ｄＢだけ
増加し、（すなわち、特別の整合を必要とすることな
く）ほぼ４５ｄＢの最小限の絶縁を行うことができる。
従って、本発明によって形成される近接センサは前述し
たリップルが生じる検出の問題をより低減することがで
きる。さらに、このクロス偏波技術は周波数には敏感で
はない。なぜならば、偏波回路７０および７２は、本発
明によって実施される近接センサの追加的な周波数帯域
全体で作動可能であるからである。

【００６３】図１６を参照すると、周波数偏重技術を使
用する本発明の他の形態が示される。図１６に示される
本発明の他の実施例は、送信機を除いて図１０，図１１
（Ａ）および図１１（Ｂ）に示す実施例と構造的には同
じである。ガン発振器５２の代わり（図１０）にガン電
圧制御発振器（ＶＣＯ）７８を使用する。ガンＶＣＯ７
８は、バイアスポート７８（Ａ）および同調ポート７８
（Ｂ）を有する。ガンドライバ５４は、ガンＶＣＯ７８
のバイアスポート７８（Ａ）に接続され、周波数変調器
８４がガンＶＣＯ７８の同調ポート７８（Ｂ）に接続さ
れている。図１６に示すセンサの部品の残りは、同じで
あり、図１０、図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）に示す
センサに関して前述したものと同様に相互に結合されて
いる。従って、図１６には示さないが、送信機は、ウエ
ーブガイド３４（図１１（Ａ））を含み、受信機はウエ
ーブガイド３０（図１１（Ａ））を含む。

【００６４】図１６に関してセンサの実施例で説明した
周波数変調の技術は、送信機と受信機との間の絶縁の大
きな改良を行う。この新しい周波数変調の背後の概念
は、漏洩信号に関する戻り信号（すなわち、対象から反
射された信号）の位相は、対象またはセンサを物理的に
移動することなく、センサからの特定の距離で変化させ
ることができる。これは、本発明において、以下に説明
する特定の方法で送信機の発振器の周波数をシフトする
ことによって達成することができる。例えば、センサか
らの距離Ｒで戻り信号が漏洩信号との位相から１８０°
ずれており、検出される電圧は最小限のものになる。も
し、センサ出力周波数が戻り信号が漏洩信号と同じ位相
になるようにシフトされるならば、同じ距離Ｒで検出電
圧は最大限になる。戻り信号の位相はｅ−２ｊｋｒディ
ペンダンスに従い、ここでｊは√ー１、ｋはｍｍ−１の
フリースペース波伝搬定数であり、ｒは送信機から対象
までの距離ｍｍに等しい。丸いトリップ通路（すなわ
ち、センサから対象までまたはセンサまで戻る）によっ
て、２ｒのレートで位相サイクルの関係から分かり、従
って１／４波長の距離は位相の１８０°のシフトを生じ
る。

【００６５】１８０°の位相だけ戻り信号をシフトする
ために必要な周波数変位は、対象の距離が１／４の波長
に等しい周波数に対応する。従って、周波数変位は、次
の関係から決定することができる。

【００６６】δ＝ｃ／４Ｒ ここでｃは空気中の光速（３×１０¹¹ｍｍ／秒）の速度
に等しく、Ｒは、センサと対象の間の距離に等しく、例
えば、センサと対象の間の距離が、７５（ｍｍ）分離し
ていると仮定すれば、周波数の１ＧＨｚのシフトは戻り
信号の１８０°の位相シフトを生じる。図１７は１ＧＨ
ｚで分離された２つの３４．５ＧＨｚと３５．５ＧＨｚ
で本発明の近接センサの各理論的な応答を表すグラフで
ある。グラフから明らかなように、２つの信号は７５ｍ
ｍで違いに１８０°位相がずれている。

【００６７】図１６に示すセンサの実施例を参照する
と、ガンＶＣＯ７８のバイアスポート７８（Ａ）に接続
されたガンドライバ５４は、ガンＶＣＯ７８をバイアス
（すなわち、ターンオンおよびオフ）する信号を発生す
る。さらにガンＶＣＯ７８のチューニングポート７８
（Ｂ）に接続された周波数変調器８４はガンＶＣＯ７８
への変調信号を送る。ガンＶＣＯ７８は、ガンドライバ
５４および周波数変調器８４に応答する出力信号を提供
する。ガンＶＣＯ７８によって発生された出力信号の周
波数は、チューニングポート７８（Ｂ）に適用する電圧
の値に比例する。従って、ガンＶＣＯ７８の出力信号
は、周波数変調によって提供された変調の関数であり、
周波数変化出力信号である。ガン７８は好ましい実施例
においては付属部材のＶＣＯであり、＋５ｄＢｍの最小
限の出力電力を提供する３２ＧＨｚ乃至３８ＧＨｚの周
波数の範囲にわたってバラクタ同調される。

【００６８】従って、もし、ガンＶＣＯの出力信号の周
波数が検出器３２のビデオ帯域よりもかなり早い（例え
ば、１０倍）の速度で２つの別の周波数（すなわち、周
波数シフトキー（ＦＳＫ）変調）の間で変調されるなら
ば、検出器３２はつの検出波形の平均に応答することが
でき、すなわち、一方は、第１の分離周波数を呈する対
象から反射した戻り信号に寄与し、他方の検出波形は第
２の分離周波数を呈する対象から反射された戻り信号に
寄与する。従って、２つの戻り信号が互いに１８０°の
位相がずれている距離を包囲する小さい範囲にわたっ
て、検出器３２によって発生される出力信号はニップル
を発生しない。ガンＶＣＯ出力信号のＦＳＫ変調は周波
数変調器８４によって発生された矩形波の信号をガンＶ
ＣＯ７８の同調ポート７８（Ｂ）に適用することによっ
て達成することができる。

【００６９】図１８は、その送信信号が１ＧＨｚの周波
数変位（３４．５ＧＨｚ乃至３５．５ＧＨｚ）上にわた
って変調されたＦＳＫである。比較のためにＦＳＫ変調
のないおうとう示す曲線が含まれる。図１８のグラフで
分かるように、検出器３２は実際にはほぼ平坦な（すな
わち、ほぼリップルのない）７５ｍｍの周りの領域によ
って証明されるような２つの戻り信号の平均の値に応答
する。ほぼ平坦な領域は、変位周波数の１／４波長の奇
数倍に応答する各距離間隔でそれ自身を繰り返すことを
理解すべきである。さらに、リップルを生じない距離
は、本発明によって、適当な周波数変位を選択すること
によって正確に制御される。

【００７０】最後に、検出器３２によって発生する出力
信号の処理の残りの部分は、図１０，１２（Ａ）および
１１（Ｂ）に示したセンサの検出器によって発生される
出力信号に適用されるものと全く同じである。特に、ア
ナログ処理／ドライバ回路６は検出器３２によって発生
する出力信号に応答し、それによって増幅器６０は検出
器３２の出力信号を受け、それに応答して増幅信号を発
生する。次に同期変調信号コンディショナー６２は増幅
信号を受け、それに応答して出力信号を発生する。同期
変調信号コンディショナー６２によって発生された出力
信号は、出力段６４によって受けられ、それに応答して
出力段６４は外側の回路と置換性のあるフォーマットで
出力信号を発生する。前述したように、イートン社のパ
ート１０９９０５は、図１６に示す出力段６４として使
用され、アナログプロセッサ／ドライバ６の残りの部分
はイートン社のパート１０９７４４である。

【００７１】図１６に示すセンサの実施例を参照する
と、もしガンＶＣＯの出力信号が上述したような２つの
分離周波数ではなく、広い範囲の周波数帯域にわたって
変調されるならば、検出器３２は、周波数スペクトルの
全体の範囲にわたって検出波形を平均化することを理解
すべきである。各周波数の補正は変調波形の形状に比例
し送信パルスが特定の周波数変位によってどのように占
められるかによって決定される。この結果は、各距離で
位相シフトの連続を平均化し、検出距離の広い領域にわ
たって小さいリップルを提供することができる。例え
ば、図１９は、３ＧＨｚ（すなわち、３２ＧＨｚ乃至３
５ＧＨｚ）の３ＧＨｚの変位周波数の帯域幅にわたって
正弦波敵に変調される本発明の近接センサの理論的な応
答を表すグラフである。変調のない応答（すなわち、３
５ＧＨｚでの連続波（ＣＷ））を示す曲線が比較のため
に含まれる。周波数変調技術を示す曲線から明らかなよ
うに、リップルは、０乃至８０ｍｍの近接センサの好ま
しい検出距離の適当な部分にわたって著しく低減され
る。従って、新しい周波数変調技術は、近接センサの検
出範囲の予測可能で制御可能で適当な部分を非常に小さ
くし、それによって１５ｄＢ以上のセンサ送信対受信絶
縁の有効な増加が生じる。のこぎり歯または３角形の波
のような他の変調形状が正弦波変調方法に比較してさら
に最適な性能を生じる。

【００７２】図２０を参照すると、本発明による電磁波
の他の実施例が示されている。特定の実施例は、図１４
に示した近接センサに使用されるクロス偏波技術と、図
１６に示される近接センサに使用される周波数変調技術
とを組み合わせることを理解すべきである。特に図２０
は、このような近接センサの（センサの面を見た）正面
図である。

【００７３】図１６に示す部品のすべては、図２０の組
み合わせられた実施例に含まれ、しかしながら、図１６
のセンサに使用される送信機のウエーブガイド３４は送
信機偏波回路７０（すなわち、図１６に示された絶縁カ
ード参照）を含む送信機ウエーブガイド８０（図１４参
照）と置換することができる。同様に、図１６のセンサ
に使用される受信機のウエーブガイド３０は受信機偏波
回路８２（すなわち、図１６に示す絶縁カード）を含む
受信機回路ウエーブガイド８２と置換することができ
る。従って、ガンＶＣＯ７８によって発生された出力信
号は、周波数変調され、前述したような新しい方法で円
形に偏波される。また、好ましい実施例において、円形
のウエーブガイド８０はガンＶＣＯ７８によって発生さ
れた信号の第２の調波のみを通過させる、例えば、すな
わち、発生した信号は、２７ＧＨｚ乃至３２ＧＨｚの基
本的な周波数の範囲を有し、搬送された信号は、５７Ｇ
Ｈｚ乃至６４ＧＨｚの第２の調波周波数の範囲を呈す
る。

【００７４】さらに第１９図は送信機Ｅ平面（すなわ
ち、電界）プローブ９０を示す。Ｅ平面プローブ９０
は、信号が円形ウエーブガイド８０を通って偏波回路７
０に伝わるようにウエーブガイドのモードにガムＶＣＯ
７８によって発生された信号のモード（すなわちマイク
ロストリップモード）に変換する。同様に、図２０は、
受信機Ｅ平面プローブ９２を示す。Ｅプレーンプローブ
９２は、検出器３２が戻り信号を処理するようにウエー
ブガイドモードからマイクロストリップモードに円形の
ウエーブガイド８２によって受信された戻り信号を変換
する。図２０は、互いに１８０°離れたＥプレーンのプ
ローブ９０および９２を示す。前述したように、ガンＶ
ＣＯによって発生した信号は送信機偏波回路７０によっ
て円形に偏波される前の直線的な偏波信号である。同様
に戻り信号は、受信機偏波回路７２を通過した後に直線
的な偏波信号になる。図２１を参照すると、受信Ｅ平面
プローブ９２に関して送信機円形ウエーブガイド８０に
送信機Ｅ平面プローブ９０を対角線状に配置（すなわ
ち、９０°ずれている）することによって送信機偏波回
路７０を越えておよび偏波回路７２を越えて漏れるガン
ＶＣＯ７８によって発生する直線的な偏波信号の部分は
受信機の検出器３２によって検出されない。従って、図
２１に示すように互いに関して９０°の角度でＥ平面の
プローブを配置することによってさらに２０ｄＢの絶縁
が実現することができる。対角線状に配置されたＥ平面
のプローブ９０および９２は上述した追加的な絶縁を達
成するためにほぼ１／４波長が好ましいことを理解すべ
きである。

【００７５】従って、本発明による上述したクロス偏波
および周波数変調技術を使用することによって、図２０
および図２１に示すような近接センサは、所望の検出範
囲にわたって５０乃至５５ｄＢの有効な送信機対受信機
の絶縁を行うことができる。

【００７６】さらに、ここに説明した本発明の受信機の
特定の実施例は、反シュア信号を検出する直接検出技術
を言うが、受信機はホモダインミキサの形でもよく、それ
によって受信信号がそれ自身のディレイバージョンと混
合される。

【００７７】本発明の実施例を添付図面を参照して説明
したが、本発明はこれらの実施例には制限されず、本発
明の範囲および精神を逸脱することなく当業者によって
変形および変更が行われることは理解できよう。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の形によって形成される電磁波反射型能
動近接センサのブロック図である。

【図２】図２（Ａ）は、本発明の電磁波反射型能動近接
センサの端面図を含む組立体の図面である。図２（Ｂ）
は、本発明の電磁波反射型能動近接センサの側面図を含
む組立体の図面である。

【図３】本発明の電磁波反射型能動近接センサの第１の
サブ組立体、すなわちガン発振器の斜視図である。

【図４】本発明の電磁波反射型能動近接センサの第２の
サブ組立体、すなわちガン発振器の斜視図である。

【図５】本発明の電磁波反射型能動近接センサの第３の
サブ組立体、すなわちガン発振器の斜視図である。

【図６】図６（Ａ）は、本発明の電磁波反射型能動近接
センサのガン発振器の平面図である。図６（Ｂ）は、本
発明の電磁波反射型能動近接センサのガン発振器の側面
図である。図６（Ｃ）は、本発明の電磁波反射型能動近
接センサのガン発振器の回路図である。

【図７】図７（Ａ）は、本発明の電磁波反射型能動近接
センサのガン発振回路の回路図である。図７（Ｂ）は、
本発明の電磁波反射型能動近接センサのガン発振回路の
平面図である。図７（Ｃ）は、本発明の電磁波反射型能
動近接センサのガン発振回路の側面図である。図７
（Ｄ）は、本発明の電磁波反射型能動近接センサのガン
発振回路の他の側面図である。

【図８】図８（Ａ）は、本発明の電磁波反射型能動近接
センサのガン発振回路の斜視図である。図８（Ｂ）は、
本発明の電磁波反射型能動近接センサのガン発振回路の
断面図である。

【図９】図９（Ａ）は、従来のガン発振器回路の一部を
破断した正面図である。図９（Ｂ）は、従来のガン発振
器回路の一部を破断した側面図である。

【図１０】本発明の近接センサの他の形のブロック図で
ある。

【図１１】図１１（Ａ）は図１０に示した電磁波反射型
能動近接センサの形の端面図である。図１１（Ｂ）は図
１０に示した電磁波反射型能動近接センサの形の端面図
である。

【図１２】図１０，図１１（Ａ），図１１（Ｂ）に示す
ような本発明の電磁波反射型能動近接センサの斜視図で
ある。

【図１３】本発明によって形成された電磁波反射型ｍ能
動近接センサの検出器の出力（ｖｏｌｔ）対目標距離
（センチメートル）のグラフである。

【図１４】本発明の電磁波反射型能動近接センサの他の
形のブロック図である。

【図１５】図１５（Ａ）は本発明の偏波回路で使用され
る絶縁カードの１つの実施例の側面図である。図１５
（Ｂ）は本発明の偏波回路の他の実施例の断面側面図で
ある。図１５（Ｃ）は、図１５（Ｂ）に示すような偏波
回路の同じ実施例の正面図である。

【図１６】本発明の電磁波反射型能動近接センサの他の
形のブロック図である。

【図１７】本発明の各実施例に検出電圧（ミリボルト）
対目標までの距離（ミリメートル）のグラフである。

【図１８】本発明の各実施例に検出電圧（ミリボルト）
対目標までの距離（ミリメートル）のグラフである。

【図１９】本発明の各実施例に検出電圧（ミリボルト）
対目標までの距離（ミリメートル）のグラフである。

【図２０】図１４および図１６に示す電磁波反射型能動
近接センサの新しい特徴と組み合わされた本発明の電磁
波反射型能動近接センサの正面図である。

【図２１】本発明の電磁波反射型能動近接センサの他の
実施例の正面図である。

【図２２】従来の近接センサにおける最大の範囲対四角
形の対象物寸法および角度軸線の３次元の寸法のグラフ
である。

【符号の説明】

２ 発振回路 ６ アナログプロセッサドライバ回路 ８，１０ 検出器 １２，２４ 第１と第２のウエーブガイド ３２ 検出器 ５０ 対象物 ５６ 加算器 ７２ 受信機偏波回路 ７８，８４ 電圧制御発振回路 ８０ 送信機経路ウエーブガイド ８２ 受信機回路ウエーブガイド

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 390033020 Ｅａｔｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ，Ｃｌｅｖｅｌ ａｎｄ，Ｏｈｉｏ 44114，Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 スコット マイケル ワイナー アメリカ合衆国 11021 ニューヨーク州 グレート ネック タウンハウス サー クル ４−アパート ２ジー (72)発明者 ヘンリー チャールズ パズコウスキー アメリカ合衆国 11377 ニューヨーク州 ウッドサイド サーティーナインス ア ヴェニュー 53−11

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 放射エネルギーを対象物（５０）に向け
   て送出する送信器によって対象物（５０）に放射される
   信号を発生する発振回路（２）を有する送信機と、 第１と第２のウエーブガイドと、第１と第２のウエーブ
   ガイド（１２，１４）にそれぞれ接続された第１と第２
   の検出器（８、１０）と、加算器（５６）とを有し、前
   記第１と第２のウエーブガイド（１２，１４）は、対象
   物（５０）から反射された放射エネルギーを受け、前記
   放射エネルギーを前記第１と第２の検出器（８，１０）
   に送り、前記第１と第２の検出器（８，１０）の各々
   は、前記第１と第２のウエーブガイド（１２，１４）を
   介して受信した放射エネルギーに対応する出力信号を発
   生し、前記加算器（５６）は前記第１と第２の検出器に
   結合されており、かつ、前記第１と第２の検出器（８，
   １０）の出力信号の合計に対応する出力信号を発生する
   構成の受信機とを有し、 前記第１および第２のウエーブガイド（１２，１４）
   は、前記第１および第２のウエーブガイド（１２，１
   ４）に接続された前記第１および第２の検出器（８，１
   ０）の少なくとも一方が前記対象物（５０）から反射さ
   れた放射エネルギーの一部を検出するように相互に異な
   る空間的な場所に配置されている電磁波反射型能動近接
   センサ。
2. 【請求項２】 前記受信機の前記第１および第２のウエ
   ーブガイド（１２，１４）は、相互に異なるＸおよびＹ
   座標を有するように配置されている請求項１記載の電磁
   波反射型能動近接センサ。
3. 【請求項３】 前記受信機の第１および第２のウエーブ
   ガイド（１２，１４）が、相互に異なるＸ座標および異
   なるＹ座標を有するように配置されている請求項１記載
   の電磁波反射型能動近接センサ。
4. 【請求項４】 前記受信機の第１および第２のウエーブ
   ガイド（１２，１４）が、相互に異なるＹ座標を有する
   ように配置されている請求項１記載の電磁波反射型能動
   近接センサ。
5. 【請求項５】 前記受信機の第１および第２のウエーブ
   ガイド（１２，１４）は、相互に同じＺ座標を有するよ
   うに配置され、送信機は第１および第２のウエーブガイ
   ドと異なるＺ座標を有するように配置されている請求項
   １記載の電磁波反射型能動近接センサ。
6. 【請求項６】 上方に導電面を有するダイオード（２
   ０）と、 所定の長さと少なくとも一方の端部を有し、該少なくと
   も一方の端部は、ダイオード（２０）の上方の導電面に
   電気的に接続されたポスト（２２）と、 前記ダイオード（２０）に電気的に接続された第１の端
   部と、第２の端部とを有しその間が少なくともほぼ１／
   ４波長に等しい長さを有する誘導性導線（２４）と、 前記誘導性導線（２４）の第２の端部に電気的に接続さ
   れ、バイアス電圧を前記ダイオード（２０）に送る前記
   誘導性導線（２４）と組み合わされるチップコンデンサ
   とを有し、 前記所定の長さの前記ポスト（２２）が、チップコンデ
   ンサ（１８）および誘導性導線（２４）によって提供さ
   れたバイアス電圧に対応して所定の周波数で発振回路が
   発振するように選択され、それにより、所定の周波数を
   有する出力信号を発生する発振器回路。
7. 【請求項７】 内壁と、第１の端部と、第１の端部とは
   反対側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は短絡さ
   れており、第２の端部は開口部を有するウエーブガイド
   に配置された発振器回路であって、 所定の周波数を有する出力信号を発生する信号発生装置
   （１８，２０，２４）と、 信号発生装置に結合され、出力信号がウエーブガイドを
   通って伝搬し、前記ウエーブガイドの第２の端部の開口
   部から放射されるようにウエーブガイドに出力信号を送
   るポストとを有し、 前記ポスト（２２）は、第１の熱膨張率を有する材料を
   有し、ウエーブガイドは第２の熱膨張率を有する材料を
   有し、第１の熱膨張率は第２の熱膨張率より小さく、該
   構成によって、出力信号の所定の周波数が温度変化を受
   ける回路に対してほぼ一定のままである発振器回路。
8. 【請求項８】 対象物（５０）に放射エネルギーを放射
   する送信機であって、発振回路（２）を有し、前記発振
   回路（２）は、対象（５０）に送信器によって放射され
   た出力信号を発生し、送信器によって放射される出力信
   号の一部は漏洩信号の形で受信機に漏れる送信機と、 前記対象物から反射された放射エネルギーを受ける受信
   機器であって、検出器（３２）を有し、前記検出器（３
   ２）は、対象物（５０）から反射された放射エネルギー
   に対応する出力信号を発生し、前記受信機は送信機によ
   って放射された漏洩信号を受ける受信機と、 送信機によって放射されると共に受信機によって受信さ
   れた漏洩信号を無くする置とを有する電磁波反射型の能
   動近接センサ。
9. 【請求項９】 前記漏洩信号をなくする装置は、送信機
   と対象物（４０）との間に配置されると共に送信機によ
   って送信された放射エネルギーに応答し、反射信号部分
   と搬送信号部分を発生するビームスプリッタ（３６）で
   あって、前記反射信号部分が、前記ビームスプリッタ
   （３６）から近接センサに反射され、受信機によって受
   信された漏洩信号とほぼ１８０°位相がずれており、搬
   送信号部分がビームスプリッタ（３６）を対象物（４
   ０）まで通過するビームスプリッタ（３６）を有し、 前記受信機は、前記対象（４０）から反射した送信信号
   部分と前記ビームスプリッタ（３６）から反射した反射
   信号部分を受け、それによって、反射信号部分が漏洩信
   号をなくし、検出器（３２）が対象物（４０）から反射
   した送信信号部分に対応する出力信号を発生する請求項
   ８記載の電磁波反射型能動近接センサ。
10. 【請求項１０】 前記漏洩信号をなくする装置は、発振
    器回路（２）に結合されると共に発振器回路（２）によ
    って発生された出力信号を伝搬する第１の円形ウエーブ
    ガイド（８０）と、 前記第１の円形のウエーブガイド（８０）に接続され、
    前記発振回路（２）によって発生され前記第１の円形の
    ウエーブガイド（８０）によって伝搬される出力信号を
    第１の円形方向に円形に偏波する第１の偏波回路であっ
    て、前記円形に偏波された出力信号が、送信器によって
    放射され、対象に当たり、近接センサに向かって戻るよ
    うに反射して戻り信号を形成し、反射したときに戻り信
    号が第１の円形方向とは反対の第２の円形の方向に回転
    する第１の偏波回路（７０）と、 前記検出器（３２）に接続されると共に前記対象物（５
    ０）から反射された戻り信号を受ける第２の円形のウエ
    ーブガイド（８２）と、 前記第２の円形のウエーブガイド（８２）に接続される
    と共に前記第２の円形のウエーブガイド（８２）によっ
    て受けられた戻り信号に関連して円形偏波を除去する第
    ２の偏波回路（７２）であって、前記検出器（３２）
    が、円形の極性が除去された戻り信号を受けると共に戻
    り信号に対応する出力信号を発生する第２の偏波回路
    （７２）とを有する請求項８記載の電磁波反射型能動近
    接センサ。
11. 【請求項１１】 対象物（５０）に放射エネルギーを放
    射する送信器であって、電圧制御発振回路（７８，８
    ４）を有し、前記電圧制御発振回路（７８，８４）が、
    出力信号を発生し、出力信号は、出力信号の周波数が所
    定の周波数の間で時間によって変化するように変調さ
    れ、前記周波数が変化し、前記出力信号が送信機によっ
    て対象物（５０）に放射される送信機と、 戻り信号を受ける受信機であって、前記戻り信号が、対
    象物（５０）から反射された放射エネルギーに対応し、
    戻り信号が周波数変化に関連する周波数の範囲、出力信
    号に対応した１つの周波数を有し、受信機が有する検出
    器（３２）が、戻り信号を平均化して、戻り信号に対応
    する出力信号を発生する受信機とを有する電磁波反射型
    能動近接センサ。
12. 【請求項１２】 前記電圧制御発振回路（７８，８４）
    は、少なくとも２つの周波数の間で送信機によって発生
    した出力信号を別々に変化させる請求項１１に記載の電
    磁波反射型能動近接センサ。
13. 【請求項１３】 前記電圧制御発振回路（７８，８４）
    は、少なくとも２つの周波数の間で送信機によって発生
    した出力信号を正弦曲線的に変化させる請求項１１に記
    載の電磁波反射型能動近接センサ。
14. 【請求項１４】 前記送信機は、電圧制御発振回路（７
    ８，８４）に接続され電圧制御発振回路（７８，８４）
    によって発生された周波数が変化する出力信号を搬送す
    る第１の円形のウエーブガイド（８０）と、 第１の円形ウエーブガイド（８０）に接続された第１の
    偏波回路（７０）であって、電圧制御発振回路（７８，
    ８４）によって発生されると共に第１の円形のウエーブ
    ガイド（８０）によって伝搬された周波数が変化する出
    力信号を第１の円形の方向に円形に偏波し、円形に偏波
    される周波数が変化する出力信号が、送信機によって放
    射され、対象（５０）に当たり、近接センサに向かって
    反射して戻って戻り信号を形成し、戻り信号が、反射し
    たときに第１の円形方向に反対の第２の円形方向に回転
    し、戻り信号は、それぞれ円形に偏波される周波数が変
    化する出力信号に関連する周波数に対応する１つの周波
    数を有する第１の偏波回路（７０）とを有し、 前記受信機は、検出器（３２）に接続され、対象（５
    ０）から反射された戻り信号を受ける第２の円形ウエー
    ブガイド（８２）と、 前記第２の円形のウエーブガイド（８２）に接続され、
    前記第２の円形のウエーブガイド（８２）によって受け
    られた戻り信号に関連する円形の偏波を除去する第２の
    偏波回路（７２）とを有し、前記検出器（３２）は円形
    の極性が除去された戻り信号を受け平均化し、戻り信号
    に対応する出力信号を発生する請求項１１記載の電磁波
    反射型能動近接センサ。
15. 【請求項１５】 前記送信機は、ウエーブガイドと、中
    に配置された送信機プローブ（９０）とを有し、前記送
    信機プローブ（９０）が、電圧制御発振回路（７８，８
    ４）によって発生された周波数が変化する出力信号を周
    波数が変化する出力信号をウエーブガイドを通して伝搬
    させるために適した信号モードに変換し、前記受信機
    は、ウエーブガイドと、中に配置された受信プローブ
    （９２）とを有し、受信プローブ（９２）が、対象物
    （５０）から反射した戻り信号を戻り信号を検出器（３
    ２）に送るために適した信号モードに変換し、送信機プ
    ローブ（９０）は受信機のウエーブガイドに配置された
    受信機プローブ（９２）の位置に関して送信機のウエー
    ブガイドに対角線状に配置されている請求項１１に記載
    の電磁波反射型能動近接センサ。
16. 【請求項１６】 放射エネルギーを対象（５０）に伝達
    する送信機であって、ガン発振器回路（２）を有し、前
    記ガン発振器回路（２）が、ガン発振器（５２）とガン
    発振器（５２）に接続されたガンドライバ（５４）とを
    有し、前記ガンドライバ（５４）によって駆動される前
    記ガン発振器（５２）が送信機によって対象（５０）に
    放射されるパルス変調信号を発生する送信機と、 第１と第２のウエーブガイド（１２、１４）と第１およ
    び第２のウエーブガイド（１２，１４）にそれぞれ接続
    された第１および第２の検出器（８、１０）とを有する
    受信機であって、前記第１と第２のウエーブガイド（１
    ２，１４）が、対象物（５０）から反射された放射エネ
    ルギーを受け、前記放射エネルギーを前記第１と第２の
    検出器（８，１０）に送り、前記第１と第２の検出器
    （８，１０）の各々が、前記第１と第２のウエーブガイ
    ド（１２，１４）によって受けられた放射エネルギーに
    対応する出力信号を発生し、前記受信機は加算器（５
    ６）を有し、前記加算器（５６）は前記第１と第２の検
    出器に結合されると共に前記第１と第２の検出器（８，
    １０）の出力信号に応答し、前記加算器（５６）が、前
    記第１と第２の検出器（８，１０）の出力信号の合計に
    対応する出力信号を発生する受信機と、 前記加算器（５６）の出力信号に応答するアナログプロ
    セッサ回路（６）であって、加算器の出力信号に応答
    し、パルス信号を発生し、パルス信号をガンドライバ
    （５４）に送るパルス変調器（５８）と、前記加算器
    （５６）の出力信号を受けそれに応答した増幅信号を発
    生する増幅器（６０）と、増幅信号に応答し、それに応
    答する出力信号を発生する同期復調信号コンディショナ
    ー（６２）と、同期復調信号コンディショナー（６２）
    からの出力信号に応答しそれに応答して出力信号を発生
    する出力部（６４）とを有するアナログプロセッサ回路
    （６）とを有する電磁波反射型能動近接センサ。