JPH0870572A - Switching power supply circuit - Google Patents
Switching power supply circuitInfo
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- JPH0870572A JPH0870572A JP6203166A JP20316694A JPH0870572A JP H0870572 A JPH0870572 A JP H0870572A JP 6203166 A JP6203166 A JP 6203166A JP 20316694 A JP20316694 A JP 20316694A JP H0870572 A JPH0870572 A JP H0870572A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係り、特に直流信号を交流信号に変換し、スイッチング
トランスにより変圧した後、直流電圧に再び変換して電
源電圧として出力するスイッチング電源回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit, and more particularly to a switching power supply circuit which converts a direct current signal into an alternating current signal, transforms it by a switching transformer, converts it into a direct current voltage again and outputs it as a power supply voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、直流信号を交流信号に変換
し、スイッチングトランスにより変圧した後、直流電圧
に再び変換して電源電圧として出力するスイッチング電
源回路は種々の構成のものが知られている。図５はその
従来のスイッチング電源回路のうち実開昭６３−６８７
号公報記載の回路図を示す。2. Description of the Related Art Conventionally, there are known various types of switching power supply circuits for converting a DC signal into an AC signal, transforming it with a switching transformer, converting it again into a DC voltage and outputting it as a power supply voltage. . FIG. 5 shows a conventional switching power supply circuit of Shokai Sho 63-687.
The circuit diagram of the publication is shown.
【０００３】この従来のスイッチング電源回路は、図５
に示すように、直流電圧を次段に与える平滑用電解コン
デンサ１１と、このコンデンサ１１の一端が一次巻線に
接続されているスイッチングトランス１２と、コレクタ
がスイッチングトランス１２の一次巻線の他端に接続さ
れているメインスイッチングトランジスタ１３と、この
トランジスタ１３をスイッチング制御するスイッチング
制御回路１４と、抵抗１５及びコンデンサ１６の直列回
路と、ツェナーダイオード１７と、スイッチングトラン
ス１２の二次巻線出力側に設けられた整流器１８及び電
解コンデンサ１９より構成されている。This conventional switching power supply circuit is shown in FIG.
As shown in, a smoothing electrolytic capacitor 11 that applies a DC voltage to the next stage, a switching transformer 12 whose one end is connected to the primary winding, and a collector whose other end is the primary winding of the switching transformer 12. A main switching transistor 13 connected to the switching control circuit, a switching control circuit 14 that controls switching of the transistor 13, a series circuit of a resistor 15 and a capacitor 16, a Zener diode 17, and a secondary winding output side of the switching transformer 12. It is composed of a rectifier 18 and an electrolytic capacitor 19 provided.
【０００４】メインスイッチングトランジスタ１３のコ
レクタ・エミッタ間に接続された抵抗１５及びコンデン
サ１６の直列回路はスナバー回路を構成している。ま
た、このスナバー回路に並列にツェナーダイオード１７
が接続されている。The series circuit of the resistor 15 and the capacitor 16 connected between the collector and the emitter of the main switching transistor 13 constitutes a snubber circuit. In addition, the Zener diode 17 is connected in parallel with this snubber circuit.
Is connected.
【０００５】次に、この従来のスイッチング電源回路の
動作について説明する。メインスイッチングトランジス
タ１３はスイッチング制御回路１４の出力パルスがハイ
レベルのときオン、ローレベルのときオフにスイッチン
グされる。メインスイッチングトランジスタ１３がオン
のときには、電解コンデンサ１１の両端の直流電圧がス
イッチングトランス１２の一次巻線に印加されると共
に、メインスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・
エミッタ間電圧ＶCEが０Ｖとなり、また、そのコレクタ
電流ＩCがオン直後から直線的に増加する。Next, the operation of this conventional switching power supply circuit will be described. The main switching transistor 13 is switched on when the output pulse of the switching control circuit 14 is at high level and off when it is at low level. When the main switching transistor 13 is on, the DC voltage across the electrolytic capacitor 11 is applied to the primary winding of the switching transformer 12, and the collector and
The emitter-to-emitter voltage V CE becomes 0 V, and the collector current I C thereof increases linearly immediately after turning on.
【０００６】メインスイッチングトランジスタ１３がオ
ンからオフに切り換わると、メインスイッチングトラン
ジスタ１３がオフする直前に、スイッチングトランス１
２の一次巻線に蓄積されているエネルギーにより、メイ
ンスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ
間に急峻なスパイク電圧が発生する。When the main switching transistor 13 is switched from on to off, the switching transformer 1 is provided immediately before the main switching transistor 13 is turned off.
Due to the energy stored in the primary winding of the second switching device, a sharp spike voltage is generated between the collector and the emitter of the main switching transistor 13.
【０００７】この急峻なスパイク電圧は、発生ノイズの
増大、メインスイッチングトランジスタ１３の耐圧オー
バーにつながるため、抵抗１５及びコンデンサ１６から
なるスナバー回路により、スパイク電圧の立ち上がり速
度を遅らせると共に、ツェナーダイオード１７がスパイ
ク電圧のピーク値を抑える。This steep spike voltage leads to an increase in generated noise and an increase in the withstand voltage of the main switching transistor 13. Therefore, the snubber circuit composed of the resistor 15 and the capacitor 16 delays the rising speed of the spike voltage and causes the Zener diode 17 to operate. Suppress the peak value of spike voltage.
【０００８】これにより、重負荷時には、メインスイッ
チングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥは、図６（Ａ１）に示す如くスパイク電圧のピーク
値が抑えられたものになり、また、コレクタ電流ＩＣは
同図（Ｂ１）に示す如くになる。しかし、コレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの積で表され
るスイッチング損失は、図６（Ｃ１）に示すように、ス
イッチングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わ
った時に大なるスイッチング損失が生じる。As a result, under heavy load, the collector-emitter voltage V of the main switching transistor 13 is increased.
The peak value of the spike voltage of CE is suppressed as shown in FIG. 6 (A1), and the collector current I C is as shown in FIG. 6 (B1). However, the switching loss represented by the product of the collector-emitter voltage V CE and the collector current I C is large when the switching transistor 13 switches from on to off, as shown in FIG. 6 (C1). There will be a loss.
【０００９】一方、軽負荷時には、メインスイッチング
トランジスタ１３のオン期間が短く、コレクタ・エミッ
タ間電圧ＶＣＥは図６（Ａ２）に示す如くスパイク電圧
のピーク値が抑えられたものになり、また、コレクタ電
流ＩＣは同図（Ｂ２）に示す如くピーク値が低くなる。
従って、軽負荷時のスイッチング損失は、図６（Ｃ２）
に示される。On the other hand, when the load is light, the ON period of the main switching transistor 13 is short, the collector-emitter voltage V CE is such that the peak value of the spike voltage is suppressed as shown in FIG. 6 (A2), and The collector current I C has a low peak value as shown in FIG.
Therefore, the switching loss at light load is shown in Fig. 6 (C2).
Shown in.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のス
イッチング電源回路では、重負荷時のように上記コレク
タ・エミッタ間電圧ＶＣＥのスパイク電圧のピーク値が
高い時に、発生ノイズの増大を所定値以下に抑え、か
つ、メインスイッチングトランジスタ１３の耐圧をオー
バーしないように、スパイク電圧の立ち上がり速度をス
ナバー回路により遅らせているが、スパイク電圧のピー
ク値に関係なく立ち上がり速度を遅らせているため、軽
負荷時のように上記コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの
スパイク電圧のピーク値が低い時には、スイッチング損
失を小さくするために立ち上がり速度を速くしても発生
ノイズ、耐圧共に問題ないにもかかわらず、立ち上がり
速度を遅らせてしまい、その結果、余計なスイッチング
損失が生じるという問題がある。As described above, in the conventional switching power supply circuit, when the peak value of the spike voltage of the collector-emitter voltage V CE is high, such as when the load is heavy, the increase in generated noise is predetermined. The rising speed of the spike voltage is delayed by the snubber circuit so as to keep the voltage below the value and not to exceed the withstand voltage of the main switching transistor 13. However, since the rising speed is delayed regardless of the peak value of the spike voltage, it is light. When the peak value of the spike voltage of the collector-emitter voltage V CE is low as in the case of load, even if the rising speed is increased to reduce the switching loss, the generated noise and the breakdown voltage are not a problem, but the rising It slows down the speed, resulting in extra switching losses. There is a problem.
【００１１】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
軽負荷時でもスイッチング損失が少ない高効率のスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above points,
It is an object of the present invention to provide a highly efficient switching power supply circuit with little switching loss even at light load.
【００１２】また、本発明の他の目的は、発生ノイズ、
耐圧共に適切な値以下に抑えながら、スイッチングトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度
を極力速くし得るスイッチング電源回路を提供すること
にある。Another object of the present invention is to generate noise,
It is an object of the present invention to provide a switching power supply circuit capable of maximizing the rising speed of the collector-emitter voltage of a switching transistor while suppressing the withstand voltage to an appropriate value or less.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、直流電源に一次巻線が接続されたスイッチ
ングトランスと、スイッチングトランスの一次巻線の一
端にコレクタが接続されたメインスイッチングトランジ
スタと、メインスイッチングトランジスタのベースにス
イッチングパルスを印加するスイッチング制御回路と、
スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回路
とを有し、更にメインスイッチングトランジスタのベー
ス・コレクタ間に接続されたミラー積分コンデンサとツ
ェナーダイオードからなる直列回路、若しくはメインス
イッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間に接続
されたスナバー回路及びツェナーダイオードからなる直
列回路、又はスイッチングトランスの一次巻線に並列に
接続された抵抗及びダイオードからなる第１の直列回路
と、抵抗に並列に接続されたコンデンサ及びツェナーダ
イオードからなる第２の直列回路とからなる構成とした
ものである。In order to achieve the above-mentioned object, the present invention has a switching transformer having a primary winding connected to a DC power supply and a main switching having a collector connected to one end of the primary winding of the switching transformer. A transistor and a switching control circuit that applies a switching pulse to the base of the main switching transistor,
A rectifier circuit connected to the secondary winding of the switching transformer, and a series circuit composed of a Miller integrating capacitor and a Zener diode connected between the base and collector of the main switching transistor, or a collector-emitter of the main switching transistor. A series circuit including a snubber circuit and a Zener diode connected in between, or a first series circuit including a resistor and a diode connected in parallel to the primary winding of the switching transformer, and a capacitor and a Zener connected in parallel to the resistor The second series circuit is composed of a diode.
【００１４】[0014]
【作用】本発明では、メインスイッチングトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間の電圧が所定値以上の時に、前
記直列回路を構成するツェナーダイオードあるいは前記
第２の直列回路を構成するツェナーダイオードをオンと
するようにしたため、メインスイッチングトランジスタ
がオンからオフへ切り換わった時からメインスイッチン
グトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧がツェナ
ーダイオードをオンとする所定値以上に達するまでは、
ツェナーダイオードに直列に接続されているミラー積分
コンデンサ若しくはスナバー回路又は第２の直列回路の
コンデンサがツェナーダイオードがオフであるため動作
しない。According to the present invention, when the voltage between the collector and the emitter of the main switching transistor is equal to or higher than a predetermined value, the Zener diode forming the series circuit or the Zener diode forming the second series circuit is turned on. Therefore, from the time when the main switching transistor is switched from on to off until the voltage between the collector and emitter of the main switching transistor reaches or exceeds the predetermined value for turning on the Zener diode.
The Miller integrating capacitor or snubber circuit or the second series circuit capacitor connected in series with the Zener diode does not work because the Zener diode is off.
【００１５】そして、メインスイッチングトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間の電圧が上記所定値に達してか
らツェナーダイオードがオンとされるため、ツェナーダ
イオードに直列に接続されているミラー積分コンデンサ
若しくはスナバー回路又は第２の直列回路のコンデンサ
を動作させることができる。Since the Zener diode is turned on after the collector-emitter voltage of the main switching transistor reaches the predetermined value, the Miller integrating capacitor or the snubber circuit or the second circuit connected in series with the Zener diode. The capacitors in the series circuit can be operated.
【００１６】[0016]
【実施例】次に、本発明の各実施例について説明する。
図１は本発明の第１実施例の回路図を示す。同図中、図
５と同一構成部分には同一符号を付してある。図１に示
すように、本実施例は、電解コンデンサ１１、スイッチ
ングトランス１２、ＮＰＮ型のメインスイッチングトラ
ンジスタ１３、スイッチング制御回路１４、整流器１８
及び電解コンデンサ１９は従来と同様の構成であり、従
来のスナバー回路に代えてメインスイッチングトランジ
スタ１３のコレクタ・ベース間に直列にコンデンサ２１
及びツェナーダイオード２２を接続した構成である。整
流器１８及び電解コンデンサ１９は整流回路を構成して
いる。また、電解コンデンサ１１は直流電源に接続され
ている。EXAMPLES Next, examples of the present invention will be described.
FIG. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in FIG. 5 are designated by the same reference numerals. As shown in FIG. 1, in this embodiment, an electrolytic capacitor 11, a switching transformer 12, an NPN type main switching transistor 13, a switching control circuit 14, and a rectifier 18 are provided.
The electrolytic capacitor 19 has the same configuration as the conventional one, and instead of the conventional snubber circuit, the capacitor 21 is connected in series between the collector and the base of the main switching transistor 13.
And the Zener diode 22 are connected. The rectifier 18 and the electrolytic capacitor 19 form a rectifier circuit. Further, the electrolytic capacitor 11 is connected to a DC power source.
【００１７】上記のツェナーダイオード２２のアノード
は、メインスイッチングトランジスタ１３のベースとス
イッチング制御回路１４の出力端との接続点に接続さ
れ、またツェナーダイオード２２のカソードは、コンデ
ンサ２１を介してメインスイッチングトランジスタ１３
のコレクタとスイッチングトランス１２の一次巻線の他
端との接続点に接続されている。The anode of the Zener diode 22 is connected to the connection point between the base of the main switching transistor 13 and the output terminal of the switching control circuit 14, and the cathode of the Zener diode 22 is connected via the capacitor 21 to the main switching transistor. Thirteen
Of the switching transformer 12 and the other end of the primary winding of the switching transformer 12 are connected to each other.
【００１８】スイッチング制御回路１４はメインスイッ
チングトランジスタ１３の駆動パルス幅あるいはスイッ
チング周波数を制御する。コンデンサ２１はミラー積分
用コンデンサであり、メインスイッチングトランジスタ
１３のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり、
立ち下がり速度を遅くさせる。The switching control circuit 14 controls the drive pulse width or switching frequency of the main switching transistor 13. The capacitor 21 is a Miller integrating capacitor, and raises the collector-emitter voltage V CE of the main switching transistor 13.
Decrease the fall speed.
【００１９】次に、本実施例の動作について説明する。
メインスイッチングトランジスタ１３は、スイッチング
制御回路１４よりベースに入力されるスイッチングパル
スによりスイッチング制御される。これにより、電解コ
ンデンサ１１の両端の直流電圧はメインスイッチングト
ランジスタ１３のスイッチングにより高周波交流電圧化
されて、スイッチングトランス１２の一次巻線に印加さ
れる。Next, the operation of this embodiment will be described.
The main switching transistor 13 is switching-controlled by the switching pulse input to the base from the switching control circuit 14. As a result, the DC voltage across the electrolytic capacitor 11 is converted into a high frequency AC voltage by the switching of the main switching transistor 13 and applied to the primary winding of the switching transformer 12.
【００２０】メインスイッチングトランジスタ１３がオ
ンにされると、そのコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
０Ｖになり、コレクタ電流ＩＣが０Ａより所定値に向か
って直線的に増加していく。続いて、メインスイッチン
グトランジスタ１３がオフにされると、オフの直前にス
イッチングトランス１２の一次巻線に蓄積されているエ
ネルギーにより、メインスイッチングトランジスタ１３
のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが急激に増加すると
共に、コレクタ電流ＩＣが急減する。When the main switching transistor 13 is turned on, its collector-emitter voltage V CE becomes 0 V, and the collector current I C linearly increases from 0 A toward a predetermined value. Next, when the main switching transistor 13 is turned off, the energy accumulated in the primary winding of the switching transformer 12 immediately before turning off causes the main switching transistor 13 to turn off.
The collector-emitter voltage V CE rapidly increases and the collector current I C sharply decreases.
【００２１】ここで、本実施例の電解コンデンサ１９の
両端の直流電源電圧が印加される負荷が重い場合は、メ
インスイッチングトランジスタ１３がオフした時からメ
インスイッチングトランジスタ１３のコレクタ・エミッ
タ間電圧ＶＣＥが急激に増加して図２（Ａ１）にＶＺで
示す所定電圧に達し、この時にツェナーダイオード２２
がオフからオンとなる。Here, when the load to which the DC power supply voltage is applied across the electrolytic capacitor 19 of this embodiment is heavy, the collector-emitter voltage V CE of the main switching transistor 13 from the time when the main switching transistor 13 is turned off . Rapidly increases and reaches a predetermined voltage indicated by V Z in FIG. 2 (A1), at which time the Zener diode 22
Turns from off to on.
【００２２】その結果、コンデンサ２１に充電電流が流
れ始めてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり
速度が遅くなる。また、この重負荷時のコレクタ電流Ｉ
Ｃは図２（Ｂ１）に示すように、コレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達した時点から、その立ち
下がり速度が遅くなる。As a result, the charging current begins to flow in the capacitor 21 and the rising speed of the collector-emitter voltage V CE slows down. Also, the collector current I at the time of this heavy load
As shown in FIG. 2 (B1), the falling speed of C becomes slower after the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z.
【００２３】このように、本実施例では、メインスイッ
チングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまでは、ツ
ェナーダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動
状態としているため、従来に比べてコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥの立ち上がり速度が速く急激に増加する。As described above, in this embodiment, the Zener diode 22 is off and the capacitor 21 is inactive until the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z after the main switching transistor 13 is turned off. Therefore , the rising speed of the collector-emitter voltage V CE is faster than that in the conventional case, and increases rapidly.
【００２４】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード２２の
オンによりコンデンサ２１が働き出すため、コレクタ・
エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上がり速度を遅くすること
ができ、これにより発生ノイズをあるレベル以下に抑え
ることができると共に、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥがスイッチングトランジスタ１３の耐圧をオーバー
することを防止することができる。On the other hand, after the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z , the zener diode 22 is turned on to activate the capacitor 21.
The rising speed of the emitter-to-emitter voltage V CE can be slowed down, so that the generated noise can be suppressed below a certain level, and the collector-emitter voltage V CE can be reduced.
It is possible to prevent CE from exceeding the withstand voltage of the switching transistor 13.
【００２５】従って、本実施例ではコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの積で表されるスイ
ッチング損失は、図２（Ｃ１）に示すように、スイッチ
ングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わった時
でも小に抑えることができる。Therefore, in this embodiment, the switching loss represented by the product of the collector-emitter voltage V CE and the collector current I C changes from the on state to the off state of the switching transistor 13 as shown in FIG. 2 (C1). It can be kept small even when switching.
【００２６】また、本実施例回路に接続される負荷が軽
いときには、メインスイッチングトランジスタ１３のオ
ン期間が短く、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥは図２
（Ａ２）に示す如くスパイク電圧のピーク値が抑えられ
たものになり、また、コレクタ電流ＩＣは同図（Ｂ２）
に示す如くピーク値が低くなる。When the load connected to the circuit of this embodiment is light, the ON period of the main switching transistor 13 is short, and the collector-emitter voltage V CE is as shown in FIG.
As shown in (A2), the peak value of the spike voltage is suppressed, and the collector current I C is shown in (B2) of the same figure.
As shown in, the peak value becomes low.
【００２７】従って、軽負荷時のスイッチング損失は、
図２（Ｃ２）に示す如く、重負荷時及び従来の軽負荷時
よりも小さいことは勿論のこと、本実施例ではメインス
イッチングトランジスタ１３がオンからオフへ切り換わ
った時の方が、むしろオフからオンへ切り換わった時よ
りも小さくされる。Therefore, the switching loss at light load is
As shown in FIG. 2 (C2), of course, it is smaller than that under heavy load and conventional light load, but in the present embodiment, it is rather off when the main switching transistor 13 is switched from on to off. It is made smaller than when switching from to on.
【００２８】すなわち、軽負荷時もメインスイッチング
トランジスタ１３がオフした時からコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまでは、ツェナー
ダイオード２２がオフでコンデンサ２１を非作動状態と
しているため、従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧
ＶＣＥの立ち上がり速度を速くできる。That is, the Zener diode 22 is off and the capacitor 21 is inactive from the time when the main switching transistor 13 is turned off to the time when the collector-emitter voltage V CE reaches a predetermined voltage V Z even under a light load. The rising speed of the collector-emitter voltage V CE can be increased as compared with the conventional case.
【００２９】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード２２の
オンによりコンデンサ２１が働き出すため、元々軽負荷
時はコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥのピーク値が低い
が、更にピーク値が低く抑えられることから、発生ノイ
ズやスイッチングトランジスタ１３の耐圧オーバーは問
題とならない。On the other hand, after the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z , the Zener diode 22 is turned on to activate the capacitor 21, so that the peak of the collector-emitter voltage V CE is originally generated when the load is light. Although the value is low, the peak value is further suppressed to be low, so that the generated noise and the breakdown voltage of the switching transistor 13 are not a problem.
【００３０】なお、本実施例回路に接続される負荷が上
記よりも更に軽いときには、上記コレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＥは図２（Ａ２）に示す波形よりも更にピーク
値が低く所定電圧ＶＺに達しないため、ツェナーダイオ
ード２２がオンせず、上記コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥは急峻に立ち上がる。しかし、上記ピーク値が図２
（Ａ２）に示すピーク値よりも更に低いため、発生ノイ
ズ及び耐圧はともに問題とはならない。When the load connected to the circuit of this embodiment is lighter than the above, the collector-emitter voltage V CE has a lower peak value than the waveform shown in FIG. 2 (A2) and the predetermined voltage V Z. Since the zener diode 22 does not turn on, the collector-emitter voltage V
CE rises sharply. However, the above peak value is
Since it is lower than the peak value shown in (A2), the generated noise and the breakdown voltage are not a problem.
【００３１】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図３は本発明の第２実施例の回路図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図３に示すように、本実施例は図１のミラ
ー積分用コンデンサ２１の代わりに、メインスイッチン
グトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間に、抵抗３
１、コンデンサ３２及びツェナーダイオード３３よりな
る直列回路を接続した点に特徴がある。Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 shows a circuit diagram of the second embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and their description will be omitted. As shown in FIG. 3, this embodiment uses a resistor 3 between the collector and emitter of the main switching transistor 13 instead of the Miller integrating capacitor 21 of FIG.
It is characterized in that a series circuit composed of 1, a capacitor 32 and a Zener diode 33 is connected.
【００３２】すなわち、本実施例は、抵抗３１及びコン
デンサ３２よりなるスナバー回路に、ツェナーダイオー
ド３３を直列接続した構成である。ツェナーダイオード
３３はカソードがコンデンサ３２の一端に接続され、ア
ノードがメインスイッチングトランジスタ１３のエミッ
タなどと共にグランド端子に接続されている。That is, the present embodiment has a construction in which the Zener diode 33 is connected in series to the snubber circuit composed of the resistor 31 and the capacitor 32. The Zener diode 33 has a cathode connected to one end of the capacitor 32, and an anode connected to the ground terminal together with the emitter of the main switching transistor 13 and the like.
【００３３】本実施例も第１実施例と同様に、メインス
イッチングトランジスタ１３がオフした時からコレクタ
・エミッタ間電圧ＶＣＥが所定電圧ＶＺに達するまで
は、ツェナーダイオード３３がオフで抵抗３１及びコン
デンサ３２よりなるスナバー回路を非作動状態としてい
るため、従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ
の立ち上がり速度が速く、図２（Ａ１）、（Ａ２）に示
すように急激に増加する。In this embodiment as well, as in the first embodiment, the Zener diode 33 is off and the resistor 31 and the resistor 31 are connected from the time when the main switching transistor 13 is turned off until the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z. Since the snubber circuit including the capacitor 32 is in the non-operating state, the collector-emitter voltage V CE is higher than that in the conventional case .
Rises rapidly and rapidly increases as shown in FIGS. 2 (A1) and (A2).
【００３４】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード３３の
オンにより上記のスナバー回路が働き出すため、図２
（Ａ１）、（Ａ２）に示す用にコレクタ・エミッタ間電
圧ＶＣＥの立ち上がり速度を遅くすることができ、これ
により発生ノイズをあるレベル以下に抑えることができ
ると共に、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥがスイッチ
ングトランジスタ１３の耐圧をオーバーすることを防止
することができる。On the other hand, after the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z , the above-mentioned snubber circuit is activated by turning on the Zener diode 33.
As shown in (A1) and (A2), the rising speed of the collector-emitter voltage V CE can be slowed down, whereby the generated noise can be suppressed to a certain level or less, and the collector-emitter voltage V CE can be suppressed . Can be prevented from exceeding the withstand voltage of the switching transistor 13.
【００３５】このように、本実施例によれば、負荷が重
くとも軽くとも、スイッチング損失は第１実施例と同様
に、図２（Ｃ１）、（Ｃ２）に示す如く小さく抑えら
れ、発生ノイズ、耐圧ともに適切に抑えられる。なお、
本実施例は、コンデンサ３２の容量値の方が図１のコン
デンサ２１のそれよりも大きいので、第１実施例に比べ
ると、メインスイッチングトランジスタ１３の損失は大
きい。As described above, according to this embodiment, regardless of whether the load is heavy or light, the switching loss is suppressed to a small level as shown in FIGS. 2C1 and 2C, as in the first embodiment, and the generated noise is reduced. Both withstand voltage can be properly suppressed. In addition,
In the present embodiment, the capacitance value of the capacitor 32 is larger than that of the capacitor 21 of FIG. 1, so the loss of the main switching transistor 13 is larger than that of the first embodiment.
【００３６】次に、本発明の第３実施例について説明す
る。図４は本発明の第３実施例の回路図を示す。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図４に示すように、本実施例は図１のミラ
ー積分用コンデンサ２１の代わりに、スイッチングトラ
ンス１２の一次巻線の両端間に、抵抗４１、コンデンサ
４２、ダイオード４３及びツェナーダイオード４４より
なる回路を接続した点に特徴がある。Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 shows a circuit diagram of the third embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and their description will be omitted. As shown in FIG. 4, in the present embodiment, instead of the Miller integrating capacitor 21 of FIG. 1, a circuit including a resistor 41, a capacitor 42, a diode 43 and a Zener diode 44 is provided between both ends of the primary winding of the switching transformer 12. It is characterized by connecting.
【００３７】すなわち、本実施例は、メインスイッチン
グトランジスタ１３のコレクタとスイッチングトランス
１２の一次巻線との接続点にダイオード４３のアノード
を接続し、この電解コンデンサ１１とスイッチングトラ
ンス１２の一次巻線との接続点とダイオード４３のカソ
ードとの間に、抵抗４１を接続すると共にこの抵抗４１
に並列にコンデンサ４２及びツェナーダイオード４４よ
りなる直列回路を接続したものである。That is, in this embodiment, the anode of the diode 43 is connected to the connection point between the collector of the main switching transistor 13 and the primary winding of the switching transformer 12, and the electrolytic capacitor 11 and the primary winding of the switching transformer 12 are connected to each other. A resistor 41 is connected between the connection point of the
Is connected in parallel with a series circuit including a capacitor 42 and a Zener diode 44.
【００３８】抵抗４１、コンデンサ４２及びダイオード
４３はスナバー回路を構成しており、ツェナーダイオー
ド４４はアノードがコンデンサ４２の一端に接続され、
カソードがダイオード４３のカソードに接続されてい
る。The resistor 41, the capacitor 42, and the diode 43 form a snubber circuit, and the anode of the Zener diode 44 is connected to one end of the capacitor 42.
The cathode is connected to the cathode of the diode 43.
【００３９】次に、本実施例の動作について説明する。
メインスイッチングトランジスタ１３がスイッチング制
御回路１４よりのスイッチングパルスによりオンとされ
ると、電解コンデンサ１１の両端の直流電圧がスイッチ
ングトランス１２の一次巻線に印加され、二次巻線に巻
数比に応じた電圧が発生する。このときはメインスイッ
チングトランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間電圧は
０Ｖで、コレクタ電流が直線的に増加する。Next, the operation of this embodiment will be described.
When the main switching transistor 13 is turned on by the switching pulse from the switching control circuit 14, the DC voltage across the electrolytic capacitor 11 is applied to the primary winding of the switching transformer 12, and the secondary winding is responsive to the winding ratio. Voltage is generated. At this time, the collector-emitter voltage of the main switching transistor 13 is 0 V, and the collector current increases linearly.
【００４０】続いて、メインスイッチングトランジスタ
１３がスイッチングパルスによりオフとされると、スイ
ッチングトランス１２の一次巻線に蓄えられているエネ
ルギーによりダイオード４３がオンとされ、一次巻線の
電圧がコンデンサ４１の端子電圧と等しくなる。この
時、二次巻線に接続されている整流器１８は逆方向の電
圧が印加され、負荷には電圧が出力されない。Subsequently, when the main switching transistor 13 is turned off by the switching pulse, the diode 43 is turned on by the energy stored in the primary winding of the switching transformer 12, and the voltage of the primary winding is transferred to the capacitor 41. It becomes equal to the terminal voltage. At this time, a voltage in the reverse direction is applied to the rectifier 18 connected to the secondary winding, and no voltage is output to the load.
【００４１】また、メインスイッチングトランジスタ１
３がオフした時からコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達するまでは、ツェナーダイオード４４
がオフでコンデンサ４２を非作動状態としているため、
従来に比べてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの立ち上
がり速度が速く、図２（Ａ１）、（Ａ２）に示すように
急激に増加する。Further, the main switching transistor 1
From the time when 3 is turned off until the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z , the Zener diode 44
Is off and deactivates the capacitor 42,
The rising speed of the collector-emitter voltage V CE is faster than that in the conventional case, and the collector-emitter voltage V CE rapidly increases as shown in FIGS. 2 (A1) and (A2).
【００４２】一方、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが
所定電圧ＶＺに達した後は、ツェナーダイオード４４の
オンによりコンデンサ４２が働き出すため、図２（Ａ
１）、（Ａ２）に示す用にコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ＣＥの立ち上がり速度を遅くすることができ、これによ
り発生ノイズをあるレベル以下に抑えることができると
共に、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥがスイッチング
トランジスタ１３の耐圧をオーバーすることを防止する
ことができる。On the other hand, after the collector-emitter voltage V CE reaches the predetermined voltage V Z , the zener diode 44 is turned on to activate the capacitor 42.
1), collector-emitter voltage V as shown in (A2)
The rising speed of CE can be slowed down, whereby the generated noise can be suppressed to a certain level or less, and the collector-emitter voltage V CE can be prevented from exceeding the withstand voltage of the switching transistor 13.
【００４３】このように、本実施例によれば、負荷が重
くとも軽くとも、スイッチング損失は第１及び第２実施
例と同様に、図２（Ｃ１）、（Ｃ２）に示す如く小さく
抑えられ、発生ノイズ、耐圧ともに適切に抑えられる。As described above, according to the present embodiment, the switching loss is suppressed to be small as shown in FIGS. 2C1 and 2C2 regardless of whether the load is heavy or light, as in the first and second embodiments. The generated noise and breakdown voltage can be properly suppressed.
【００４４】[0044]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
メインスイッチングトランジスタがオンからオフへ切り
換わった時からメインスイッチングトランジスタのコレ
クタ・エミッタ間の電圧がツェナーダイオードをオンと
する所定値以上に達するまでは、ツェナーダイオードに
直列に接続されているコンデンサが動作しないようにし
たため、上記コレクタ・エミッタ間の電圧の立ち上がり
速度を従来に比べて速くすることができ、これにより軽
負荷時にはスイッチング損失が少ない高効率の動作を実
現できる。As described above, according to the present invention,
The capacitor connected in series with the Zener diode operates until the voltage between the collector and emitter of the main switching transistor reaches a certain value or more to turn on the Zener diode after the main switching transistor switches from ON to OFF. Since this is not done, the rising speed of the voltage between the collector and the emitter can be made faster than in the conventional case, whereby high efficiency operation with less switching loss at light load can be realized.
【００４５】また、本発明によれば、メインスイッチン
グトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が上記所
定値に達してから、ツェナーダイオードに直列に接続さ
れているミラー積分コンデンサ若しくはスナバー回路又
は第２の直列回路のコンデンサを動作させるようにした
ため、メインスイッチングトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間の電圧が上記所定値以上に達するような重負荷
のときには、発生ノイズや耐圧を適切な値以下に抑える
ことができる。Further, according to the present invention, after the collector-emitter voltage of the main switching transistor reaches the predetermined value, the Miller integrating capacitor or the snubber circuit or the second series connected to the Zener diode in series. Since the capacitor of the circuit is operated, the generated noise and the withstand voltage can be suppressed to an appropriate value or less under a heavy load in which the voltage between the collector and the emitter of the main switching transistor reaches or exceeds the predetermined value.
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例の動作説明用信号波形図であ
る。FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
【図５】従来回路の一例の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an example of a conventional circuit.
【図６】図５の動作説明用信号波形図である。6 is a signal waveform diagram for explaining the operation of FIG.
１１、１９ 電解コンデンサ １２ スイッチングトランス １３ メインスイッチングトランジスタ １４ スイッチング制御回路 １８ 整流器 ２１ ミラー積分用コンデンサ ２２、３３、４４ ツェナーダイオード ３１、４１ 抵抗 ３２、４２ コンデンサ ４３ ダイオード 11, 19 Electrolytic capacitor 12 Switching transformer 13 Main switching transistor 14 Switching control circuit 18 Rectifier 21 Miller integration capacitor 22, 33, 44 Zener diode 31, 41 Resistor 32, 42 Capacitor 43 Diode
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 17/64 9184−5Ｋ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Office reference number FI technical display location H03K 17/64 9184-5K
Claims (3)
チングトランスと、 該スイッチングトランスの一次巻線の一端にコレクタが
接続されたメインスイッチングトランジスタと、 該メインスイッチングトランジスタのベースにスイッチ
ングパルスを印加するスイッチング制御回路と、 該スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回
路と、 前記メインスイッチングトランジスタのベース・コレク
タ間に接続されたミラー積分コンデンサとツェナーダイ
オードからなる直列回路とを有し、前記メインスイッチ
ングトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が所定
値以上の時に前記ツェナーダイオードをオンとするよう
構成したことを特徴とするスイッチング電源回路。1. A switching transformer having a primary winding connected to a DC power supply, a main switching transistor having a collector connected to one end of the primary winding of the switching transformer, and a switching pulse applied to the base of the main switching transistor. A switching control circuit, a rectifying circuit connected to the secondary winding of the switching transformer, and a series circuit including a Miller integrating capacitor and a Zener diode connected between the base and collector of the main switching transistor, A switching power supply circuit configured to turn on the Zener diode when the collector-emitter voltage of the main switching transistor is equal to or higher than a predetermined value.
チングトランスと、 該スイッチングトランスの一次巻線の一端にコレクタが
接続されたメインスイッチングトランジスタと、 該メインスイッチングトランジスタのベースにスイッチ
ングパルスを印加するスイッチング制御回路と、 該スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回
路と、 前記メインスイッチングトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間に接続されたスナバー回路及びツェナーダイオー
ドからなる直列回路とを有し、前記メインスイッチング
トランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧が所定値以
上の時に前記ツェナーダイオードをオンとするよう構成
したことを特徴とするスイッチング電源回路。2. A switching transformer having a primary winding connected to a DC power supply, a main switching transistor having a collector connected to one end of the primary winding of the switching transformer, and a switching pulse applied to the base of the main switching transistor. A switching control circuit, a rectifier circuit connected to the secondary winding of the switching transformer, and a series circuit including a snubber circuit and a Zener diode connected between the collector and emitter of the main switching transistor, A switching power supply circuit characterized in that the Zener diode is turned on when the collector-emitter voltage of the main switching transistor is equal to or higher than a predetermined value.
チングトランスと、 該スイッチングトランスの一次巻線の一端にコレクタが
接続されたメインスイッチングトランジスタと、 該メインスイッチングトランジスタのベースにスイッチ
ングパルスを印加するスイッチング制御回路と、 該スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流回
路と、 前記スイッチングトランスの一次巻線に並列に接続され
た抵抗及びダイオードからなる第１の直列回路と、 該抵抗に並列に接続されたコンデンサ及びツェナーダイ
オードからなる第２の直列回路とを有し、前記メインス
イッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧
が所定値以上の時に前記ツェナーダイオードをオンとす
るよう構成したことを特徴とするスイッチング電源回
路。3. A switching transformer having a primary winding connected to a DC power supply, a main switching transistor having a collector connected to one end of the primary winding of the switching transformer, and a switching pulse applied to the base of the main switching transistor. Switching control circuit, a rectifier circuit connected to the secondary winding of the switching transformer, a first series circuit including a resistor and a diode connected in parallel to the primary winding of the switching transformer, and a resistor connected to the resistor. A second series circuit including a capacitor and a Zener diode connected in parallel, and configured to turn on the Zener diode when the voltage between the collector and the emitter of the main switching transistor is equal to or higher than a predetermined value. Characteristic switching power supply circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6203166A JPH0870572A (en) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | Switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6203166A JPH0870572A (en) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | Switching power supply circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0870572A true JPH0870572A (en) | 1996-03-12 |
Family
ID=16469546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6203166A Pending JPH0870572A (en) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | Switching power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0870572A (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288774A (en) * | 2006-03-22 | 2007-11-01 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | Power mos circuit which realizes both low switching loss and low noise |
| JP2007295543A (en) * | 2006-03-27 | 2007-11-08 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | Switching circuit |
| JP2008060468A (en) * | 2006-09-01 | 2008-03-13 | Denso Corp | Semiconductor device |
| US7671636B2 (en) | 2006-03-22 | 2010-03-02 | Denso Corporation | Switching circuit and driving circuit for transistor |
| JP2016174471A (en) * | 2015-03-17 | 2016-09-29 | サンケン電気株式会社 | Snubber circuit |
| CN110572086A (en) * | 2019-08-28 | 2019-12-13 | 珠海凯邦电机制造有限公司 | Motor drive circuit, motor and electrical equipment |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0225107A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-26 | Fuji Electric Co Ltd | Overvoltage suppression circuit for semiconductor switch element |
| JPH03118763A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-21 | Toshiba Lighting & Technol Corp | Switching power supply circuit |
| JPH03198168A (en) * | 1989-12-27 | 1991-08-29 | Ricoh Co Ltd | Symbol recognizing method |
-
1994
- 1994-08-29 JP JP6203166A patent/JPH0870572A/en active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0225107A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-26 | Fuji Electric Co Ltd | Overvoltage suppression circuit for semiconductor switch element |
| JPH03118763A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-21 | Toshiba Lighting & Technol Corp | Switching power supply circuit |
| JPH03198168A (en) * | 1989-12-27 | 1991-08-29 | Ricoh Co Ltd | Symbol recognizing method |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288774A (en) * | 2006-03-22 | 2007-11-01 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | Power mos circuit which realizes both low switching loss and low noise |
| US7671636B2 (en) | 2006-03-22 | 2010-03-02 | Denso Corporation | Switching circuit and driving circuit for transistor |
| US7982508B2 (en) | 2006-03-22 | 2011-07-19 | Denso Corporation | Switching circuit and driving circuit for transistor |
| US8179169B2 (en) | 2006-03-22 | 2012-05-15 | Denso Corporation | Driving circuit with variable resistor for transistor |
| DE102007063687B4 (en) * | 2006-03-22 | 2013-03-14 | Denso Corporation | Circuit with a transistor |
| US8519748B2 (en) | 2006-03-22 | 2013-08-27 | Denso Corporation | Driving circuit for driving transistor based on control current |
| DE102007013824B4 (en) * | 2006-03-22 | 2013-10-24 | Denso Corporation | Circuit with a transistor |
| JP2007295543A (en) * | 2006-03-27 | 2007-11-08 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | Switching circuit |
| JP2008060468A (en) * | 2006-09-01 | 2008-03-13 | Denso Corp | Semiconductor device |
| JP2016174471A (en) * | 2015-03-17 | 2016-09-29 | サンケン電気株式会社 | Snubber circuit |
| CN110572086A (en) * | 2019-08-28 | 2019-12-13 | 珠海凯邦电机制造有限公司 | Motor drive circuit, motor and electrical equipment |
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