JPH08506669A

JPH08506669A - デジタル処理を用いた窃盗検出方法と装置

Info

Publication number: JPH08506669A
Application number: JP6501688A
Authority: JP
Inventors: ポール，クリストファー，レイナード; ルンドクウィスト，デヴィッド，ティーチェン
Original assignee: センサーマティックエレクトロニクスコーポレーション
Priority date: 1992-06-15
Filing date: 1993-06-14
Publication date: 1996-07-16
Also published as: CN1048566C; EP0646266A4; DE69325099D1; AU4531493A; CN1079835A; BR9306561A; EP0646266A1; DE69331349D1; DE69331349T2; AU668407B2; CA2138273A1; CA2138273C; EP0646266B1; US5264829A; WO1993025984A1; EP0907155A1; EP0907155B1; DE69325099T2

Abstract

(57)【要約】電子的物品監視システムにより受信された信号（４４）はデジタル的に処理され（６４、６５、７０、７２、７３、７６、７８、８２、８４）、連続する信号同志の大きさにおける変動を確かめ、その変動が所定量を越えたときには警報動作をしないようにしている。その周波数成分がフィルタ操作（６２）で位相シフトされてしまった信号は信号遅延回路を通すことで回復がされる。信号遅延回路は遅延回路に沿って幾つかの点でタップを有し関連する信号チャネルに出力をしている。各チャネルにおける信号は選択的に増幅又は減衰されそして各チャネル（６７）の信号は結合されている。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称デジタル処理を用いた窃盗検出方法と装置発明の背景技術分野本発明は電気信号処理、特に電子窃盗検出におけるデジタル信号処理を利用する新規な方法と装置に関する。従来技術米国特許第４，６２３，８７７号は、例えばストアのような保護区域から物品を許可なく取出すことを検出する方法と装置を開示している。ストアから取出される物品は、電磁尋問エネルギーが常時放射されている尋問ゾーンを通過しなければならない。物品は尋問ゾーンを通って持って来られるが、もしその物品に活性ターゲットが付されていると、そのターゲットはゾーン中の電磁尋問エネルギーに応答して個有な特性のパルスの形態でエネルギーの乱れを生じさせるだろう。これらのパルスは尋問ゾーンの受信機で検出される。先の米国特許の発明は、各尋問サイクルの異なる部分で尋問ゾーンにおける平均信号レベルを確認しそしてそのレベルに従って検出閾値レベルを調節してターゲットが妨害信号を生成する他の物体の存在下でも検出できるような信号処理を用いている。発明の概要本発明は、先の米国特許発明の改良である。より詳細には、本発明の１つの側面は検出されるべき信号に同期関係にない電磁エネルギーの効果を新規な手法で消去することである。他の側面では、本発明は電子物品監視システムにおけるターゲットの応答性を信号処理手段によってより感応的にすることである。該信号処理手段は検出されるべきエネルギーから選択された周波数成分を消去して、残留成分間の元の位相関係を変位させ、それによって保護されるべき物品に付されている特別なターゲットにより生成される信号の個有な特性を保存している。本発明の１つの側面については、既知の周期の信号を処理する新規な方法と装置を伴い、新規の信号周期の各々において対応する時間期間で取られるサンプル間の振幅変動に従ってそのフローを制御することを行っている。本発明の他の側面については、所定の電磁的乱れを生じさせ得るターゲットの尋問ゾーン中の存在を検出する新規な方法と装置を伴い、該所定の電磁的乱れは第１の所定の周波数でくり返され、ある高い第２の周波数以下の周波数帯における周波数成分で規定される識別特性を有しているものである。これらの方法と装置は、尋問ゾーンから電磁的乱れを検出して対応する電気信号を生成し、該電気信号から該第２の周波数より高い第３の周波数以上の周波数成分をフィルタで除去し、該第３の周波数の少なくとも２倍であって且つ該第１の所定の周波数の倍数である周波数で連続する時間期間中の電気信号の残留部分の大きさを検出し、それから該第１の所定の周波数の連続するサイクルで対応する時間期間に発生する検出された大きさ同志を比較して所定の比較結果と応じて警告信号を生成するものである。本発明の更に他の側面については、第１の所定の周波数でくり返す所定の電磁的乱れを生成することのできるターゲットの存在を尋問ゾーンで検出する新規な方法と装置を伴う。このような方法と装置は、尋問ゾーンから電磁的乱れを受信して対応する電気信号を生成し、第１の所定の周波数の所定倍数である第２の周波数で生起する連続する時間期間の間の電気信号の大きさを検出し、該第１の所定の周波数の連続するサイクルでの対応する時間期間に生起する電気信号の検出された大きさ同志を比較して警告を生成し、そして比較された大きさ同志の間での変動が所定の特性に合致していない場合にそれらの時間期間での警告の生成を防止しているものである。本発明の付加的側面については、尋問ゾーンにおけるターゲットの存在を検出する方法と装置を伴う。この方法と装置は、尋問ゾーンでの電磁放射を検出して放射に対応する電気信号を生成し、該電気信号から選択された周波数成分をフィルタし、該フィルタリングの前に残留成分が互いに有していた相対的位相関係を該残留成分に対して回復させ、そして該回復された成分中の所定のパルスの存在を検出するものである。本発明の更に付加的側面については、信号遅延回路に沿って分布しているタップからの信号の大きさに所定量だけ付加する新規な方法と装置を伴う。ここで、付加された後の信号は共通加算回路に接続されている。この方法と装置は、該加算回路の出力と所望の大きさとの間での大きさの差を表わす差信号を生成し、該差信号に対応する信号の大きさに遅延ラインの出力での信号各々を乗算して個々の調節信号を生成し、これらの調節信号を予め形成されていたタップ係数に加えて新しいタップ係数を生成し、該新しいタップ係数を遅延して夫々の遅延された新しいタップ係数に対応する量だけ各タップ出力を増幅しているものである。図面の簡単な説明第１図は、スーパーマーケットに設置された本発明を具現化した電子窃盗検出システムの斜視図である。第２図は、第１図のシステムの構成部品の模式図である。第３図は、第１図のシステムの構成部品のブロック図である。第４図は、第１図のシステムにおける信号処理の相対的タイミングを示す波形図である。第５図は、第３図のノイズブランカのブロック図である。第６図は、第１図のシステムに用いられている長短期間平均化回路のブロック図である。第７図は、第３図のパルス直線回路のブロック図である。実施例の説明本発明は、ターゲットが急速な周期的電磁乱れを生じさせる電子物品監視システムのいずれかのタイプにも適用され得る。しかし、本発明の例示上、交番磁界が尋問ゾーンに導入されそして該ゾーンを通って搬入された保護物品上のターゲットが交流磁界によって磁気的飽和に交互的にされるよう駆動されるいわゆる“ 磁気”システムにおいて説明される。これは、元の交流磁界周波数の高調波である周波数で周期的な電磁的乱れを生じさせる。これらの高調波又はその選択されたものが検出されそして警告動作に用いられる。第１図に示されている装置は商品の窃盗に対する保護をするためスーパマーケットで用いられているものである。図示してあるように、スーパマーケットカウンタ１０は、購入商品１４を搬送するコンベアベルト１２を有し、矢印Ａで指示されているようなキャッシュレジスタ１６を商品は通過させられる。スーパマーケットの棚からの商品を持参した顧客（不図示）は買物カート１８から商品を取出してカウンタ１０の一方の端でコンベアベルト１２上にそれらを置く。キャッシュレジスタ１６の場所に立っている店員１９は商品がコンベアベルト上通過するときに商品の価格を記録する。商品の支払いがなされ、カウンタの他端でバッグに入れられる。本発明の窃盗検出システムはカウンタ１０においてキャッシュレジスタ１６の次の所で一対の離間したアンテナパネル２０と２２を有している。アンテナパネル２０と２２は顧客と買物カートが通過するに十分なだけ離間している。アンテナパネル２０と２２は送信機アンテナを含み、該送信機アンテナは電流を通じたときに磁界を発生するコイルからなる。これらのアンテナはパネル間の尋問ゾーン２４に交流磁界を発生する。アンテナパネル２０と２２は又、入射電磁エネルギーを電流に変換するコイルからなる受信機アンテナを含む。これらの受信機アンテナはゾーン２４における磁気的尋問の場の変動に対応する電気信号を生成する。アンテナは、カウンタ１０の近くに配置されたハウジング２６に収容されている送・受信機回路に電気的に接続されている。カウンタ１０にはランプ２８のような警報が設けられ、それは店員によって容易に監視され得、保護商品１４がアンテナパネル２０と２２との間に搬送されるとき電気回路によって付勢される。もし所望なら、可聴警報がランプ２８の代りに又はそれに加えて設けられる。万引行為に対し保護されるべき商品１４にはターゲット３０が付されている。各ターゲット３０はパーマロイのような高透磁率で飽和し易い磁気材料の薄い細長い片である。保護商品１４がコンベアベルト１２上で搬送されるとき、その商品の購買を記録する店員１９の前を通過する。カウンタ１０に沿って通過する商品１４は尋問ゾーン２４には入らず、警報を鳴らすことなくストアから持ち出せ得る。しかし、買物カート１８内に残っている商品又は顧客が持っている商品はアンテナパネル２０と２２の間即ち尋問ゾーン２４を通過することなくストアから持ち出せない。ターゲット３０が付されている商品１４が尋問ゾーンに入るとき。それはゾーンの交流尋問磁界に露されて逆極性に交互に磁化され断続的に磁気飽和状態となる。その結果、ターゲット３０は尋問ゾーン内の磁界を乱し、磁気エネルギーのパルスが形成される。元の基本送信周波数の高調波の周波数成分からなるこれらのパルスはその発生を検出することが可能である固有の形状を有している。上述のパルスを形成する尋問ゾーンの磁界は対応する電気信号を生成する受信アンテナによって傍受される。他の内部的に発生される電気信号と同様これらの電気信号は受信回路で処理され、本当のターゲットにより生成された電気信号は他の電磁的乱れを生じさせるもの又は他の内部的に発生した電気信号から識別される。そのような処理の終了時、本当のターゲットにより生成された信号は警報ランプ２８を動作させるために用いられる。従って、店員１９は顧客がストアから商品を窃盗しようとする顧客についてそれを知らされることになる。図２は、尋問ゾーン２４を通る移動路に沿った位置から見た第１図のシステムの模式図である。示されているような送信機回路４０は尋問ゾーン２４の一方の側で送信アンテナ４２に接続されている。ゾーン２４の他の側の受信アンテナ４４は受信機回路４６に接続されている。これら受信機回路は警告装置４８に接続されている。ゾーン２４の両側に送信と受信アンテナの両方が設けられることが望ましいが、第２図では例示的にゾーン２４の一方の側に単一の送信アンテナがそして他の側に単一の受信アンテナが示されている。送信機回路４０は、例えば２１８Ｎｚの固定基本周波数で正弦波の連続した交流電気信号を発生している。この電気信号は送信アンテナ４２によって尋問ゾーン２４内の対応する交流尋問磁界に変換される。送信された尋問磁界は送信アンテナ４２近くの波形Ｉで示されている。図示されているように、この波形は正弦波である。尋問ゾーン２４内のターゲット３０は送信アンテナにより送信されている磁界を乱し、受信アンテナ近くに示される波形IIに小さなパルスＰを生成する。波形IIは、波形IIが尋問ゾーンを横断する時間だけわずかに変位することを除いて波形Ｉと基本的には同じ形状である。更に、波形IIはゾーン内のターゲット３０により生じたそこに重畳されたパルスを有している。波形Ｉと同じ基本周波数を有する波形IIは波形Ｉと同期していることに注意されたい。これらのパルスは、送信された磁界の基本周波数の高調波である幾つかの周波数成分の和である。波形IIを生成するターゲットからの磁界に加うるに、受信アンテナ４４に入射する幾つかの他の磁界があることを理解すべきである。これらの他の磁界とはモータ、光源、ラジオ波、買物カート又は送信アンテナ４２により生成されている磁界を乱す他の金属物品により生じるものである。加うるに、内部発生の電気的乱れは受信アンテナ４４により生成される電気信号に影響を与える。ここで説明されているシステムは尋問ゾーン内の本当のターゲット３０の存在で生成される乱れを上述した他の乱れと識別するための種々の信号処理技術を用いている。これらの技術の幾つかは従来技術である。本発明の新規な点は、以下の点で従来技術に改良を与えることにある。第１に、送信磁界と同期していない電気的及び電磁的乱れの効果を単に減衰させるのでなく除去してしまうことを可能にしている。第２に、受信信号の形状の特性を維持するようにフィルタによる大きな位相又は遅延歪なく受信電磁信号を処理することを可能にしている。これらの特徴点は送信及び受信回路の内部構造の以下の説明から明らかになろう。送信及び受信回路４０と４６の全体は第３図に示されている。クロック発生器５０と分周器５２がシステムの全体的動作の同期のために用いられている。この例では、クロックの発生器はサンプルクロック信号ライン５１上に１秒当り１３，９５２個のパルス速度でパルスを生成している。分周器５２は、サンプルのクロック信号ライン５１に接続され、サイクルクロック信号ライン５３上に６４個の入力パルス毎即ち１秒当り２１８個のパルス速度で出力パルスを生成している。分周器５２からのパルスはそれらを２１８Ｈｚの連続正弦波に変換するローパスフィルタ５４に印加されている。この正弦波は送信アンテナ４２を駆動するために増幅器５６に印加される。送信アンテナ４２は第２図に波形Ｉで示す連続的な交流電磁界を発生している。クロックパルス発生器５０、分周器５２、ローパスフィルタ５４及び増幅器５６は個々に周知であり、本発明構成用として特別な形態を採用する必要はない。ターゲット３０によって作り出される妨害物あるいは存在し得る他の電磁気的妨害物を含む尋問ゾーン２４からの電磁エネルギーは、受信アンテナ４４により受信され対応する電気信号に変換される。これらの信号は、フロントエンド増幅器・フィルタ回路６０に印加される。このフロントエンド回路は、受信アンテナ４４によって発生される電気信号から望ましくない成分、特に送信器信号の極めて大きな基本周波数（即ち、２１８Ｈｚ）を除去もしくは低減するよう設計されている。フロントエンド回路６０それ自体は、周知であり、本発明を実施するのに特別の形式は必要とされない。上述したように、フロントエンド増幅器・フィルタ回路６０は、極めて大きな基本周波数成分、即ち２１８Ｈｚ成分を除去もしくは低減する。その目的のためには、ノッチフィルタがこの成分を低減するのに最も簡単でかつ効果的であることがわかった。フロントエンド増幅器・フィルタ回路６０は、（後により十分に説明される）第１のトレーニング／正規動作スイッチ６１を通して内部の増幅器・バンドパスフィルタ回路６２に接続される。この回路の目的は、所定の周波数帯域の上下の周波数成分を減衰させることである。基本周波数の１０倍より低く１７倍より高い周波数成分を減衰することができ、残りの成分はターゲットが発生するパルスの主要な顕著な特徴を厳密に表現するであろうことがわかった。又、１７倍高調波より高くかつ１０倍高調波より低い成分を減衰させることにより、非ターゲットソースからの干渉電気エネルギーの大部分がとり除かれる。内部の増幅器・バンドパスフィルタ回路６２も周知であり、本発明を実施するのに最良の様式として特別な構成を考慮する必要はない。図解された実施例において、内部の増幅器・バンドパスフィルタ回路６２のフィルタ部分は、２ｋＨｚのカットオフ周波数をもつ９次のバターワースハイパスフィルタおよび３８００Ｈｚカットオフで３ｄＢ落ちる９次の０．０１ｄＢチェビシェフローパスフィルタから構成されている。内部の増幅器・バンドパスフィルタ回路６２の出力は、回路６２からの信号の任意の瞬間における振幅に対応するデジタル出力を生成するＡ／Ｄコンバータ６４に接続されている。Ａ／Ｄコンバータ６４からの出力は、Ｍ個のプロセッサ６５の各々に印加される。各プロセッサは、ノイズブランカ回路６７および長短時間平均化回路６８を含む。各プロセッサ６５の出力は、サンプルデマルチプレクサ７０の対応する入力７０ａ、…、７０ａ_Mに印加され、サンプルデマルチプレクサ７０の単一の出力は適応イコライザ７２に印加される。現在とられている実施例では、Ｍは６４に選択され基本周波数の各サイクルの間に６４サンプルを収容している。増幅器・フィルタ６０および６２は、基本周波数の１０倍ないし１７倍高調波を通過させ、かつこの帯域の上下の周波数成分を減衰させるよう設計されている。このフィルタの特性のために、３２倍高調波までの周波数成分がかなり度合まで通過し得る。そのため、折り返し（エリアシング）を防ぐためにＭ個のプロセッサ６５によるサンプリングおよび信号処理はその周波数の２倍（つまり６４倍高調波）を実質的に越える速度でなされる。適応イコライザ７２の出力は、全波整流器７３を通して信号ゲート７６およびローパスフィルタ７８を含む信号チャンネルおよびノイズゲート８２およびピーク検出器８４を含むノイズチャンネル８０に印加される。信号チャンネル７４およびノイズチャンネル８０の出力は、比較器８６にて比較され、比較器出力が警告４８に印加される。信号ゲート７６およびノイズゲート８２はそれぞれの信号およびノイズチャンネル７４および８０にそってゲート発生器回路８８からのゲート信号によって交互に信号を通過させるよう開放される。ゲート発生器回路８８は、分周器５２からパルスを受信する。適応イコライザ７２につづくシステムの部分、つまり全波整流器７３と信号チャンネル７３とノイズチャンネル７４を含む部分は、周知のディジタル回路を用いて実施されている点を除いて米国特許第４，６２３，８７７号（Pier F. Buch ens）で記載されているのと同じである。ここで、プロセッサ６５、サンプルデマルチプレクサ７０、適応イコライザ７２および残りの構成要素はすべて既知でありここではブロック図を用いて記載されておりこれらの項目の機能は実際の実効においてはその機能を遂行するよう特にプログラムされたチップ上に形成されたリリッドステート集積回路の手段により実行されるであろうことを理解しておくべきである。なお、集積回路要素をプログラムする実際のやり方は本件発明の一部分をなさず、本発明を最良に実施する形態とも関係しない、ということも理解しておくべきである。当業者であるいずれのプログラマーも機能を遂行するためリリッドステート要素をプログラムすることができ、このプログラミングを実行する多くの異なるやり方があり特定のものが他のいずれより優っているかは考慮する必要はない。第１のトレーニング／正規動作スイッチ６１は、フロントエンド増幅器・フィルタ回路６０の出力に接続される第１の入力端子６１ａと、テストパルス発生器６３の出力に接続される第２の入力端子６１ｂと、増幅器・バンドパス回路６２の入力に接続される共通出力端子６１ｃとを有している。スイッチ６１は、適応イコライザと接続されて（この後に記述する）第２のトレーニング／正規動作スイッチをも制御するプログラムされたトレーニング／正規動作制御ユニット１５１により制御される。図示されているように、適応イコライザ７２は、トレーニング／正規動作スイッチコントロールユニット１５１からの信号を受信するために接続されている。このように、第１のトレーニング／正規動作スイッチ６１の設定に依存して、受信アンテナ４６およびフロントエンド回路６０もしくはテストパルス発生器６３のいずれかから信号が増幅器・バンドパスフィルタ６２に向けられる。テストパルス発生器６３は、デバイダ５２の出力からサイクルクロック信号を受信し、これらパルスの各々から真のターゲット３０が尋問ゾーン内に存在するときにフロントエンド回路から到来するパルスに類似するパルスを発生するために接続されている。システムの正規動作に先がけての“トレーニング”期間中に、トレーニング／動作スイッチ６１がその共通出力端子６１ｃに接続されたその第２の入力端子６１ｂに設定されテストパルス発生器６３からのパルス信号がこの時点で増幅器・バンドパス回路６２に印加される。システムの正規動作中においては、スイッチ６１は、共通出力端子６１ｃに接続されたその第１の入力端子６１ａに設定され、これにより受信器アンテナ４６からの信号およびフロントエンド回路６０からの信号が増幅器・バンドパス回路６２に印加される。サンプルクロックマルチプレクサ６６について説明する前に、ノイズブランカ回路６７、平均化回路６８、サンプルデマルチプレクサ７０および適応イコライザ７２、システムが入来信号を分析する一般的使用について図４を参照しつつ説明する。図４の波形（ａ）は、基本周波数（実施例では、２１８Ｈｚ）で交番する送信された尋問磁場を表わしている。図４の波形（ｂ）は、ターゲット３０が尋問ゾーン２４に存在するときに受信アンテナ４４に入来する理想的な信号の振幅を表わしている。図からわかるように、信号は、送信器アンテナ４２からの交番する尋問磁場の波形により支配されている。この交番する磁場は、送信器では２１８Ｈｚの基本周波数である。尋問ゾーンにおけるターゲット３０の存在は、各サイクルの間に２度ターゲットが磁場を入ったり出たりするので磁場のわずかな妨害（Ｐ）を引きおこす。基本周波数（２１８Ｈｚ）のこの交番磁界によって発生する信号の大部分は、フロントエンド増幅器・フィルタ６０により除去される。しかしながら、この信号成分の残りの部分は依然存在する。内部の増幅器・バンドパスフィルタ６２は、基本周波数成分の残りの部分、同様に基本周波数の１０倍高調波より低くかつ１７倍高調波よりも高い成分を減衰させる。このようにして、内部の増幅器・バンドパスフィルタ６２の出力は、通過する周波数成分、詰まり２，１８０Ｈｚと３，７０６Ｈｚの間の成分から成る。これは、ターゲット３０により生成されたパルスの周波数成分の総合スペクトルの一部にすぎないが、スペクトルのこの部分は、ターゲット３０に特有の十分な成分を含んでいることがわかった。したがって、基本周波数の１０倍高調波と１７倍高調波との間の周波数スペクトルの部分は、正確なターゲット識別にふさわしいものである。図４の波形（ｃ）は、１０倍高調波より低い周波数成分と１７倍高調波より高い周波数成分がとり除かれた真のターゲットパルスの理想化された表示である。しかしながら、パルスの実際の形は、図４の波形（ｄ）に示されるものにより類似している。これは、回路６０および６２により行われるフィルタリングが、残った周波数成分の位相を互いにシフトさせることとなるためである。このように、結果として生じるパルスは時間上で拡がる。本発明の一局面において、このパルス拡散効果は、いくつかの接近したパルスを分離して分析できるよう補償される。本発明を実行する際に、内部の増幅器・バンドパス回路６２からの信号は、各送信器サイクルの間のいくつかの瞬時点でサンプルされる。各送信サイクルの間に多くのサンプルを採取すればする程そのサンプルはターゲット３０により生成される妨害物に起因する実際のパルスにより近づくであろうことが認められる。しかしながら、サンプルに含まれる最高調波の周波数の２倍以上の速度でサンプルが採取される限り、結果として生じるサンプル合成物は折り返し効果なしにパルスを再生するのに十分な情報を含んでいるということがわかった。回路６０および６２の減衰特性、特に回路６２においてなされるローパスフィルタリングを考慮すれば、およびＡ／Ｄコンバータ６４（例えば、１２ビット）の分解能を考慮すれば、２１８Ｈｚの基本周波数の６４倍のサンプリング速度で、実際上折り返しの効果を回避するのに十分であると考えられる。このように、ターゲット３０により生成される信号は、第１の周波数つまり送信器の基本周波数の２倍（この実施例においては、２１８Ｈｚ）の周波数で生起する。ターゲット信号の弁別的な特徴を確認するのに用いられる周波数成分は、この実施例では１７倍高調波であるつまり３，７０６Ｈｚ第２のより高い周波数まで引き伸ばされる。システムにおけるフィルタによって提供される減衰は、第３のさらにより高い周波数、この実施例では３２倍高調波つまり６，９７６Ｈｚ以下の全ての周波数成分を除去もしくは少なくともかなりの量を下回るよう減衰させる。折り返しを回避するため、第３の周波数つまり６４倍高調波（１３，９５２Ｈｚ）の少なくとも２倍の周波数でサンプルが採取される。図３で示したように、各サイクルの間に採取されるべきサンプルと同じ数のノイズブランカ回路および信号平均化回路が提供され、これらの回路の各々は対応するサンプル間隔に割り当てられる。このようにして、サンプルクロックマルチプレクサ６６は、クロック発生器５０からのサンプルクロック信号が印加される単一の入力端子６６ａと、ノイズブランカ６７および平均化回路６８の対応するものに各々接続される６４個の出力６６ｂ₁、…、６６ｂ_Mを有している。こうしてマルチプレクサ６６は、その共通入力端子６６ａ上のクロック信号をその出力端子６６ｂ₁、…、６６ｂ_Mの各々に対して毎秒１３，９５２回の速度、即ち基本尋問周波数（２１８Ｈｚ）の各サイクルの間に６４回の速度で切り換える。尋問場の各サイクルの間に整数（Ｍ）個のサンプルが採取されるので、そしてサンプルマルチプレクサ６６の切り換えはＭサンプル毎に繰り返すので、さらにＡ／Ｄコンバータ６４からの各サンプルはＭ個のプロセッサ６５の各々におけるノイズブランカ６７に利用されるので、ノイズブランカ６７および信号平均化器６８の各々は繰り返し磁場サイクルのＭ個の対応する部分の１つと関連づけられるもののみと関連するサンプル上で動作する。ある局面において、尋問フィールドのサイクルからサイクルへの一致の十分な度合を有さない信号を除去する。真のターゲット３０が尋問ゾーン２４を通過するときに、それは各尋問フィールドサイクルの対応する部分においてパルスを生成する。尋問フィールドサイクルは、１／２１８秒（０．００４６秒）であるから、尋問ゾーンを通過する時の通過時間が約１．５秒となるターゲットは理想的には約３２６個の尋問サイクルを経験しその数のパルスを生成し得る。実際には、大部分の経路にそって磁気ゼロに出くわす結果、３２６よりも少ない尋問サイクルがターゲット応答を生成することができる。もし３つのひきつづく尋問サイクル系列において３つのパルスのみが生起するとすれば、そしてそれらパルスがすべて全く類似する振幅を有しているとすれば、通過する偽の電磁妨害物、又は尋問磁場と同期していない何か他のエネルギーソースによるものではなく尋問ゾーンを通過する真のターゲットにより生成されたものであるということがわかる。しかしながら、より多くの数のサイクルからのより多くの数のパルスは均一の選択精度を提供するのに比較され得る。真のターゲットの存在を確認するためいくつかのひきつづく尋問サイクルの対応する部分からのいくつかの信号サンプルを処理することは新しくはない。他のものの間で新しいのは、この発明においてはひきつづくサンプルは単にそれら信号の重みづけ総和を与える仕方で処理されるのではないという事実である。その代り、本件発明では、ひきつづくサンプルは、それらの互いからの偏差を考慮に入れる仕方で比較される。言い換えれば、サイクルからサイクルへのサンプル振幅の一致は、その励起がシステムとは関係のない外部ソースから発したものとは反対に送信器によって活勢化された目標物によって信号が生成されているかどうかを確認するための基準として用いられる。算術平均のみが用いられる場合は、たとえターゲットが存在しなくとも、１つのサイクルにおける極めて大きな衝撃波はいくつかのサイクルの信号レベルをターゲットの存在を示す量だけ上昇させるのに十分である。しかしながら、サイクルからサイクルへの偏差が考慮に入れられれば、極めて大きな衝撃波は無視することができる。本件発明を具体的な実施では、１つの局面において、Ｎ個のひきつづく信号サンプル（例えば、Ｎ＝３サイクル）の対応する部分にて採取されたサンプルの振幅が処理されて、そのサンプル振幅の総和の２乗が、所定の定数Ｋ_th（しきい値定数）とサイクルの数をまず掛算しさらにサンプルの振幅の２乗和と掛算して得た値よりも大きいかどうかが確認される。典型的には、定数Ｋ_thは０と１の間の値を有し、それをフィールド調整できるような仕方でシステムに供給され得る。サンプル振幅の総和の２上がより大きい場合は、システムは最後の信号サンプル振幅をさらなる処理のために平均化器を通過させ、同時に次につづく尋問サイクルの対応する部分から採取されるであろうサンプル振幅と同様の仕方で比較するためそのサンプルの値を保持する。サンプル振幅の総和の２乗が後者の値よりも小さい場合には、システムはサンプル振幅を平均化器に通過させることなく次につづく尋問サイクルの対応部分から採取されるであろうサンプル振幅と同じ仕方で比較するためそのサンプル値を保持する。その代わりに、選択されたサンプル期間について長時間平均化器の出力を平均化器にフィードバックさせる。図５のノイズブランカのブロック図は、上述したような比較を行うノイズブランカ６７の構成を示している。図５からわかるように、ノイズブランカ回路６７の各々についてＡ／Ｄコンバータからの入力を１つの入力端子９０ａにて受信する加算器９０が提供されている。加算器９０は、また第２の入力端子９０ｂにて長時間平均化器信号の負の値をも受信する。最後に述べた長時間平均化器信号の意義を以下で説明する。加算器９０は、その出力を蓄積素子９４、９４₂、９４₃（Ｎ個までの素子）に供給する。各素子は、サイクルクロックマルチプレクサ９２の出力により付勢される。サンプルクロックマルチプレクサの出力は、サイクルクロックマルチプレクサ９２の共通入力端子９２ａに接続される。サイクルクロックマルチプレクサ９２は、サイクルクロック信号ライン５３からの信号を用いてそのサンプルクロックマルチプレクサ信号入力端子９２ａを一連のその出力端子９２ｂ₁、…、９２ｂ_Nの各々に切り換える。もっとも、上述したように、３つのひきつづくサイクルのみからのサンプル振幅は（この実施例においては）それらのいずれかが偽のもしくは非同期エネルギーにより生成されたかどうかに関する表示を得るのに採取される。したがって、サイクルクロックマルチプレクサ９２は、３つの出力端子９２ｂ、９２ｂ₂および９２ｂ₃ を有する。ある応用では、偽のもしくは非同期エネルギーおよび同期エネルギーの間の識別の高分解能を提供するのが望ましい。そのような場合には、サイクルクロックマルチプレクサからの９２ｂ_Nまでの大きな数Ｎの出力端子が点線で接続されて示される関連する追加の素子と一緒に提供され得る。サイクルクロックマルチプレクサ９２は、サンプルマルチプレクサ６６と同様に、マルチプレクサがその最後の出力端子に切り換えられた後に生起する次のサイクルクロック遷移がマルチプレクサをその第１の出力端子に再度切り換えるようリサイクルする。サイクルクロックマルチプレクサの出力端子９２_b1、…、９２_bnが関連する信号蓄積デバイス９４₁、９４₂、９４₃、…、９４_Nへ接続されている。蓄積デバイスはこれらの入力端子９４_1a、９４_2a、９４_3a、…、９４_Naに最後に印加されたサンプルの値を保持することができる。この信号値は各々の蓄積デバイスの出力端子９４_1b、９４_2b、９４_3b、…、９４_Nbに連続的に出現する。しかしながら、蓄積デバイスの入力端子９４_1a、９４_2a、９４_3a、…、９４_Naがアクティブになったときには、記録デバイスの古いサンプル値が加算器出力端子９０ｃにおける値によって提供される新しい値と置き換えられる。信号蓄積デバイスのサンプル値がサンプル値総和器１００へ連続して印加され、これらを算術的に結合する。算術的に結合された結果が、次に二乗回路１０２へ印加され、その入力の２乗に対応する出力を生成する。二乗回路１０２は従って、連続するサンプル値の総和の２乗に対応する出力を生成することになる。二乗回路１０２の出力が比較回路１０４の正入力に入力される。信号蓄積デバイス９４₁、９４₂、９４₃、…、９４_Nのサンプル値が、また独立した二乗回路１０６、１０８、１１０等へ印加され、その各々はそれら入力に印加された信号の値の２乗に対応する出力を各々生成する。二乗回路１０６、１０８、１１０等の出力がサンプル二乗総和回路１１２へ連続的に印加され、その入力の算術的な総和に対応する出力値を生成する。サンプル二乗総和回路１１２の出力は従って、蓄積デバイス９４₁、９４₂、９４₃、…、９４_Nに蓄積された値の２乗の総和に対応する値である。サンプル二乗総和器１１２の出力が乗算器回路１１４へ印加され、その値がＮ（信号蓄積デバイスの数（この実施例では３））と、プリセット値Ｋth（パルスが平均化回路へ通過するのを防ぐのに必要な信号値密度の閾値）とによって乗算される。典型的には、Ｋthは０から１まで変化する。乗算器回路１１４の出力が比較回路１０４の負入力端子１０４ｂへ印加される。比較回路１０４が禁止スイッチ１１６のスイッチ差動端子１１６ａへ印加される。禁止スイッチ１１６は第１の信号入力端子１１６ｂを有し、これはアナログ −デジタル変換器６４から総和器９０の入力端子９０ａへ印加される信号と同じ信号を受信すべく接続されている。禁止スイッチ１１６はまた、第２の信号入力端子１１６ｃを有し、長時間平均化回路（追って記載）からの信号を受信するようく接続されている。比較回路の出力が負ではなく正であるとき、即ち、蓄積デバイス９４₁、９４₂、９４₃、…、９４_Nの総和の２乗がこれら信号の２乗の総和のＮ倍のＫth倍のよりも大きい場合、その出力がスイッチ１１６の共通端子１１６ｄをその第１の信号入力端子１１６ｂに接続し、共通端子１１６ｄはアナログ −デジタル変換器６４から信号を直接受信する。しかしながら、比較回路の出力が正ではなく負であるときは、その出力はスイッチ１１６の共通端子１１６ｄをその第２の信号入力端子１１６ｃに接続し、その共通入力は長時間平均化回路（追って記載）からのみ信号を受信する。ノイズブランカ６７へ印加されるアナログ−デジタル変換器６４からの信号は合成信号であり、それは既知周期の第１の要素、即ち交互にターゲットが生成した応答と、未知周期の第２の要素、即ち他の源から生じたものを含む。ノイズブランカは複数の信号間隔の各々に対応する時間間隔から合成信号の大きさを比較して、これら大きさの変化の度合いに従って各々のスイッチ１１６を動作し、更なる処理回路、即ち信号平均化回路１１８と１２０への合成信号の流れを制御する。既知周期性の要素はサイクルからサイクル（cycle to cycle）の大きさにおいて互いに非常に近似している。そして、これらが優位をしめると、ノイズブランカはスイッチ１１６をその上部位置へ動かして合成信号を更なる処理回路へ通過させる。しかしながら、もし、既知でない周期性が優位をしめたときは、これらはサイクルからサイクルの大きさにおいて近似してはおらず、そしてノイズブランカはスイッチ１６６をその下部に動かして合成信号を平均化回路１１８及び１２０へ通過させないようにする。第６図に示すように、ノイズブランカ回路６７のスイッチ１１６の共通端子１１６ｄが、短時間平均化回路１１８と長時間平均化回路１２０とに接続されている。短時間平均化回路１１８は、第１の乗算器１２２と総和器１２４と遅延レジスタ１２６と第２の乗算器１２８とを含む。第１の乗算器１２が共通端子１１６ｄを介してノイズブランカによって通過された信号を受信してそれらをプリセット値（１−Ａｓ）で乗算する。第１の乗算器１２２の出力が総和器１２４に印加され、それを第２の乗算器１２８からの値と加える。これら値の総和が遅延レジスタ１２６の入力端子１２６ａへ印加され、それらが蓄積され、サンプルクロックマルチプレクサ端子６６ｂからのパルスを受信するまで出力端子１２６ｂにおける総和値を保持する。サンプルクロックマルチプレクサ論理のため、１サイクルに対して１のサンプル間隔のみに対して各出力がアクティブとなる。各平均化回路は、従ってＭ個のサンプル間隔の特定の１つにの用に供され、そして各サイクルのその間隔の間でのみ更新される。遅延レジスタ１２６からの出力が第２の乗算器１２８へ印加され、プリセット値（Ａｓ）によって乗算される。乗算された値を次に総和器１２４へ印加される。短時間平均化回路１１８の動作において、ノイズブランカ回路６７から第１の乗算器１２２へ印加された信号値が、第１の乗算器１２２で（１−Ａｓ）で乗算され、総和器１２４で第２の乗算器１２８の出力と総和され、遅延レジスタ１２６で遅延され、そして第２の乗算器１２８で値（Ａｓ）で乗算される。出力は次に、加算器１２４と遅延レジスタ１２６と第２の乗算器１２８で再び処理を行う。これは、ノイズブランカ回路６７からの以前の入力信号の値の重み付けされた総和である出力信号を、遅延レジスタ１２６の出力に生成する。以前の入力信号の各々の値は、それが平均化回路を通った回数とＡｓの値とに従って短時間平均化回路１１８で減少する。Ａが零となったときは以前の入力信号の各々はその第１の再処理で零となり、ノイズブランカ回路からの現在の入力が新しい出力となる。これは最も短くできる平均化である。しかしながら、Ａｓの値が増加したときは、以前の入力信号値は最も大きい影響力を有し、平均化期間はより長くなる。長時間平均化回路１２０は短時間平均化回路１１８と同じ構造であり、短時間平均化回路と同様に、長期間平均化回路１２０は、ノイズブランカ回路６７からの信号を受信し、それらをプリセット値（この場合は（１−Ａ_L）が指定される）で乗算する第１のマルチプレクサ１３０からなる。結果の値を総和器１３２で第２の乗算器１３４からの出力値と加え合わせ、総和値が遅延レジスタ１３６へ印加される。遅延レジスタ１３６からの遅延した出力がプリセット値Ａ_Lによって乗算され、総和器１３２に印加される。長時間平均化回路１２０と短時間平均化回路１１８との差異は、Ａの値にある。長時間平均化回路１２０のＡ_Lの値は短時間平均化回路のＡｓの値よりも大きく、長期間平均化回路は出力値の処理における過去の信号値のより長い期間を考慮している。上述したように、この平均化回路の用に供するサンプルクロックマルチプレクサ６６ｂは、全Ｍサンプル間隔に渡って更新されるべき出力を生成する。短時間平均化回路１１８の出力がその遅延レジスタ１２６の出力から取り出され、それを平均化総和回路１３８の正入力端子１３８ａへ印加する。同時に、長期間平均化回路１２０の出力がその遅延レジスタ１３６の出力から取り出され、それを平均化総和回路１３８の負入力端子１３８ｂへ印加する。平均化総和回路１３８の出力が出力端子１３８ｃから取り出され、それをサンプルデマルチプレクサ７０（第３図）の入力端子７０ａ₁、…、７０ａ_Mの対応するものへ印加する。長時間平均化回路１２０の出力を、ノイズブランキング回路６７の総和器９０の負入力端子９０ｂへも印加する（第５図）。上述したように、ノイズブランキング回路６７は、それに印加される少なくとも３つの連続するパルスが確定した最小変化を有する限り、いかなる信号の通過をも阻止するように動作する。これは、非同期エネルギ、即ち送信機と同期性なく変化するエネルギをブロックする。しかしながら、３つあるいはそれ以上の連続するパルスに対し、微少に変化するが関連する短時間平均化回路１１８の周期に渡って低い平均値を有する他の非ターゲットエネルギ源がたまに存在する。即ち、これらはターゲットからの信号と同じ長さだけ存在はしないが、パルスからパルス（pulse to pulse）で実質的に変化しないことを生じさせる。これらエネルギ源によって生成された信号を、平均化回路１１８と１２０の双方で減衰する。信号平均化回路１１８及び１２０からの出力の差は、変化しない非ターゲット同期エネルギ、例えば伝送された電磁波の範囲で金属物によって生成されるもののや、送信機と同期的に動作する回路要素によって内部的に生成されるものの効果を排除する。この変化しないエネルギの平均値は長時間平均化回路１２０で測定され、平均化総和回路１３８の対応する短時間平均化回路１１８の出力値から減算される。平均化回路双方とも、これら変化しないエネルギ源の独立した評価を包含するので、これら信号が差総和器１３８の出力において相殺される。上述したように、長時間平均化回路１２０の出力が関連するノイズブランキング回路６７の総和器９０の負入力端子９０ｂへ印加される。これの目的は、ノイズブランキング回路をパルスからパルスの信号値（pulse to pulse signal valu es）の変化に対して敏感となるように維持することである。もし連続するパルスの信号値が所定量変化したときは、その量は、各パルスの全信号値が小さければ非常に重要である。しかし、各パルスが、例えば非ターゲットエネルギ源からの同じ大きさの量へ加算されたときには、連続するパルス間の同じ変化は比較的低い重要性しかない。即ち、関連するサンプル間隔のエネルギの長時間平均値の入来パルスからの引き算によって、パルスからパルスの変化がより重要となる。平均化総和回路１３８の各々からの出力がサンプルデマルチプレクサ７０（第３図）で結合される。平均化総和回路出力端子１３８ｃの各々がデマルチプレクサ７０の対応する入力端子７０ａ₁、…、７０ａ_Mへ接続されている。デマルチプレクサ７０は、サンプルクロック信号線５１からのパルスを受信すべく接続されたスイッチ動作端子７０ｂを有する。これらパルスは入力端子７０ａ₁、…、７０ａ_Mを、共通出力端子７１へ連続的に切換える。従って、クロック発生器５０からのパルスによって時間増分に分周され、ノイズブランカ及び平均化回路で別々に処理された、デジタル−アナログ変換器からの信号がサンプルデマルチプレクサ７０で再構成される。更なる説明のために、システムの送信機部分において、信号発生器５０は周波数がＤ×Ｆ0（Ｄは整数であり、Ｆ0はＨｚでの周波数）である信号を生成する。この信号は分周器で分周され、Ｆ0ヘルツの信号を生成する。Ｆ0ヘルツの信号が次に、更に処理され、増幅されそして送信機アンテナ４２へ印加されてターゲット３０を励起（exciting）することができる。Ｆ0の処理の方法における唯一の制限は、送信器場の結果が、Ｆ0の周期である応答を生成するような方法でターゲットを励起するということである。受信器において、ターゲット３０の存在を感知することができる受信器アンテナ４２が、非ターゲット信号エネルギに対するターゲット信号エネルギーの比を強調するフィルタと増幅器の直列を介して結合されている。これら要素の結果的に強調された出力が、アナログ−デジタル変換器６４へ提供される。アナログ− デジタル変換器はＤ×Ｆ0の速度でサンプル信号を生成し、Ｄ×Ｆ0信号は、システム送信器から得られあるいは運ばれるか、または送信器と受信器バージョンが周波数で独立する方法で別々に発生する。これら信号間の位相関係においてなんら制限がないことに留意されたい。アナログ−デジタル変換器のデジタル変換が、高速なデジタル信号処理機能を実行することができるプロセッサを含む機能ブロックに提供される。プロセッサはターゲット存在の状態表示を生成する方法で、それへ印加される信号を生成し、その状態に従って警報４８を励起する。ノイズブランキング回路の目的は、送信器のＦ0を基準とした信号の結果でなく、それ故非システム同期でないエネルギとシステム同期エネルギとの差異を区別することである。それは、Ｆ0サイクルをＤ個の時間スロットに分割し、非システム同期エネルギノイズは離間した時間でランダムであるのに対し、システム同期エネルギが同じスロットに繰り返し表れるという事実を用いることによって行われる。ターゲット、即ち「合法的な」物がシステムを介して運ばれるときに生じる一時的な同期ノイズと、通常存在する静止同期ノイズとの差を区別することは非常に重要である。後者は、通常送信器から受信器へ結合されるスプリアスエネルギとシステムのアクティブ領域の近くに一時的にのり、送信器場に反応した物の結果である。以下は、存在可能な一時的同期ノイズが無視されるノイズブランカアルゴリズムの簡単な記述である。存在可能な一時的同期ノイズが存在する完全なノイズブランカアルゴリズムは、追って記載する。このシステムにおいては、アナログ−デジタル変換のＮサイクルがメモリに記録され、各サイクルごとにＤ個のサンプルが存在する。ｎ番目のサイクルのｄ番目のスロットのサンプルをＳ_ndとする。ソフトウエア的なポインタが、一回につき、各サイクルの１スロットごとに前進する。あるサイクルのＤ番目のスロットに到達すると次のサイクルに進む。Ｎ番目のサイクルの終わりにおいて、ポインタは最初のサイクルの最初のスロットへ戻る。ポインタはＤ×Ｆ0の速度で、各アナログ−デジタル変換に対して一度だけ動く。ポインタが次のスロットへ動くので、アルゴリズムはコラムｄの全サンプルの総和の２乗とコラムのｄ個のサンプルの２乗の総和のＮ倍との比を計算する処理を行う。数学的には、以下のように表すことができる。値Ｋはいかに類似したサンプル値がコラム内に存在するかの測定であることが理解できる。より類似すると、システム同期信号に対応するより高いＫの値となる。例えば、もし現在のコラム内の全てのサンプル値が同一であった場合、Ｋ＝１であることが理解できる。しかしながら、サンプルが異なり、そしてこれら平均値が０である場合、Ｋ＝０である。上記式を評価し、そして所定の閾値Ｋthよりも大きいか否かを決定することによって、アルゴリズムは指標された信号サンプルが同期しているか否か、即ち更なる検査に対して通過させるべきか、または、非同期であり、ノイズであると推定し、更なる無益な処理であるかどうかを決定する。実験において、分周をさけ計算的等価の問題を評価するのは簡単であり上記式は、実際のシステムに一時的な同期エネルギの存在のためでないときは十分である。このエネルギは各サンプルにサイクルｎで変化しない、というよりもコラムｄ内で一定のエネルギの要素を加えることによってそれ自身で明らかにする。この背景エネルギは、上記式の変形を必要とする。この関係を適切に説明するために、その評価をまず生成する必要がある。かかる評価は同期フィルタまたは平均化回路の使用により得ることができる。同期フィルタ（すなわち、Ｄ^*Ｆ₀に同期する）はＦ₀サイクルをＤタイムスロットに分割することによって生成することができ、各平均化回路のスロットと簡易ノイズブランカのアルゴリズムにおいて生成されるスロットの各コラムとは１対１に対応する。上述のサンプルポインタはスロットからスロットへ進むにつれて、平均化回路への別個のポインタはそれにくっついて進む。しかし、簡易ノイズブランカアルゴリズムのポインタが次のサイクルの最初のサンプルに進む時、平均化回路のポインタは単に平均化回路の最初のサンプルヘ戻る。平均化回路がノイズブランカアルゴリズムと関連してどのように動作するかを詳述する前に、スタンドアローンな装置としての平均化回路の動作を記載する。スタンドアローンな平均化回路の各出力サンプルａ_dは入力Ｘ_dと結合され、次式に従って変形される。 III．ａ_d＝ａ_d×α＋Ｘ_d×（１−α）（αは０と１間の定数であり、フィルタの時定数を設定する。）従って、平均化回路は各タイムスロット間、その各セルに入射されるエネルギーの平均値を生成するよう動作する。ここで、平均化回路の入力Ｘ_dは、平均化回路の出力状態を考慮するノイズブランカアルゴリズムの改変例の出力であることに留意されたい。次式はすべてのポインタがコラムｄにある場合で任意の時間の完全なノイズブランカアルゴリズムの出力ｙ_dを示す。 VI．Ｍ_d−Ｋ_th×Ｖ_d もし、上記差が正ならば、その時は VII．ｙ_d＝Ｓ_nd VIII．ａ_d＝ａ_d×α＋Ｘ_d×（１−α）もし、差が負ならば、その時は、 IX．ｙ_d＝ａ_d Ｘ．ａ_d＝ａ_d である。デマルチプレクサ７０の共通出力端子７１からの信号は、図７により詳細に示した適応イコライザ７２へ加えられる。ここで、再び適応イコライザは図７にブロック図で示されるが、例示のためであり、実際の装置は積分回路の一部として形成される。図７に示すように、適応イコライザ７２は、サンプルデマルチプレクサ７０の出力端子７１から入力端子１４０ａにて信号を受け取る、遅延ラインレジスタ１４０を含む。その遅延ラインレジスタ１４０は一連のセル１４０ｂ₁…１４０ｂ_Mを有し、レジスタ１４０の一端の入力端子１４０ａにて加えられる信号は、クロックパルスがサンプルクロック信号ライン５１（図３）からクロックパルス端子１４０ｃへ加えられるにつれて、順次連続して各々のセルを通過する。遅延ラインレジスタ１４０は基本的な周波数、すなわち尋問磁気領域の周波数の期間に等しい長さ、すなわち遅延期間を備える必要があり、セル１４０の数は、かかる期間中、端子１４０ｃへ加えられるパルスＭの数に等しいことが必要である。従って、遅延ラインレジスタ１４０は、いずれにおいても１サイクルの磁気的な尋問領域が変動する間、ノイズブランカおよび平均化回路を通過する信号を含む。遅延ラインレジスタ１４０の各セルは、タップ出力１４０Ｘ₁…１４０Ｘ_Mを有し、これは関連する出力乗算器１４２₁…１４２_Mへ接続される。これら乗算器１４２は入力として関連タップ係数ライン１４１₁…１４１_Mから信号を受け入れる。それらの信号はＭ振幅制御調節回路１５４₁…１５４_Mによって生成され、その内の１つ、１５４₁が示される。乗算器１４２₁…１４２_Mの出力はは合計回路１４４にて結合される。合計回路１４４は、第２のトレーニング／動作スイッチ１４６の共通端子１４６の共通端子１４６ａへ接続される共通端子１４４ａを有する。トレーニング／動作スイッチ１４６の１つの出力端子１４６ｂは全波整流器７３（図３）に接続される。トレーニング／動作スイッチ１４６の別の端子１４６ｃは合計回路１５０の正の入力端子に接続される。内部源（図示せず）からの理想的なパルス信号Ｄ_Mは合計回路１５０の負の端子に加えられる。１つのＭサンプル間隔において、１つのゼロでない値といずれかでゼロの値を有する信号からなるデルタ関数はそれ自体、この応用には使用可能な信号ではないことが分る。有用となるデルタ関数としては、フィルタ６２によってすでに濾波された周波数成分が存在していなければならない。代りに、図４ｃに示される形状の信号をサンプリングすることによって、有用な信号を得ることができることが分る。本実施態様において、このシーケンスにおけるＭサンプル（Ｍ＝６４）の内の９個はゼロではなく、図示したパルスに対応する。これによって図４ｄに示すように、パルスの形状において、図４ｄに示されるようにフィルタ６２から出るそれよりも大きな改良となる。第２のトレーニング／動作スイッチ１４６がトレーニング位置にある場合（すなわち、共通端子１４６ａが第２の出力端子１４６ｃに接続される場合）、合計回路１５０は理想化パルス信号を合計回路１４４の信号値から差し引く。結果として生ずる信号（誤差を示す）は乗算器１５２へ加えられ、それと係数２Ｗとを乗算する。Ｗに大きな値を選択することによって、適応イコライザ７２の迅速な収束すなわち適応を達成することができる。しかし、調節の精度はかかる場合には低い。他方、Ｗに小さな値を選択することによって、調節の精度は増加するが、それが生じる速度は減少する。適応イコライザが理想的な設定から外れる量で変動するＷの値を提供することが有益である。その場合、大きい偏差では、調節は大きく、かつ迅速であろう。偏差の量が減少するにつれて、結果として生ずる値は、遅延ラインレジスタ１４０内の各々のセルに関連した、いくつかの個々の振幅制御調節回路１５４₁・・・１５４_Mの各々へ加えられる。説明間を分り易くするために１つの振幅制御調節回路１５４₁が図７に関連して記載される。しかし、他のものの構成及び動作は同じである。図７に示すように、振幅制御調節回路１５４は各々、乗算器１５６、加算器１５８及び遅延レジスタ１６０を備える。乗算器１５６は乗算器１５２からの出力の値を受け取り、関連する遅延レジスタのセル１４０ｂからの出力信号１４０Ｘの値と乗算するよう接続される。結果として生ずる値は、クロック発生器５０からの前の入力の時間中に生成されたタップ係数１４１に、加算器１５８内にて加えられる。加算器１５８からの出力は蓄積レジスタ１６０へ供給され。そこで１つのサンプル間隔、すなわちサンプルクロック信号ライン５１のパルス期間に等しい継続期間遅延される。蓄積レジスタの出力はタップ係数１４１であり、関連した乗算器１４２に加えられる。上述のように、第２のトレーニング／動作スイッチ１４６は、その動作位置に切り換えられる時、すなわち、共通端子１４６ａが第２の出力端子１５６ｂに接続される時、適応イコライザからの出力信号は全波整流器を通して信号及びノイズのチャネル７４、８０へ供給される。これらの信号は交替時にのみで、かつ信号及びノイズチャネルゲート７６、８２が開いている時のみに各チャネルを通過することができる。これらのゲートは、順次、分周器５２（図３）からのパルスを受け取るゲート発生器８８からの出力によって開かれる。真のターゲットからのパルスが生じそうな磁気尋問波のその部分の間、すなわち磁界が方向を変更しそうで、比較的低い強度である時、ゲート発生器８８は、それが信号ゲート７６を開くよう設定される。ゲート発生器８８は、磁気的な尋問領域が、高い強度、すなわち真ターゲットがパルスを生成する強度を越える強度を有する領域のサイクルの部分にある時、ゲート発生器８８はノイズゲート８２を開く。信号ゲート７６を通過する信号は平滑化を提供するローパスフィルタ７８に加えられる。平滑化された信号は、次いで比較器８６の正の入力端子へ加えられる。ところで、ノイズゲート８０を通過する信号はピーク検出器８４に加えられ、これは、ノイズゲート８２が最後に開いた時、生じた信号の値に対応するノイズチャネル８０間に出力を生成する。このノイズ信号の値は比較器８６の負の端子に加えられる。比較器８６は、信号チャネル７４の濾波された信号の値がノイズチャネル８０の信号の値より大きい時、警告出力を生成する。この警告出力は次いで、警告装置４８を作動するために加えられる。上述のシステムの動作は２つのモード、すなわちトレーニングモード及び動作モードにおいて起こる。トレーニングモードの目的は振幅制御調節回路１５４と適応イコライザ７２の関連タップ係数ライン１４１₁・・・１４１_Mの信号を予め設定することである。このトレーニングモードは、システムが最初にＯＮ状態になった時、約１５秒間生じる。この時間の間、トレーニング／正常動作制御ユニット１５１は第１及び第２のトレーニング／動作スイッチ６１、１４６をそれらのトレーニング位置へ切り換える。これによって、蓄積要素１６０が各サンプル間隔で更新され得る。すなわち、第１のスイッチ６１はテストパルス発生器６３の出力を増幅器及びバンドパスフィルタ６２（図３）へ接続するよう設定され、かつ第２のスイッチ１４６は適応イコライザの合計回路１４４の出力を合計回路１５０（図７）へ接続するよう設定される。トレーニングが完了した後、ユニット１５１はスイッチ６１（図３）の可動要素を入力端子６１ａへ、スイッチ１４６（図７）の可動要素をその出力端子１４６ｂへ戻す。また、それは信号を蓄積レジスタ１６０へ送り、それらがさらに更新されるのを防止し、レジスタはそれらの現在値を保持する。トレーニングモードの目的は、適応イコライザ７２の調節可能なタップ係数を設定することであり、その結果、適応イコライザは増幅器及びバンドパスフィルタ６２を通る信号の通過の間、生じる位相ゆがみを補償する。上述のようにこれらの回路は周波数成分を、ターゲットの生成したパルスの特有な特性を確認するのに使用される周波数範囲外で除去する。これによって、パルスを増幅器及びバンドパスフィルタ６２を通過する最大周波数の少なくとも２倍の周波数で採集するならば、パルスをデジタル的に採集できかつ処理できる。しかし、高低周波数成分を濾波する際、フィルタはまたパスする信号成分の相対的な位相をシフトする。適応イコライザ７２のタップ係数が適切に設定されると、この位相シフトを補償する。これらの調節可能な振幅制御装置の設定はトレーニングモードの間、すなわちシステムがＯＮ状態になった後の最初の１５秒位の間、第１のトレーニング／動作スイッチ６１がテストパルス発生器６３の出力を増幅器及びバンドパスフィルタ６２へ接続するよう設定する間、第２のトレーニング／動作スイッチ１４６が適応イコライザ７２の合計回路１４４の出力を合計回路１５０及び次の振幅制御調節回路１５４へ接続するよう設定する間、また蓄積レジスタ１６０が各サンプル間隔内で更新される間に実行される。適応イコライザ７２は、有限応答（ＦＩＲ）又は出力を生成するよう種々重み付けされかつ合計されるタップを有するタップ付遅延ラインを備えるトランスバーサルフィルタの態様で動作する。これらのタップの設定は確率的傾斜アルゴリズムに従って、それらを相互的に調節することによって成し遂げられ、テストパルス発生器６３から供給される信号を補正し、そしてそれらを最小位相ゆがみを有する蓄積された理想化パルスＤ_Mに合致するようにする。理想化パルスＤ_Mはパルス発生器（図示せず）から供給され、そしてそれが誤差信号を発生するために合計回路１４４の出力と算術的に結合される合計回路１５０（図７）の負の入力端子へ加えられる。誤差信号は乗算器１５２内で測定され、次いで各々の振幅制御調節回路１５４へ供給される。各振幅調節制御回路は修正した誤差信号の値をその関連するタップ出力１４０_Xからの信号の値で乗算し、そしてその結果を加算器１５８内にて最後のサンプル間隔の間に得られたタップ係数値１４１へ加える。加算器１５８の出力は次いで、１つのサンプル期間、すなわち、次の動作に使用するクロック発生器５０の正の期間に、蓄積レジスタ１６０内に蓄積される。ところで、前のサンプルからの結果（蓄積レジスタ１６０の出力の所にある）は関連した乗算器１４２へ加えられ、所定の増分だけその増幅又は減衰を調節する。繰り返しサンプリングし、比較しかつ調節することによって数秒間の期間、上述のように、いくつかの乗算器１４２は増幅器及びバンドパスフィルタ回路６２によって生成される位相シフトの効果を補償するよう設定される。次いで、タップ係数はそれらの各々の設定を維持し、その後システムは第１及び第２のトレーニング／動作スイッチ６１、１４６の設定をそれらの各正常な動作設定へ変更しかつ蓄積レジスタ１６０をさらに修正することから防止することによって正常モードの動作へ切り換えられる。スイッチ６１及び１４６は図３に示す予めプログラムされた制御回路１５１によって作動することができる。パルス信号の形状を再び整えるために、多数のタップと調節可能なタップ係数を有する遅延ライン又は遅延レジスタを使用することの一般的な思想は公知であると理解されたい。しかし、かかる一般的な技術の電子的な物品監視におけるターゲットからの信号検出への適応は新規であると考えられる。同様に、電子窃盗検出におけるパルス信号の重み付けした平均値を与える信号平均の使用は公知であるが、ノイズブランク装置に信号平均を導入することはここに記載されるように新規であると考えられる。従って、尋問ゾーン内で無ターゲットが生成する電気的かつ電磁的エネルギーの存在下においてターゲットの存在を検出するための新規なシステムが記載された。さらに、システムは自動的にシステム内で分析される信号の部分の異なる周波数成分の位相関係に関するフィルタリングの効果を補償する。しかし、ノイズブランカ回路６７、長期間及び短期間平均化回路の単独で又は組み合せ、及び適応イコライザ回路７２はその自動的な調節という特徴に関してそれら自体別個に新規であり、他の応用において使用することができることを理解されたい。

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Claims

【特許請求の範囲】１．信号処理回路への複合信号のフロー（流れ）を制御する方法であって、該複合信号は既知の周期の第１の成分と未知の周期の第２の成分を含むものである方法において、複数の信号周期の各々における対応する時間期間からとられた該複合信号のサンプル同志の振幅を比較し、そして該振幅の変動に従って、該複合信号のフローを切換えることからなる方法。２．請求の範囲第１項に記載の方法において、各信号周期に複数の時間期間があり、１つの信号期間中の時間期間の各々からとられたサンプルの振幅が他の信号周期中の対応する時間期間からとられたサンプルの振幅と比較されている方法。３．請求の範囲第１項に記載の方法において、該切換えは、比較される他のサンプルからの振幅における変動が所定の量だけ小さいサンプルに対応する複合信号のフローを所与の信号フローパスに沿って与えるものである方法。４．請求の範囲第３項に記載の方法において、該比較の前にサンプルの振幅は該所与の信号フローパスにおける複合信号の対応する時間期間からとられた振幅の重み付けした和に対応する量だけ調節されている方法。５．所定の電磁的乱れをつくるターゲットの尋問ゾーンにおける存在を検出する方法であって、該乱れは第１の所定の周波数を有しそして第１の周波数より高い第２の所定の周波数以下の周波数帯での周波数成分で規定される識別特性を有しているものである方法において、該尋問ゾーンからの電磁的乱れを受信して対応する電気信号を生成し、該電気信号から該第２の所定の周波数以上の周波数成分をフィルタしてより高い第３の周波数以上の全ての成分が消去されるようにし、該第３の周波数の少なくとも２倍であって該第１の周波数の倍数である周波数で連続する時間期間の間の残留周波数成分の大きさを検出し、該第１の所定の周波数の連続するサイクルにおける対応する時間期間に発生する該検出された大きさ同志を比較し、そして該比較結果に応じて警報信号を発生している方法。６．請求の範囲第５項に記載の方法において、該第３の周波数は該第１の所定の周波数の整数倍である方法。７．請求の範囲第５項に記載の方法において、該残留周波数成分は周波数成分の除去の際シフトしてしまった夫々の周波数成分の相対的位相関係を回復するよう処理されている方法。