JPH08501680A

JPH08501680A - 再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置

Info

Publication number: JPH08501680A
Application number: JP7504437A
Authority: JP
Inventors: ルドルフハスラー
Original assignee: フィリップスエレクトロニクスネムローゼフェンノートシャップ
Priority date: 1993-07-14
Filing date: 1994-07-04
Publication date: 1996-02-20
Also published as: EP0660974A1; CN1113400A; WO1995002913A1; DE69406407T2; KR950703809A; ATE159627T1; EP0660974B1; CN1042479C; DE69406407D1; US5598085A

Abstract

(57)【要約】バッテリーを充電するための回路装置（4）が充電電流パルス列を供給する充電電流源（7）を具える。回路装置（4）は可変基準電圧（Ｕ_ref）に依存して現在電圧を決定する第１検出装置（12）を具える。現在電圧は平均合計電圧に比例する。第１検出装置（12）は検出結果に対応する検出信号を供給する。この検出信号により、制御パルス発生器（15）が、この発生器で発生されるパルス形状の制御信号のデューティサイクルに関して制御される。制御パルス発生器（15）が、現在電圧が増加する時又は基準電圧（Ｕ_ref）が減少する時に、充電パルス列の充電期間と充電休止との比を減らすことにより、検出信号に依存してデューティサイクルを変える。このデューティサイクルに依存してデューティサイクルと同じ方向に基準電圧（Ｕ_ref）を変える装置を具える。

Description

【発明の詳細な説明】再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置本発明は、少なくとも１つのバッテリーが充電するために接続される第１及び第２の端子を有し、両端子に接続され充電電流パルス列を供給する充電電流源を具え、この電流源は制御入力を有し、この制御入力には充電電流パルス列の供給を可能及び禁止にするパルス形状の制御信号が印加され、制御入力に印加されるパルス形状の制御信号に従って、少なくとも１つのバッテリーに対し、連続する充電期間に生起し充電休止によって相互に分離される充電電流パルスの充電電流パルス列を供給する、再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置に関する。前記の型の回路装置は、例えば公開番号WO92/22120で公開された国際特許出願によって知られている。過剰な温度上昇及び過剰なガス圧の増加はバッテリーの寿命と再充電能力に悪影響を与え、バッテリーが傷付き又は破壊されるということにもなり得るため、このような回路装置は、バッテリーの温度の上昇及び充電中のバッテリーの中のガス圧の増加を極めて低く抑えながら、バッテリーを可能な限り急速に充電するために有効である。電気エネルギーの他の化学状態への変換は連続的に行われ、従って電気エネルギーのバッテリーへの供給も同様に可能な限り連続的に行われるのが最良である。 WO92/22120から知られた回路装置によれば、充電電流は、段階的に可変のスペース間隔によって分離されている一定の長さ及び一定の振幅の充電電流パルスの列の形でバッテリーに印加される。充電パルスは各段階の中では一定振幅であっても、段階によって異なるパルス振幅でバッテリーに印加されるようにしてもよい。1つの段階の瞬間的なパルス振幅は、バッテリーの瞬間的な充電条件に依存する。バッテリーの充電条件はパルスの間隔によって決定され、各パルス間隔におけるバッテリーの充電条件は、バッテリーの無負荷電圧の測定によって決定される。バッテリーの無負荷電圧は、充電過程が進むと最大値まで増加し、続いて更に充電過程が進むと最大値に達した後減少する。この測定値が記憶され、記憶された測定値に従って充電電流パルスのパルス振幅が与えられ、このパルス振幅は測定された充電条件とされ、メモリーから読み出される。印加される充電電流パルスのパルス振幅の選択は、バッテリーの使用年数、条件、構造及び充電容量に依存するバッテリーの内部抵抗を考慮していない。充電電流パルスとして過剰なパルス振幅が選択されると、この内部抵抗はバッテリーの電流負荷を増加させることになる。充電電流パルスは、パルススペースによって相互に分離されており、このスペース間隔は前記のように段階の間でのみ変えることができる。このことは、充電電流パルス列のデューティサイクルを段階の間でのみ変えることができることを意味している。このように既知の回路装置においては、充電電流パルスのパルス振幅及び充電電流パルス列のデューティサイクルの双方共段階の間でのみ変えることができ、その結果、基本的に連続過程であるバッテリーの中で電気エネルギーを別の化学状態に変換する過程が単に近似的になり、このようにバッテリーに印加される電気エネルギーを最適化することができない。更に、電気エネルギーのバッテリーへの供給が段階間でのみしか変えられないため、バッテリーの瞬間的な充電条件に対して充電過程を適用することが段階間でのみしかできず、このため、瞬間的な充電条件に対して連続的に適用される最適な充電過程を得ることは不可能である。その上、既知の回路装置は、充電休止期間にバッテリーの充電条件を決めるための測定装置を必要とする。この測定装置は、通常は高価で複雑なクロックされた測定増幅器から構成される。加えて記憶装置は、対応するパルススペースで決められるバッテリーの無負荷電圧の測定値と、充電電流パルスの対応するパルス振幅との双方を記憶することが必要である。この測定装置及び記憶装置は高価であり、このような回路装置のコストに加わる。本発明の目的は、冒頭の項で述べた型の回路装置を改良し、簡単な手段を用いてそれを構成することにあり、充電されるべきバッテリーに対して連続的に可変の電気エネルギーを供給できるようにし、充電パルススペースにおける測定なしにバッテリーの瞬間的充電条件を決定でき、これにより、このような測定のために必要な高価な測定装置及び測定結果を記憶するために必要な記憶装置を不要にすることにある。この目的のため、本発明によれば、この回路装置の第１端子は第１検出装置の入力に結合され、この第１検出装置は回路装置の第１端子に現れる合計電圧に比例する電圧を受け入れ、この合計電圧はバッテリー無負荷電圧とパルス形状充電電圧とからなり、パルス形状充電電圧は前記バッテリー無負荷電圧に重畳されバッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例し、第１検出装置は平均合計電圧に比例する現在電圧を形成し、平均合計電圧はバッテリー無負荷電圧と平均値電圧とからなり、平均値電圧はこのバッテリー無負荷電圧に重畳され且つパルス形状充電電圧から得られ、第１検出装置は、第１検出装置で用いられる可変基準電圧に依存して現在電圧を検出し、第１検出装置は、検出結果に対応し、現在電圧及び基準電圧に依存する検出信号を発生し、検出信号を供給するための出力を有し、この出力は、パルス形状の制御信号を発生するための制御パルス発生器の入力に接続され、この入力に印加される検出信号により、前記発生器が前記発生器によって発生されるパルス形状の制御信号のデューティサイクルに関して制御され、前記制御パルス発生器がパルス形状の制御信号を供給するための出力を有し、この出力が充電電流源の制御入力に結合され、充電電流パルス列の供給を可能又は禁止にし、現在電圧が増加する場合又は第１検出装置の基準電圧が低下する場合には、充電電流源が充電パルス列の充電期間と充電休止との比を減少させる方法により、制御パルス発生器が、その入力に印加される検出信号に依存して自身で発生するパルス形状の制御信号のデューティサイクルを変え、第１検出装置で用いられる基準電圧を、前記デューティサイクルに依存して制御パルス発生器の出力におけるパルス形状の制御信号のデューティサイクルと同じ方向に変える装置を具備することを特徴とする。このようにして、実質的に充電されるべきバッテリーのバッテリー無負荷電圧に依存して充電電流パルス列のデューティサイクルが連続的に制御され、これにより充電されるべきバッテリーに印加される電気エネルギーが連続的に変化し、その結果として、電気エネルギーから別の化学状態に連続的に変換される過程に対して、バッテリーへの電気エネルギーの供給が最適な方法で行われることになる。更に、これはバッテリー無負荷電圧が、充電電流パルススペースで行われる測定の手段によって個別に決定される必要がなく、第１検出装置が充電過程の間に行うことができる特に簡単な方法で平均合計電圧を決定すればよく、この平均合計電圧は、バッテリー無負荷電圧及びこのバッテリー無負荷電圧に重畳されパルス形状充電電圧から得られる平均電圧から導出することができるという利点を有し、パルス形状充電電圧から得られバッテリー無負荷電圧に重畳された平均電圧が実際にバッテリー無負荷電圧を誤表示するような望ましくない影響が、第１検出装置の可変基準電圧の適切な利用によって除去される。更に、これは、充電電流パルススペースにバッテリー無負荷電圧を測定するための高価な測定装置なしに、且つ測定結果及び充電電流パルスのパルス振幅を記憶する記憶装置なしに達成され、バッテリー充電のための回路装置のコストを下げるための利点にもなる。本発明による回路装置の特に有利な変形においては、充電電流源によって供給される充電電流パルスの振幅が、充電電流源の制御入力に印加される他の制御信号によって制御され、回路装置が他の検出装置の入力に結合される第１端子を有し、この他の検出装置はパルス形状充電電圧から導出される平均値電圧を超えるパルス形状充電電圧の成分のパルス振幅を検出し、前記パルス形状充電電圧はバッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例し、この他の検出装置は瞬間的に検出されるパルス振幅に対応する他の制御信号を生成し、前記他の検出装置は他の制御信号を供給する出力を有し、この出力は充電電流源の制御入力に結合されて充電電流源を制御し、パルス形状充電電圧から導出される平均値電圧を超えるパルス形状充電電圧の成分のパルス振幅が実質的に一定であるようなパルス振幅を有する充電電流パルスを供給するようにする。このように、これは、充電電流パルス列から得られる平均値の上に位置する充電電流パルスのパルス成分を一定値に制御するようにして充電電流パルスの振幅が制御されることにより達成され、充電電流パルス列のデューティサイクルの減少によって生じる充電電流パルス列の平均値の減少は、充電電流パルスの全体の振幅の減少をもたらす。本発明による回路装置のこの持に有利な変形においては、充電電流パルス列のデューティサイクルばかりでなく充電電流パルスの振幅も充電時間の増加と共に減少し、充電過程の終りによって充電されるべきバッテリーに印加される電気エネルギーの明瞭な減少が得られる。本発明による回路装置のこの特に有利な変形においては、更に充電電流パルスの振幅の最大許容値の決定に際してバッテリーの瞬間的な内部抵抗についての許容範囲が決定され、これにより、これらの振幅の最大許容値は内部抵抗の瞬間値に適用され、従って充電電流パルスの振幅の最大許容値の測定は充電されるべきバッテリーの使用年数、条件、充電容量及び構造を考慮したものになる。少なくとも１つのバッテリー温度を測定するための温度センサーを具えると特に有利であることが証明されており、この温度センサーは第１検出装置の入力に結合され、少なくとも１つのバッテリーの温度が上昇する時に第１検出装置の入力の電圧を上昇させる。これは特に簡単な方法で、充電されるべきバッテリーの温度／電圧特性を簡単な方法で補償し、その結果として、これは更に、全充電時間が短くなるという利点を有する比較的高い周囲温度においてさえも、バッテリーが常に決して高過ぎない最適な充電電流パルスで充電されるようにする。このような温度センサーは、例えば第１検出装置の入力に直接接続されてもよい。この場合は、正確な補償を達成するために、温度センサーの温度／パラメーター特性と充電されるべきバッテリーの温度／電圧特性とは可能な限り対応するようにしなければならない。少なくとも１つのバッテリーの温度を測定するための温度センサーは、センサー信号増幅器に結合されると特に有利であることが証明されており、このセンサー信号増幅器は少なくとも１つのバッテリーの温度が上昇すると上昇する付加的な制御電圧を供給する出力を有し、このセンサー信号増幅器の出力は第１検出装置の入力に結合され、この第１検出装置の入力で付加的な制御電圧が第１検出装置の入力にある電圧に付加的に重畳される。このような温度センサー増幅器の設置により、温度センサーの温度／パラメーター特性を比較的簡単に充電されるべきバッテリーの温度／電圧特性に適合させることが可能になる。ここで、温度センサーのパラメーターとは、温度が変化したときに温度に依存して値が変化する物理量又は他の量を意味するものとする。更に、ウィンドウコンパレータ装置の入力がセンサー信号増幅器の出力に接続される入力を有し、少なくとも１つのバッテリーの所定の最低温度が超越される時及び少なくとも１つのバッテリーの所定の最高温度が超過される時にターンオフ信号を発生し、コンパレータ装置がターンオフ信号を供給する出力を有し、このターンオフ信号は充電電流源に印加されて充電電流源がターンオフするようにすると、極めて有利であることが証明された。このように極めて簡単な方法により、充電されるべきバッテリーの所定の最低温度以下及び充電されるべきバッテリーの所定の最高温度以上では充電されないようにされ、バッテリーが損傷を受け又は破壊されることがなくなる。しばしば、第１検出装置で用いられる可変基準電圧を温度に依存して変えるために、このような温度センサーを用いて充電されるべきバッテリーの温度を測定することが有効である。次に例示的で本発明がこれに限定されることのない３つの実施例を用いて本発明を更に詳細に説明する。図１は、ブロック図で表された本発明の第１実施例によるバッテリー充電回路装置を具える再充電可能なバッテリーを充電するための装置を示す図である。図２は、本発明の第２の実施例によるバッテリー充電回路装置を詳細に示す図である。図３は、図２の回路装置によって充電する過程の間のバッテリー無負荷電圧、バッテリーの平均合計電圧、バッテリー温度及びバッテリー中のガス圧を時間の関数として示す図である。図４は、図２の回路装置によって充電ずる過程の間の平均充電電流を時間の関数として示す図である。図５は、図２の回路装置によって充電する過程の間の、図２の回路装置の充電電流源によって充電されるべきバッテリーに供給される充電電流パルスの時間の関数としての変化を示す図である。図６は、本発明の第３の実施例によるバッテリー充電回路装置を詳細に示す図である。図１は、再充電可能なバッテリーを充電するための装置１を示す図であり、充電は可能な限り、即ち最小の充電時間で行われる。装置１は、図示したように再充電可能なバッテリーを充電するために収容するホルダー室２を具える。図１を簡単にするため１つのバッテリー３のみを図示している。装置１は、少なくとも１つのバッテリー３を充電するための回路装置４を具える。回路装置４は第１端子５及び第２端子６を有し、それぞれが接触バネによって形成されている。少なくとも１つのバッテリー３は、充電される時には２つの端子５及び６に接続される。回路装置４は充電電流源７を具え、これは２つの端子５及び６に接続される。即ち、充電電流源７の出力８が第１端子５に接続され、充電電流源７の接地電位にある他の出力９が第２端子６に接続される。充電電流源７は充電電流パルス列を供給する。充電電流源７は制御入力10を有する。この制御入力10には、充電電流源７による充電電流パルス列の供給を可能又は禁止にずるためにパルス形状の制御信号が印加される。充電電流源７は、制御入力10に印加されるパルス形状の制御信号に従って、連続する充電期間の間に現れる充電休止間隔によって相互に分離される充電電流パルスを含む充電電流パルス列を、少なくとも１つのバッテリー３に供給する。第１検出装置12は、回路装置４の第１端子８に結合される入力11を有する。第１検出装置12は、バッテリー無負荷電圧と、このバッテリー無負荷電圧に重畳されバッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例するパルス形状充電電圧とからなる合計電圧に比例する電圧を受ける。第１検出装置12は、バッテリー無負荷電圧と、このバッテリー無負荷電圧に重畳されパルス形状充電電圧から得られる平均値電圧とからなる平均合計電圧に比例する現在電圧を形成し、第１検出装置12で用いられる可変基準電圧Ｕ_refに依存してこの現在電圧を検出し、検出結果に対応し現在電圧と基準電圧Ｕ_refとに依存する検出信号を発生する。第１検出装置12は、検出結果に対応し現在電圧と基準電圧Ｕ_refとに依存するこの検出信号を供給する出力13を有する。第１検出装置12の出力13は、パルス形状の制御信号を発生する制御パルス発生器15の入力14に接続される。制御パルス発生半15の入力14に印加された第１検出装置12からの検出信号により、この発生器によって発生されるパルス形状の制御信号のデューティサイクルを制御できる。制御パルス発生器15はパルス形状の制御信号を供給する出力16を有する。制御パルス発生器15の出力16は充電電流源７の制御入力10に結合され、充電電流源７による充電電流パルス列の供給を可能又は禁止にする。制御パルス発生器 15及び充電電流源７は、第１検出装置12で現在電圧が増加するか又は第１検出装置12で基準電圧Ｕ_refが低下する場合に、充電電流源７が充電パルス列における充電期間と充電休止との比を減少させるような方法で、制御パルス発生器15がその入力14に印加される検出信号に依存してパルス形状の制御信号のデューティサイクルを変えるように構成される。回路装置４は更に、制御パルス発生器15及び第１検出装置12と協働し、それにより制御パルス発生器15の出力16で利用できるパルス形状の制御信号のデューティサイクルに従って、第１検出装置12に現れる基準電圧Ｕ_refがこのデューティサイクルと同じ方向に変化するようにする装置17を具える。図１に示す回路装置４においては、充電電流源７によって供給される充電電流パルスの振幅は、充電電流源７の制御入力に印加される他の制御信号によって制御される。この例では、他の制御信号も同様に制御入力10に印加される。しかしながら、充電電流源７は代替として他の制御信号が印加される第２制御入力を持っこともできる。図１に示す回路装置４の第１端子５は他の検出装置19の入力18に結合される。他の検出装置19は、バッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例しパルス形状充電電圧から導出される平均値電圧を超えるパルス形状充電電圧の成分のパルス振幅を検出して決定し、瞬間的に検出され決定されるパルス振幅に対応する他の制御信号を発生する。他の検出装置19は、他の制御信号を供給する出力20を有する。他の検出装置19の出力20は、他の制御信号を処理するための制御信号プロセッサ22の入力21に結合される。制御信号プロセッサ22の出力23は、充電電流源７に対し、処理された他の制御信号を供給する。制御信号プロセッサ22の出力23は充電電流源７の制御入力10に結合され、これにより充電電流源７は、パルス形状充電電圧から導出される平均値電圧を超えるパルス形状充電電圧の成分のパルス振幅が実質的に一定であるようなパルス振幅を有する充電電流パルスを供給するように制御される。図１に示す回路装置４は、少なくとも１つのバッテリー３の温度を測定する温度センサー24を具える。このため、この温度センサー24はホルダー室２の位置に配置され、少なくとも１つのバッテリー３と最適の熱的接触が得られるようになっている。温度センサー24は第１検出装置12の入力11に結合され、少なくとも１つのバッテリー３の温度が上昇ずる時に第１検出装置12の入力11の電圧を上昇させる。図１に示す回路装置４は、更に他の温度センサー25を具え、これも同様に少なくとも１つのバッテリー３の温度を測定する。他の温度センサー25は超過温度モニター27の入力26に接続される。このモニター装置27は、少なくとも１つのバッテリー３の温度が高すぎる温度になった時にターンオフ信号を生成する。モニター装置27はターンオフ信号を供給する出力28を有する。出力28は更に充電電流源７の制御入力10に接続され、少なくとも１つのバッテリー３の温度が最大許容値を超えた時は、充電電流源７がターンオフ信号によってブロック即ちターンオフされる。ここで、上記に度々記載された入力、出力及び制御入力は、１つの端子に限られるものではなく、２以上の端子からなるものでもよいことに注意を要する。次に図２を用いて回路装置４を詳細に説明する。図２に示す回路装置４の主要部分は図１のブロック図に示した回路装置４のそれらに対応する。図２に示された回路装置４は、ただ１つのバッテリー３を充電するように変形した装置を示す。勿論、図２に示された回路装置４は、１より多いバッテリー３を充電するためにも用いることができる。図２に示された回路装置４は、充電されるべきバッテリー３を接続するための第１端子５及び第２端子６を有する。回路装置４は、更に他の第１端子29及び他の第２端子30を有する。例えば９Ｖ乃至１６ｖの範囲の直流電圧を供給する外部直流電圧源31を、２つの他の端子29及び30に接続することができる。干渉防止フィルタとして電流補償チョーク32が他の端子29及び30に接続される。ヒューズ33 がチョーク32に接続される。第１極性反転防止ダイオード34及び第２極性反転防止ダイオード35がヒューズ33に接続される。平滑コンデンサ36が極性反転防止ダイオード34に接続される。極性反転防止ダイオード34及び平滑コンデンサ36は充電電流源７の一部としてもよい。充電電流源７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ37及びＤＣ／ＤＣコンバータ37 を制御するための制御パルス発生器38を具える。ＤＣ／ＤＣコンバータ37は、２つのトランジスタ39及び40を含み、ＮチャネルパワーＬ²ＭＯＳＦＥＴ42を制御しターンオン及びターンオフを行うブートストラップ回路41を具える。ＤＣ／ＤＣコンバータは更に所謂充電チョーク43、フリーホィールダイオード44及び蓄積平滑コンデンザ45を具える。充電電流源７の制御パルス発生器38は、制御パルス発生器38の入力46に接続された積分器47及び積分器47に続くシュミットトリガー48を具える。積分器47はＣＭＯＳインバータ49によって構成され、シュミットトリガー48は２つのＣＭＯＳインバータ50及び51によって構成される。ＣＭＯＳインバータ49、50及び51は例えば型式番号PC74HCUO4 で市販されている集積回路装置の一部を構成するものであり、この集積回路装置は６つのＣＭＯＳインバータを具え、相互接続された等しい供給電圧端子を有する。制御パルス発生器38の入力46に印加される電圧は、積分器47により三角電圧に変換され、三角電圧が抵抗器52を経てシュミットトリガー48に印加され、シュミットトリガーは三角電圧をほぼ２００kHz の周波数を持つ直角の制御パルス列に変換器する。シュミットトリガー48の出力53は結合抵抗器54を経て制御パルス発生器38の出力55に接続され、この出力55はＤＣ／ＤＣコンバータ37の制御入力56に接続され、この制御入力はブートストラップ回路41 のトランジスタ39のベースに接続される。制御パルス発生器38の入力46は充電電流源７の制御入力10に接続される。制御入力10は、充電電流源７によって供給される充電電流パルスの振幅を制御するための又は充電電流源７を完全に停止するための、クロックされた充電電流源７のターンオフの制御信号を受ける。制御パルス発生器38によって制御される前記のＤＣ／ＤＣコンバータ37の動作における通常の連続モードにおいては、外部直流電圧源31から極性反転防止ダイオード34を経てＤＣ／ＤＣコンバータ37の入力57に印加される直流電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ37のコンデンサ45によって平滑化された直流電圧に変換され、ＤＣ／ＤＣコンバータ37の出力58に供給される。ＤＣ／ＤＣコンバータ37の出力 58は充電電流源７の出力８に接続され、これは回路装置４の第１端子５に接続される。電圧安定器59が第２極性反転防止ダイオード35に接続され、その出力は例えば５Ｖの値を持つ供給電圧Ｕ₁を供給する。供給電圧Ｕ₁は、直列の抵抗器６０を経て、ＣＭＯＳインバータ49、50及び51の供給電圧端子及び同一チップの他の３つのＣＭＯＳインバータに印加される。供給電圧Ｕ₁は、外部直流電圧源31が回路装置４の２つの他の端子29及び30に接続されている時にのみに生起する。この外部直流電圧源31が接続され、その結果供給電圧Ｕ₁が生起されると、これにより線63を経てエネイブルトランジスタ62がターンオンされる。エネイブルトランジスタ62が２つの端子５及び６に接続された再充電可能バッテリー３を切り離している限りは、エネイブルトランジスタ62及びこのエネイブルトランジスタ62のエミッタに接続される回路素子を通して放電することはない。エネイブルトランジスタ62が導通状態にある時は、バッテリー３は充電電流源７によって充電され、充電過程は以下に詳細に説明する２つの制御回路を経て制御される。この制御回路の１つは第１検出装置12とこれに続く制御パルス発生器15を含み、他の制御回路は他の検出装置19を含む。しかしながら、充電電流源７は更に回路装置４を切替えれば定電圧源として用いることもできる。このためには、回路装置４は正の制御電圧が印加される制御入力64を有する。後に述べるように抵抗器65を経て駆動される制御パルス発生器 15に正の制御電圧が印加されると、その結果、この制御パルス発生器15は停止又はブロックされる。充電電流源７は従って定電圧源として動作する。制御入力64 に正電圧が印加されない時は、この制御パルス発生器15は抵抗器65を経てブロックされず、従って充電電流源７はバッテリー３を充電するための電流源として動作し得る。定電圧源として動作する場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ37の出力58に現れる電圧が、エネイブルトランジスタ62を経てＣＭＯＳインバータ67によって実現される制御増幅器66に印加される。ＣＭＯＳインバータ67の出力68は、ダイオード69 を経て充電電流源７の制御入力10に接続され、充電電流源７は定電圧源として動作する。制御増幅器66は制御入力10に信号を供給し、その結果、制御パルス発生器38がＤＣ／ＤＣコンバータ37を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ37の出力58に定電位を出現させる。このように、定電圧源として動作する充電電流源７は出力８及び９に例えば４Ｖの値を持つ定電圧を発生する。この定電圧は充電電流源７の出力８及び９から回路装置４の２つの出力70及び71に印加される。このようにして発生された定電圧は、これらの出力70及び71から少なくとも１つの負荷に印加することができる。図２に示された回路装置４は、例えば家庭用の電子機器に組み込むことができる。このような場合、出力70及び71で利用できる定電圧はこの機器の回路素子の電源として用いることができる。回路装置４は従って更にこの機器に用いられる再充電可能バッテリーの充電に用いることができる。回路装置４が家庭用の電子機器に組み込まれた時は、この機器が正の制御電圧を供給し、この正の制御電圧を回路装置４の入力64を経て回路装置４に印加し、回路装置４の動作を切替えることができる。充電電流源７の出力８に対応するＤＣ／ＤＣコンバータ37の出力58と制御入力 10との間のダイオード72は短絡保護のためのものである。回路装置４の２つの端子５と６が短絡すると、制御入力10がダイオード72を経て充電電流源７の出力９で接地電位に接続され、これにより充電電流源７が切り離され損傷を免れる。この回路装置４においては後に詳細に述べるような機能を持つ温度依存性抵抗器73が、エネイブルトランジスタ62を経て図２の回路装置４の第１端子５に接続される。電圧分配器75の端子74が温度依存性抵抗器73に接続される。このように第１端子５の電圧に比例する電圧が端子74に現れる。この電圧は、バッテリー無負荷電圧Ｕ_L及びパルス形状充電電圧Ｕ_Iによって形成される合計電圧に対応する。パルス形状充電電圧Ｕ_Iは、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに重畳され、バッテリーの内部抵抗を通る充電電圧パルスに比例する。これらの２つの電圧Ｕ_L及びＵ_Iは、時間の関数として図３に示されている。電圧分配器75により、回路装置４はバッテリー充電条件即ち充電過程が自動的に停止するバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lを調整することができる。電圧分配器75のタップ76は第１検出装置12の入力11に接続される。第１検出装置12は、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lとこのバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに重畳される平均値電圧Ｕ_Mとからなり、それからパルス形状充電電圧Ｕ_Iが生じる平均合計電圧に比例する現在電圧を形成する。第１検出装置12は、第１検出装置１２の中で用いられる可変基準電圧に従ってこの現在電圧を検出し決定する。第１検出装置 12は、その入力とその出力との間に配置される集合されたコンデンサ78を有するＣＭＯＳインバータ77を具える。コンデンサ78は平滑化及びパルス形状充電電圧Ｕ_Iに比例する電圧の平均化を行う。ＣＭＯＳインバータ77及びコンデンサ78 は平均合計電圧に比例する現在電圧を生成する。この現在電圧を検出するためにこの第１検出装置12はこの場合比較器にもなり、実際にそれをＣＭＯＳインバータ77に対する供給電圧と比較する。従ってＣＭＯＳインバータに対する供給電圧は可変基準電圧Ｕ_refを形成し、この基準電圧に従って現在電圧が決定される。比較又は検出結果に従って、第１検出装置12は検出信号を発生する。この検出信号は、現在電圧と基準電圧Ｕ_refとに依存し、出力13に現れる。第１検出装置12 の出力13は、制御パルス発生器15の入力14に接続される。制御パルス発生器15はパルス形状の制御信号を発生する。主としてＤＣ／ＤＣコンバータ37については、上記のように制御パルス発生器15は実質的に制御パルス発生器38と同一の構成であるが、この制御パルス発生器15によって発生されるパルス形状の制御信号は全く異なる周波数範囲にある。この周波数範囲は、例えば５０Hzから５００Hzの間にある。制御パルス発生器15は、ＣＭＯＳインバータ 80によって構成される積分器79を具える。積分器79には、２つのＣＭＯＳインバータ82及び83によって構成されるシュミットリガー81が接続される。抵抗器65が２つのＣＭＯＳインバータ82及び83を相互に接続する線84に接続される。回路装置４の入力64に印加される正の制御電圧が、この抵抗器65を経てシュミットトリガー81に印加される。この正の制御電圧が制御入力64に印加されると、これにより、シュミットトリガー81がブロックされ、その結果、制御パルス発生器15はもはやその出力16にパルス形状の制御信号を発生しない。制御パルス発生器15の入力14に印加される検出信号により、この発生器によって発生されるパルス形状の制御信号のデューティサイクルを制御することができる。制御パルス発生器15の出力16は、スイッチングトランジスタ段85を経て充電電流源７の制御入力10に接続される。既に説明したように、実質的に平均化器及び比較器として構成された第１検出装置12は、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lとこのバッテリー無負荷電圧に重畳される平均値電圧Ｕ_Mとからなり且つパルス形状充電電圧Ｕ_Iから導出される平均合計電圧に比例する現在電圧を形成し決定する。現在電圧が増加する時は第１検出装置 12の出力13の検出信号が減少し、基準電圧Ｕ_refが増加する時は第１検出装置12 の出力13の検出信号が増加する。第１検出装置12の出力の検出信号は制御パルス発生器15に印加される。制御パルス発生器15の出力には、第１検出装置12によって供給される検出信号に対応するデューティサイクルのパルス形状の制御信号が供給される。充電過程の初期のように、現在電圧が低くその結果検出信号が高い時は、制御パルス発生器15はデューティサイクルが大きいパルス形状の制御信号を供給する。充電過程の終期のように、現在電圧が高くその結果検出信号が低い時は、制御パルス発生器15はデューティサイクルが小さいパルス形状の制御信号を供給する。パルス形状の制御信号は、スイッチングトランジスタ段85を経て充電電流源７の制御入力10に印加され、充電電流源７をエネイブルするか又はブロックする。このように、現在電圧が増加するか又は基準電圧Ｕ_refが減少すると、制御パルス発生器15は、パルス形状の制御信号のデューティサイクルを変えることにより、その入力14に印加される検出信号に従って充電電流源７が充電電流パルス列の充電期間と充電休止との比を減らすようにする。このようにして、制御パルス発生器15のパルス形状の制御信号のデューティサイクルは、バッテリー３に印加される充電電流パルス列の平均電流値を指示する。図２に示された回路装置４は、制御パルス発生器15の出力16に現れるパルス形状の制御信号のデューティサイクルに従って、第１検出装置12に現れる基準電圧Ｕ_refがこのデューティサイクルと同様に変化することができるデバイスを具える。これらのデバイスは主として、一端が電圧安定器59に接続され他端がＣＭＯＳインバータ77、80、82及び83並びに他の２つのＣＭＯＳインバータの電圧源端子に接続される抵抗器86を具える。制御パルス発生器15の出力16に現れるパルス形状の制御信号のパルススペースにおいては、シュミットトリガー81のＣＭＯＳインバータ83の電圧源端子とこのＣＭＯＳインバータの出力との間に位置する図示していないＰチャネルＭＯＳＦＥＴが導通状態になる。その結果、これらのパルススペースにおいては更にトランジスタ段85も導通状態になる。このようにして、電圧安定器59の出力から抵抗器86、ＣＭＯＳインバータ83の電圧源端子、図示していないＣＭＯＳインバータ83のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ段 85のベース抵抗器及びトランジスタ段85のベース−エミッタ接合を経て電流流路が形成され、この電流流路を通ってパルススペースに電流が流れる。この電流により、ＣＭＯＳインバータ77、80、82及び83の供給電圧は抵抗器86による供給電圧Ｕ₁に比較して減少し、コンデンサ87により平滑化され蓄積される。しかし、供給電圧Ｕ₁に比較してＣＭＯＳインバータへの供給電圧が減少する量は電流が流れる期間によって定まり、パルススペースの長さによって表される。充電過程の初期のように、制御パルス発生器15のパルス形状の制御信号におけるパルススペースが短い時は、抵抗器86による供給電圧Ｕ_Iに対する電圧低下は相対的に小さく、ＣＭＯＳインバータへの供給電圧は相対的に高い。しかし、充電過程の終期のように、制御パルス発生器15のパルス形状の制御信号におけるパルススペースが長い場合は、抵抗器86による供給電圧Ｕ₁に対する電圧低下は相対的に大きく、ＣＭＯＳインバータへの供給電圧は相対的に低い。第１検出装置12のＣＭＯＳインバータ77の場合は、ＣＭＯＳインバータへの供給電圧は第１検出装置12の基準電圧Ｕ_refによって形成される。前記のように、充電電流源７を制御するパルス形状の制御信号のデューティサイクルが大きい場合には、抵抗器86による供給電圧の電圧低下は比較的小さいので、第１検出装置12のための基準電圧Ｕ_ref は相対的に高くなり、パルス形状の制御信号のデューティサイクルが小さい場合には、抵抗器86による供給電圧Ｕ₁が比較的大きく低下するので、第１検出装置1 2のための基準電圧Ｕ_refは相対的に低い。このように、基準電圧Ｕ_refは直接パルス形状の制御信号のデューティサイクルに比例し、即ちデューティサイクルが大きい場合には基準電圧Ｕ_refは相対的に高く、デューティサイクルが小さい場合には基準電圧Ｕ_refは相対的に低い。これは次のような利点を生じる。充電が開始されると、充電電流源７は短いパルススペースで長い充電電流パルスを供給する。これは図３に示すように、相対的に高い平均値電圧Ｕ_Mを生成し、これはバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに重畳される。しかしなから、充電過程が終りに近付き所定のバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに達すると、即ちバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lが充電過程を終了するためのターンオフ値である時にのみ充電過程が終了する。ポテンショメーター75によって調整されるこのバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lの値は、図３においては、瞬間Ｔ_Aにおいて一点破線の縦軸と交差する点である。この場合、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lを上昇させ誤って充電過程を早過ぎる時期に終了させるような平均値電圧Ｕ_Mの重畳は無効にされる。充電の開始時期即ち平均値電圧Ｕ_Mの値が高い場合、この誤差は平均値電圧Ｕ_Mが減少する充電過程の進行中より大きい。この誤差を補償するため前記のように、充電休止の間に動作する抵抗器86を通る付加的な電流流路により、充電の開始時期における基準電圧Ｕ_refを充電過程の進行中におけるよりも低くしている。基準電圧Ｕ_refが高いとバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lが低いと見做され、その結果バッテリーが実際よりも酷く放電していると見做され、第１検出装置12の入力の合計電圧が相対的に高いにも拘わらず、平均値電圧Ｕ_Mの逆の効果が比較的高い基準電圧Ｕ_refによって消去されるため、充電開始時にはバッテリーは大きい電流パルスで充電される。充電過程の終期において充電電流パルスが極めて短く休止スペースが長い場合、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに対するパルス形状充電電圧の平均値電圧Ｕ_Mの逆の効果がかなり小さく、従ってデューティサイクルを増加させるためには小さい影響を必要とするに過ぎないので、基準電圧Ｕ_refは人工的に大幅に減らす。第１検出装置12及びこの第１検出装置12に接続される制御パルス発生器15を含む前記の回路枝により、第１検出装置12のための基準電圧Ｕ_refは、制御パルス発生器15の出力信号即ち充電電流源７のためのパルス形状の制御信号のデューティサイクルに依存して変えられ、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lがそれ自身複雑な方法によって決定されることなしに、第１検出装置12の入力11の合計信号に基づいて、充電されるべきバッテリー３に印加される充電電流パルス列のデューティサイクルが実質的にバッテリー３の両端のバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに依存して制御される。第１検出装置12の入力11の合計信号は、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lとこのバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに重畳されるパルス形状充電電圧とからなり、バッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例する。これにより充電開始時点のデューティサイクルが大きい場合は基準電圧Ｕ_refの値を人工的に上昇させ、充電過程の終期に近付きデューティサイクルが小さい場合はこのような基準電圧Ｕ_refの値の上昇は行わない方法により、充電電流源７のための制御信号のデューティ係数に、従って充電電流パルス列のデューティサイクルに依存して変化する可変基準電圧Ｕ_refに依存して、第１検出装置12が平均合計電圧に比例する現在電圧を決めることができる。これに加えるステップなしに、バッテリー３は、既に述べた回路装置４により一定振幅の充電電流パルスで充電される。このような充電が既に可能であることは明らかである。しかしながら、充電過程の終期に際してのバッテリー３に印加されるべきエネルギーの明瞭な減少に対し、充電電流パルス列のデューティ係数を特に小さい値に減らすことができなければならない。この観点において、従って図２に示された本発明の回路装置４が、充電時間の増加と共に充電電流パルス列のデューティサイクルと共にこの充電電流パルス列の充電電流パルスの振幅も減らすステップを持つと有利であることが証明されている。これを達成するために、以下に述べる回路枝が図２に示した回路装置４に具えられている。他の検出装置19の入力18がエネイブルトランジスタ62のエミッタに接続されている。他の検出装置19は直流分離用コンデンサ88を具える。コンデンサ88には、ＣＭＯＳインバータ90によって構成される増幅器89が接続される。増幅器89の出力にはパルス形状の出力が現れ、その交流成分はバッテリーの内部抵抗を通って流れる充電電流パルスに比例するパルス形状充電電圧に比例する。このパルス形状電圧は、増幅器89のインバータ構成に従ってこの充電電圧に対して反転され、その平均電圧値はバッテリーの内部抵抗を通って流れる充電電流パルスに比例するパルス形状充電電圧に比例し、それ自身、増幅器89の出力の直流電圧に順応する。この直流電圧はＣＭＯＳインバータ90の動作点によって定まり、ＣＭＯＳインバータ90に対する供給電圧の半分に対応する。増幅器89には閾値段としてバイアスされたダイオード91が接続される。ダイオード91は閾値増幅器を形成する他のＣＭＯＳインバータ92に接続される。閾値増幅器の入力は、プルアップ抵抗器及びダイオード91により増幅器89の出力に対してバイアスされる。増幅器89の出力の電位が充分に減少する時にのみ、即ち増幅器89によって増幅されパルス形状充電電圧に逆比例する充電電圧に対応する電圧値において、閾値増幅器即ちＣＭＯＳインバータ92の入力がダイオード91を経て接地に近付けられるため、ＣＭＯＳインバータ92はその出力に出力信号を生成する。このようにして、増幅器90、ダイオード91及び閾値増幅器92が、バッテリーの内部抵抗を通って流れる充電電流パルスに比例するパルス形状充電電圧から導出されるパルス形状充電電圧の平均値電圧を超える部分のパルス振幅の検出を行う。ＣＭＯＳインバータ92の出力は他の検出装置19の出力20を形成し、ＣＭＯＳインバータ92の出力信号は他の制御信号を形成する。他の検出装置19の出力20は、増幅器を形成する他のトランジスタ段93を具える制御信号プロセッサ22の入力21に接続される。制御信号プロセッサ22は出力23を有し、そこには増幅された他の制御信号を生成する。制御信号プロセッサ22の出力23は更に充電電流源７の制御入力10にも接続され、充電電流源７を制御し、パルス形状充電電圧から導出されるパルス形状充電電圧の平均値電圧を超える部分のパルス振幅が一定であるパルス振幅を有する充電電流パルスを供給するようにする。この制御特性は図３及び特に図５に示されている。図５は充電電流パルス列の連続する種々の充電電流パルスを示し、図５の左部分に示されたパルスは充電過程の初期に充電電流源７によって供給されるパルスであり、図５の右部分に示されたパルスは充電過程の終期に供給されるパルスである。図５から明らかなように、パルス形状充電電圧Ｕ_Iの平均値電圧Ｕ_Mより上の部分ΔＵの振幅は本発明の回路装置４において常に一定の保たれており、これにより、制御パルス発生器15によるデューティ係数の減少によって引き起こされる平均電圧値の低下が生じる時には、充電電流パルスの振幅の付加的な減少が生じる。このように、充電過程が継続している間は、充電されるべきバッテリー３に印加されるエネルギーの減少は、充電電流パルス列のデューティサイクルの減少ばかりでなく充電電流パルスの振幅の減少によっても達成される。この結果、充電されるべきバッテリー３に印加される平均充電電流Ｉの変化は図４に示されるようになる。図示されるように、充電過程の初期から始まって長い時間比較的大きい充電電流が保たれるが、充電過程の終期になると瞬間Ｔ_Aまで比較的大きい範囲で減少し、ここで連続的な充電過程が終わる。瞬間Ｔ_Aにおける充電過程のこの終端の後で充電されるべきバッテリーが回路装置４の端子５及び６から外されない場合は、特定の時間間隔の後に更に短時間充電サイクルが起こる。これは充電過程の終端の後で、充雫過程の間増加したバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lが再び減少し、バッテリー無負荷電圧Ｕ_Lの相当の減少の後再充電が続き、図４に示す短時間充電サイクルのようになる。充電電流パルス列のバッテリー無負荷電圧Ｕ_L及び平均値電圧Ｕ_Mに加えて、充電過程中におけるバッテリーの温度Ｔの変化及びバッテリーの中のガス圧Ｐの変化が図３に実線で示されている。この図から判るように、温度は初期に僅か上昇するが充電過程が進むに連れて再び低下する。ガス圧Ｐは常に無視できる低い値に留まる。比較のために図３には更に破線で、既知の充電方法によりバッテリーを一定の直流で充電する際に得られる温度及びガス圧の変化を示した。前記のように、図２に示された回路装置４は、エネイブルトランジスタ62と電圧分配器75との間にＮＴＣ抵抗器の形の温度依存性抵抗器73を有する。この温度依存性抵抗器73は、充電されるべきバッテリー３の温度を求めるための温度センサーを形成する。このため、破線94で図示するように、温度依存性抵抗器73はバッテリー３に可能な限り近く配置される。温度依存性抵抗器73は電圧分配器75を経て第１検出装置12の入力11に結合され、充電されるべきバッテリー３の温度が上昇すると第１検出装置12の入力11の電圧が増加する。バッテリーの温度が上昇すると、温度依存性ＮＴＣ抵抗器73の抵抗が減少し、これにより第１検出装置12 の入力11に現れバッテリー３の両端の電圧に対応する電圧の増加をもたらす。このバッテリー温度に依存する第１検出装置12の入力電圧の増加は、現在電圧即ちバッテリー３の両端の合計電圧を高くし、これにより、第１検出装置12の出力信号が、バッテリー３の現在充電電圧条件によるより小さくなる。これは更に制御パルス発生器15の出力16に現れるパルス形状の制御信号のデューティサイクルの減少をもたらし、これは続いて充電電流パルスに影響し、その結果平均充電電流が小さくなる。充電されるべきバッテリー３の温度の上昇は、充電電流パルスの充電電流パルス列の形で充電電流源７からバッテリー３に印加される平均充電電流を減少させる。図２に示された回路装置４は、更にダイオードによって形成される他の温度センサー95を具える。温度依存性抵抗器73と同様に、ダイオード95は、破線61で示されるように更にバッテリー３に可能な限り近付けて配置される。ダイオード95 は温度モニター装置27の電圧分配器96の一部を形成する。電圧分配器96のタップ 96A は、低周波数通過特性を持つ直流増幅器として動作する他のＣＭＯＳインバータ97の入力に接続され、この他のＣＭＯＳインバータ97の出力は直流増幅器として動作する他のＣＭＯＳインバータ98に接続され、２つのＣＭＯＳインバータ 97及び98はシュミットトリガーを形成する。ＣＭＯＳインバータ98の出力は温度モニター装置27の出力を形成する。充電されるべきバッテリー３の温度が所定の最大値を超えると、温度モニター装置27の第２ＣＭＯＳインバータ98の出力が実質的に接地電位になり、これにより、充電電流源７の制御入力10が、温度モニター装置27の出力28に接続されるダイオード99を経て接地電位になる。その結果、制御パルス発生器38及び従って充電電流源７全体がブロックされ、これにより、充電されるべきバッテリー３の温度が所定の最大許容温度を超えると直ちに充電過程が終結される。次にバッテリーを充電するための他の回路装置４を図６を用いて説明する。図６に示された回路装置４は、交流電圧源に接続される２つの端子100 及び10 1 を有する。端子100 及び101 に交流電源変圧固102 が接続され、その出力側は交流整流器103 に接続され、その出力電圧はコンデンサ104 によって平滑化され蓄積される。コンデンサ104 の両端の直流電圧は、ヒューズ105 を経て充電電流源７の入力106 に印加される。充電電流源７は、制御トランジスタ108 及びＮチャネルＬ²ＭＯＳＦＥＴパワートランジスタ109 並びにコンデンサ110 及び抵抗器111 を具え、これらは全体で多重発振器を形成し、この多重発振器はＭＯＳＦＥＴ109 をターンオン及びターンオフするパルス形状の制御信号を発生する、スイッチモード電源107 を具える。この制御信号は制御トランジスタ108 のコレクタ抵抗器から増幅器として動作する第１ＣＭＯＳインバータ112 の入力に送られ、これから相互に並列に配置された増幅器として動作する５つの他のＣＭＯＳインバータ113 に送られる。図には５つの他のＣＭＯＳインバータ113 のうち１つだけが示されている。ＣＭＯＳインバータ113 の出力から、増幅された制御信号がＭＯＳＦＥＴ109 に印加される。スイッチモード電源107 は、更に充電チョーク114 、フリーホィールダイオード115 及び平滑及び蓄積コンデンサ116 を具える。充電電流源７は制御入力 10を持ち、この制御入力には抵抗器111 を介して制御トランジスタ108 のベースが接続される。制御トランジスタ108 はスイッチモード電源107 をエネイブル又はブロックすることができ、これに加えて、充電電流源７によって供給される充電電流パルスのパルス振幅を制御することができる。充電電流源７は、更に充電電流源７によって出力８に供給することができる最大電流値を制限するためのトランジスタ117 を具える。出力８に供給される電流は測定抵抗器118 を経て流れる。抵抗器118 の両端の電圧降下が所定の値を超える時は、トランジスタ117 が更に高導電率になり充電電流源の最大出力電流を制限する。充電電流源７の出力８及び９は回路装置４の２つの端子５及び６に接続され、この端子には少なくとも１つの充電されるべきバッテリー３が接続される。この例の場合、回路装置４はバッテリー３の数を変えることができるようになっており、回路装置４は特に１個のバッテリー、２個のバッテリー、４個のバッテリー又は５個のバッテリーに適するようになっている。図６には、回路装置４によって４個のバッテリーが充電できるように示されている。バッテリー３は２つの端子５と６との間に直列に接続されている。４つのスイッチ位置“１”、“２”、“４”及び“５”に設定できるスイッチ 120 の可動接点119 が回路装置４の第１端子５に接続され、この回路装置４においてはこの端子はバッテリー３の負電極に接続される。２つの端子５と６との間に接続されるバッテリー３の合計電圧が、電圧分配器121 からスイッチ120 を経て印加される。この電圧分配器は、２つの端子５と６との間に接続されるバッテリー３の合計電圧を、それぞれのスイッチ位置に従ってただ１つのバッテリーに対応する電圧まで減らす。電圧分配器121 のタップ122 は調整のための電圧分配器75に接続される。バッテリー充電過程が終了する時の電圧であるバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lは、電圧分配器75によって、そのタップ76の設定により調整することができる。第１端子５の電圧に比例する電圧が電圧分配器121 のタップ122 に現れる。この電圧はバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lとパルス形状充電電圧Ｕ_Iとの和に対応する。パルス形状充電電圧Ｕ_Iはバッテリー無負荷電圧Ｕ_Lに重畳され、バッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例する。この電圧分配器121 のタップ122 の電圧は他の電圧分配器75によって分配され、電圧分配器75のタップ76から第１検出装置12の入力11に印加される。第１検出装置12及び次の制御信号発生器15及びトランジスタ段85は、実質的に図２の回路装置４と同様の構成であり、従って詳細な説明は省略する。しかしながら、図６の回路装置４と図２のそれとの相違は、短絡防止デバイス123 が電圧分配器121 のタップ122 に接続されることであり、このデバイスはダイオード124 を具え、回路装置４の端子５と６とが短絡した場合は、このダイオードによって制御信号発生器15と従って充電電流源７とがブロックされる。電圧分配器のタップ122 は更に、基本的に図２に示された回路装置４の検出装置19の構成に対応する構成を持つ他の検出装置19の入力18に接続される。図６の回路装置４の他の検出装置19に接続された制御信号プロセッサ22は、基本的に図２に示された回路装置４の制御信号プロセッサ22に対応する。図６に示された回路装置４においては、基準電圧Ｕ_refは図２に示された回路装置４における方法とは若干異なる方法で決定される。基準電圧Ｕ_refは、同様にＣＭＯＳインバータ即ちこの場合はＣＭＯＳインバータ77、80、82、83、90及び92に対する供給電圧によって形成される。ＣＭＯＳインバータに対する供給電圧は次のようにして発生される。図６に示された回路装置４は、更に図２のそれと同様の電圧安定器59を具える。供給電圧Ｕ₁が現れる電圧安定器59の出力は、トランジスタ125 のベースに接続され、これと連携してエミッタ抵抗器126 が定電流源127 を形成する。ＣＭＯＳインバータの電源のための定電流源として作用するトランジスタ段125 は、そのコレクタに一定の電流を生成する。定電流源によって供給される電流は、所謂順方向電流としてＣＭＯＳインバータを通って流れる。この例の場合、主としてＣＭＯＳインバータ92、90、80及び77のみを通って流れる。これは、これらのインバータが所謂Ａモードで動作し、従って順方向電流を必要とするためである。他の２つのＣＭＯＳインバータ83及び82は、前記の４つのＣＭＯＳインバータ92、90、80及び77と同一のチップ上に集積されているが、実質的にもう１つの動作モードで動作し、従って実質的に定電流源127 からの電流を必要としない。通常ＣＭＯＳインバータの間に分配される定電流源127 によって供給される電流の結果として、これらのＣＭＯＳインバータで特別な供給電圧が得られ、この例の第１検出装置 12のＣＭＯＳインバータ77が可変基準電圧Ｕ_refを形成し、この第１検出装置12 で用いられ。図２の回路装置４におけると同様の方法により、この基準電圧Ｕ_refは、制御パルス発生器15の出力16におけるパルス形状の制御信号のデューティサイクルに依存して変化する。これは以下のように行われる。充電休止の間即ち出力16におけるパルス形状の制御信号が低いレベルを持つ時、電流は、定電流源127 からＣＭＯＳインバータ83の図示していないＮチャネルＭＯＳＦＥＴを経てＣＭＯＳインバータ83の出力に流れ、この出力から制御パルス発生器15の出力16を通り、トランジスタ段85を通り、且つトランジスタ段85のベース−エミッタ接合を通して流れる。充電休止の間前記の電流流路を経て定電流源は付加的にロードされる。しかしながら、定電流源からの電流は明らかに一定であるため、前記の電流流路を経て行われるこの定電流源の付加的なロードは、充電休止の間ＣＭＯＳインバータにおける供給電圧を低下させ、充電休止の間パルス化の方法で低下する供給電圧は、定電流源と直列に配置される平滑化及び蓄積コンデンサ87によって蓄積される。充電時には充電休止は極めて短時間であり、即ち前記の電流流路を経て行われる付加的なロードは小さく、比較的高い供給電圧即ち第１検出装置12の高い基準電圧Ｕ_refを生成する。充電過程の終期には充電休止が長く、即ち前記の電流流路を経て行われる付加的なロードは比較的高く、比較的低い供給電圧即ち第１検出装置12の相対的に低い基準電圧Ｕ_refを生成する。このように、前記から明らかなように、充電電流源７を制御するパルス形状の制御信号のデューティサイクルが大きい場合には、第１検出装置12に対する基準電圧Ｕrefが比較的小さい範囲で減少するので相対的に高く、パルス形状の制御信号のデューティサイクルが小さい場合には、比較的大きく減少するので相対的に低い。従って図２に示された回路装置４について前に述べたように、基準電圧Ｕ_refは制御パルス発生半15からのパルス形状の制御信号のデューティサイクルに直接比例する。図６に示された回路装置４は、ダイオード129 の形の温度センサーを具え、この温度センサーは、破線153 で図示されるように、充電されるべきバッテリー３に可能な限り近付けて配置される。ダイオード129 は充電されるべきバッテリー３の温度の測定に用いられる。ダイオード129 は、ＣＭＯＳインバータ131 によって構成されるセンサー信号増幅器130 に結合される。センサー信号増幅器130 は付加的制御電圧を供給するための出力132 を有し、バッテリー３の温度が上昇するとこの付加的制御電圧が上昇する。センサー信号増幅器130 の出力132 は抵抗器133 を介して第１検出装置12の入力11に結合され、これにより第１検出装置 12の入力11において、センサー信号増幅器130 によって供給される付加的制御電圧が、第１検出装置12の入力11にある電圧に付加的に重畳される。このようなセンサー信号増幅器を設けることにより、比較的簡単に、温度センサーダイオード 129 の温度／抵抗特性を充電されるべきバッテリー３の温度／抵抗特性に合わせることができる。ウィンドウコンパレータ装置135 は入力134 を具え、この入力134 はセンサー信号増幅器130 の出力132 に接続される。ウィンドウコンパレータ装置135 は、センサー信号を単に反転する他のＣＭＯＳインバータ136 及び４つのトランジスタ137 、138 、139 及び140 によって構成される。この４つのトランジスタのうち137 、138 及び140 が現在のウィンドウコンパレータを形成し、トランジスタ 139 は電圧源を形成する。ウィンドウコンパレータ装置135 は、充電されるべきバッテリー３の所定の最低温度が超越された時又は充電されるべきバッテリー３の所定の最高温度が超過された時に、出力141 にターンオフ信号を生成し、この信号は抵抗器142 を経てトランジスタ段93のベースに印加され、これは制御入力 10にターンオフ信号として送られ、これを経て充電電流源７をブロックする。発光ダイオード143 が所定の最低温度又は所定の最高温度が超越されたことを表示する。最後に、図６に示された回路装置４は更にバッテリー３の完全に充電された状態を表示するための表示装置144 を具える。表示装置144 は入力145 を有し、この入力145 は制御パルス発生器15の出力16に接続される。制御パルス発生器15によって供給される制御パルスは、入力145 を経て抵抗器146 及びコンデンサ147 を含む集合ネットワーク148 に印加される。２つのトランジスタ149 及び150 を含むシュミットトリガー151 が集合ネットワーク148 に接続される。シュミットトリガー151 は、充電過程が終了した時に発光ダイオード152 を発光させる。本発明は、前記の例示的な実施例に限定されるものではない。前記の回路装置の全ての部分は異なる構成をとることができる。これは、充電電流源、第１検出装置及び制御パルス発生器のみではなく、第２検出装置及びこれに続く制御信号プロセッサについても当てはまる。例えば、第１検出装置は代替としてその入力にアナログ−ディジタルコンバータを具えることができ、このコンバータはバッテリーの両端の合計電圧に比例するディジタルデータワードを供給し、例えばマイクロコンピュータによってこのディジタルデータワードから平均現在電圧に対応する値がディジタルに導出され、この値がディジタルに基準値と比較され、ディジタルデータワードの形で検出信号が得られるようにすることができる。更に制御パルス発生器もマイクロコンピュータにより形成することができ、これは出力にパルス形状の制御信号を供給できる。ＣＭＯＳインバータの代わりに動作増幅器を使うことも可能である。

Claims

【特許請求の範囲】１．第１端子及び第２端子を有し、これらに少なくとも１つのバッテリーが充電のために結合されることが可能であり、且つ両端子に接続され充電電流パルス列を供給する充電電流源を具え、この電流源は制御入力を有し、この制御入力には充電電流パルス列の供給を可能及び禁止にするパルス形状の制御信号が印加され、この電流源は、制御入力に印加されるパルス形状の制御信号に従って、少なくとも１つのバッテリーに対し、連続する充電期間に生起し充電休止によって相互に分離される充電電流パルスの充電電流パルス列を供給する再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置において、回路装置の第１端子は第１検出装置の入力に結合され、第１検出装置は、回路装置の第１端子に現れる合計電圧に比例する電圧を受け入れ、この合計電圧はバッテリー無負荷電圧とパルス形状充電電圧とからなり、パルス形状充電電圧は前記バッテリー無負荷電圧に重畳され、パルス形状充電電圧はバッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例し、第１検出装置は、平均合計電圧に比例する現在電圧を形成し、平均合計電圧はバッテリー無負荷電圧と平均値電圧とからなり、平均値電圧は前記バッテリー無負荷電圧に重畳され且つパルス形状充電電圧から得られ、第１検出装置は、第１検出装置で用いられる可変基準電圧に依存して現在電圧を検出し、第１検出装置は、検出結果に対応し、現在電圧及び基準電圧に依存する検出信号を発生し、第１検出装置は、検出信号を供給するための出力を有し、第１検出装置の出力は、パルス形状の制御信号を発生するための制御パルス発生器の入力に接続され、前記制御パルス発生器の入力に印加される検出信号により、前記発生器が前記発生器によって発生されるパルス形状の制御信号のデューティサイクルに関して制御され、前記制御パルス発生器は、パルス形状の制御信号を供給するための出力を有し、前記出力は、充電電流源の制御入力に結合され、充電電流パルス列の供給を可能又は禁止にし、現在電圧が増加する場合又は第１検出装置の基準電圧が低下する場合には、充電電流源が充電パルス列の充電期間と充電休止との比を減少させる方法により、制御パルス発生器が、その入力に印加される検出信号に依存して自身で発生するパルス形状の制御信号のデューティサイクルを変え、第１検出装置で用いられる基準電圧を、前記デューティサイクルに依存して制御パルス発生器の出力におけるパルス形状の制御信号のデューティサイクルと同じ方向に変える装置を具備することを特徴とする再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置。２．充電電流源によって供給される充電電流パルスの振幅が、充電電流源の制御入力に印加される他の制御信号によって制御され、回路装置が他の検出装置の入力に結合される第１端子を有し、前記他の検出装置は、パルス形状充電電圧から導出される平均値電圧を超えるパルス形状充電電圧の成分のパルス振幅を検出し、前記パルス形状充電電圧はバッテリーの内部抵抗を通る充電電流パルスに比例し、前記他の検出装置は、瞬間的に検出されるパルス振幅に対応する他の制御信号を発生し、前記他の検出装置は、他の制御信号を供給する出力を有し、他の検出装置の出力は、充電電流源の制御入力に結合され、充電電流源を制御して、パルス形状充電電圧から導出される平均値電圧を超えるパルス形状充電電圧の成分のパルス振幅が実質的に一定であるようなパルス振幅を有する充電電流パルスを供給するようにすることを特徴とする請求項１に記載の再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置。３．少なくとも１つのバッテリーの温度を測定するための温度センサーが具えられ、前記温度センサーは第１検出装置の入力に結合され、少なくとも１つのバッテリーの温度が上昇する時に第１検出装置の入力の電圧を上昇させることを特徴とずる請求項１又は２に記載の再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置。４．少なくとも１つのバッテリーの温度を測定するための温度センサーがセンサー信号増幅器に結合され、前記センサー信号増幅器は、少なくとも１つのバッテリーの温度が上昇すると上昇する付加的な制御電圧を供給するための出力を有し、センサー信号増幅器の出力は第１検出装置の入力に結合され、第１検出装置の入力において、付加的な制御電圧が第１検出装置の入力にある電圧に付加的に重畳されることを特徴とする請求項３に記載の再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置。５．ウィンドウコンパレータ装置がセンサー信号増幅器の出力に接続される入力を有し、少なくとも１つのバッテリーの所定の最低温度が超越される時及び少なくとも１つのバッテリーの所定の最高温度が超過される時にターンオフ信号を発生し、前記コンパレータ装置がターンオフ信号を供給するための出力を有し、前記ターンオフ信号は充電電流源に印加されて充電電流源をターンオフすることを特徴とする請求項４に記載の再充電可能なバッテリーを充電するための回路装置。