JPH08500942A

JPH08500942A - デジタル復調装置

Info

Publication number: JPH08500942A
Application number: JP5509448A
Authority: JP
Inventors: ヘドストロム，マーク，ディー．; ポーター，ロバート，ビー．; クレゴ，チャールズ，アール．
Original assignee: ヌマテクノロジーズインコーポレイテッド
Priority date: 1991-11-20
Filing date: 1992-11-17
Publication date: 1996-01-30
Also published as: CA2124114C; EP0613595A1; EP0613595A4; CA2124114A1; KR100363288B1; WO1993010596A1

Abstract

(57)【要約】変調された周波数、変調されたパルス幅、およびその他の一時的に変調された信号のためのデジタル復調装置は、標識検出器（１４）を使用し、変調信号の零交差を判別する。零交差間の期間は、少なくとも１つのゲート回路（１６、１８）ならびに零交差に応答してゲート回路によって制御される高速クロック（２０）からのクロックパルスをカウントする少なくとも１つのカウンタ（２２、２４）により判別される。期間情報は、数値プロセッサ（１２）、または信号プロセッサ（１２’）またはデジタルからアナログへの変換器（１２”）による復調信号に変換される。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称デジタル復調装置関連出願の相互参照本出願は、１９９１年１１月２０日に提出された出願連続番号０７／７９４，１５０の一部継続出願であり、１９９２年６月１８日に出願された出願番号０７／９００，３６７である。発明の分野本発明は、一時的に変調された特徴を有する信号を検出し、復調するための方法および装置に関し、特に周波数変調信号に関する。従来の技術周波数変調（ＦＭ）では、一定の振幅および周波数を持つ正弦波搬送信号は、低い方の周波数および変化する振幅を持つ入力信号によって変調される。それにより、ＦＭは、振幅が一定で、周波数が入力信号に応じて変化し、偏差帯域と呼ばれる特定の周波数範囲内にある出力信号を作成する。特に、入力信号の瞬間的な振幅は、搬送周波数ωｃの瞬時周波数ω（ｔ）での変化ｄωに直線状に変形される。入力変調信号を出力変調信号から回復するには、周波数の復調をＦＭ復調装置を用いて実行しなければならない。ＦＭ復調装置は公知で、比検出器、ＦｏｓｔｅｒＳｅｅｌｅｙ弁別器、位相同期ループ検出器、パルスカウント検出器、および直角位相検出器、コインシデンス検出器から成る。これらの復調装置は−−アナログ装置として実現されるのか、デジタル装置として実現されるのかには関係なく−−データを後処理段階に渡し、最終的には出力増幅器に渡す。例えば、ＨｅａｔｈｋｉｔＡＪ−１５１０デジタルＦＭチューナは、周波数変調信号を復調するためにデジタル判別技法を利用する。弁別器は、パルスポジション変調型で、誘導子もダイオードも使用せず、再トリガ可能単安定マルチバイブレータおよび演算増幅器という２つの集積回路を具備する。再トリガ可能単安定マルチバイブレータでの入力信号によって、それは一定時間期間での状態をＲＣネットワークによって決定されるように変化し、ＩＦ率の約半分で生成される一定幅と振幅を持つパルスのシーケンスを提供する。各パルスが零交差事象を表す。信号情報は、一定のＩＦ周波数からの零交差パルスの周波数内での偏差として表される。ＦＭ復調装置のパルス積分型では、周波数変調信号は、一般的に、増幅され、「厳しく制限」され、ＦＭ信号の零交差と同じように零交差を間隔をあけて配置する方形波を作成する。方形波は、その後で、変調入力信号の零交差ごとに１パルスとなる一定の幅と振幅のパルスのシーケンスに変換される。各パルスは）積分（またはフィルタ処理）され、その後で変調入力信号情報を再生するために微分される。零交差ごとにトリガされる単一単発マルチバイブレータを利用するパルス積分復調装置がある。ただし、マルチバイブレータの内部遅延が操作周波数が増加するにつれて高周波数信号の期間に近づくため、高周波数操作の間に回復時間の問題が発生する。パルス積分復調装置の別の形式では、周波数変調信号のソースが第一信号経路および第二信号経路によりコインシデンス検出器に連結されている。第一信号経路および第二信号経路は、コインシデンス検出器が、パルス幅が第一の信号経路と第二の信号経路の間の信号遅延における差異によって決定される、一定幅の一連のパルスを具備する出力信号を提供するように、不均衡な信号遅延特性を有す。低域通過フィルタがコインシデンス検出器に連結され、一連の一定幅のパルスにより表される信号変調を回復する。ただし、この形式のパルス積分器は、適用される信号パルス列で充分に正確な積分を実行するその能力を弱める積分ネットワークの非直線性による操作上の短所を示す。周波数変調（ＦＭ）、パルス幅変調（ＰＷＭ）、またはその他の一時的に変調された信号を復調するために、装置および方法が提供される。変調信号情報は、アナログからデジタルへの変換器を利用せずに、変調信号から数値情報として抽出される。例えば、ＦＭ信号を復調するには、高利得段が入信ＦＭ信号に適用され、方形波の対応するシーケンスを作成する。方形波の零交差間の期間は、正確に測定され、高速クロックおよび少なくとも一つのカウンタを使用して数値で表記される。それから、数値期間情報は、期間測定値のシーケンスを高い信号対雑音比の復調信号に変換する役割を果たす信号プロセッサに提供される。受信されたＦＭ信号がローカル発振器信号によってヘテロダインを発生させ、その結果生じるＦＭ中間周波数（ＩＦ）信号が「厳しく制限」され、零交差を検出するための標識検出器に提供される方形波のシーケンスに実質上類似する厳しく制限されたＦＭＩＭ信号を生み出す。実施例においては、ローカル発振器信号の周波数が、比較的低いＦＭＩＦ周波数を出すために選択される。標識検出器は、それぞれのゲーティング回路が各パルスカウンタおよびクロックに連結されている一対のゲーティング回路に連結されている。ゲーティング回路は、厳しく制限されたＦＭＩＭ信号の瞬間標識に応じて交互に使用可能となる。それぞれのサンプルゲーティング回路は、使用可能な場合、クロックから各パルスカウンタまでのクロックパルスのシーケンスを提供する。各パルスカウンタは、厳しく制限されたＦＭＩＭ信号の例交差間の期間を表す各カウント値を記憶する。前述の要素がまとまって１つのデジタル弁別器を構成する。ある実施例では、デジタル弁別器のカウンタに接続されている数値プロセッサが、変化する各カウント値に応答し、実時間でオリジナルの変調入力信号を再構築する。数値プロセッサは、信号に対し、加重、スケーリング、インパルス応答フィルタ処理、ウィンドウ処理、および補間／１０分の１の除去を含む計算を行う。クロックの速度を速めると、最高カウント回路の最大解像度まで再構築された変調信号の解像度が改善される。その後のデジタルフィルタ処理により、高周波数構成要素を効果的に排除する低域通過フィルタ機能が提供される。本発明のデジタル復調装置は、デジタル処理の直線性を利用し、優れた性能を提供する。本発明の復調方法は、低レベルの信号のみを必要とし、最小のノイズしか起こさないため、結果的に総ノイズレベルは低くなり、高信号対雑音比が達成される。その結果、本発明の復調装置は、より容易に弱い信号を受信することが可能で、密集した都会の中心においてのみならず周辺の受信地域でも現在は共通する問題点である「ドロップアウト」を被る機会が少なくなる。また、本発明は、受信信号の増幅の必要性を削減し、それにより信頼性および受信品質が向上する。したがって、指定レベルの伝送力で、より広い伝送範囲が可能になる。１つの潜在的な製品の領域は、衛星放送の応用例にある。つまり、本発明の方法を受信機内に利用すると、より小型のアンテナを使用できる。さらに、本発明は、現在利用可能な比較的安価な構成部品を使用して実行可能である。また、本発明は、既存の変調規格との一貫性を持ち、連携しているので、本発明は実際に現在設置されている伝送装置のベースの価値を上げる。本発明は双方向無線、セル式電話、およびＦＭ放送応用例に具備されると役立つが、本発明は特殊な周波数バンドまたは特定の応用例に限定されるものではない。本発明の復調方法および装置は、従来のＦＭ復調回路構成によって付加されるノイズのレベルと対照的に、わずかばかりのレベルのノイズを伝える。本発明の別の実施例では、線形カウントスケーリング方法より優れた性能を示す、いわゆる「逆数適合カウントスケーリング」方法が利用され、性能は最小自乗適合、非線形カウントスケーリング方法に関して優れている。このように性能が改善されることにより、スケーリング精度が大幅に高く、総高周波歪みが低く、信号対雑音比が優れた概算信号が提供される。実際、逆カウントスケーリング方法は、厳密に分析的な解決策を提供し、この種のシステムで達成可能なもっとも正確かつ最適な結果を保証する。図面の説明本発明は、添付の図面に関連して行われた説明からもっともよく理解されるであろう。図１は数値プロセッサと連携するデジタル弁別器のブロック図である。図１Ａは信号プロセッサと連携するデジタル弁別器のブロック図である。図１Ｂはデジタルからアナログへの変換器と連携するデジタル弁別器のブロック図である。図２は図１、１Ａおよび１Ｂの回路で使用可能な種類のデジタル弁別器の概要図である。図３は図１の数値プロセッサにより実現されるプログラムのフロー図である。図３Ａは逆数適合カウントスケーリングを具備するプログラムのフロー図である。図３Ｂは逆数適合カウントスケーリングおよびウィンドウ機能を具備するプログラムのフロー図である。図３Ｃはバウンドチェックルーチンおよび二次適合を具備するプログラムのフロー図である。図４は元のカウント値に対して二次非線形項で増加したスケーリングおよび加重を行った値のプロットだけではなく、元のカウント値に対する線状にスケーリングおよび加重を行ったカウント値のプロットである。図５は元のカウント値に対して、線状にスケーリングおよび加重を行ったカウント値と二次非線形項で増加したスケーリングおよび加重を行ったカウント値との差のプロットである。図６は元のカウント値に対する逆数適合カウント値のプロットだけではなく、元のカウント値に対する二次非線形項で増加したスケーリングおよび加重を行った値のプロットである。図７は元のカウント値に対して、二次非線形項で増加したスケーリングおよび加重を行ったカウント値と逆数適合カウント値との差のプロットである。図１を参照すると、数値プロセッサ１２と連携したデジタル弁別器１０が示されている。デジタル弁別器は、ＦＭＩＭ信号の瞬時周波数が関連する変調信号の瞬間的な期間に反比例するという事実を利用することにより、関連する変換信号を回復するために、零交差検波および「厳しく制限された」ＦＭＩＭ信号の期間測定を利用する。判別は、「厳しく制限された」信号を標識検出器１４に適用することにより達成される。厳しく制限された信号を形成するには、入力信号は、増幅されてから、基本的に方形波となるものを提供するために切り詰められる。標識検出器１４は、ＦＭＩＭ信号の対応するそれぞれの半サイクルに沿って瞬間的な陽性を確認し、それによって各零交差の瞬間を限定する。零交差間の期間は、各零交差の瞬間に関する情報をゲーティング回路１６および１８に提供することにより判別される。ゲーティング回路１６および１８は、符号検出器１４によって提供される厳しく制限されたＦＭＩＭ信号の瞬間的な標識に従って、交互に、使用可能または使用不可になる。各サンプルゲーティング回路は、使用可能な場合、クロック２０から各パルスカウンタ１６または１８までのクロックパルスのシーケンスを、他のパルスカウンタ１８または１６が使用可能になるまで、提供する。零交差間のクロックパルスの短いシーケンスは、大きな変調信号振幅に対応するが、システムクロックパルスの長いシーケンスは小さな変調信号振幅に対応する。クロックパルスの各シーケンスが、各カウンタ２２または２４により積分され、ＦＭＩＭ信号の半サイクルという期間を表すカウント値を提供する。カウンタ２２および２４は、アナログデバイスによる２１０１デジタル信号プロセッサなどの商業的に利用可能なデジタル信号プロセッサを使用することもできる数値プロセッサ１２に、カウンタ値を交互に提供する。図１Ａに示される代わりの実施例では、カウンタ２２および２４が、少なくともデジタルからアナログへの変換を実行可能な信号プロセッサ１２’に、交互にカウント値を提供する。信号プロセッサの出力は、使用に適した復調信号である。図１Ｂに示される別の実施例では、カウンタ２２および２４が、デジタルからアナログへの変換器（ＤＡＣ）１２’’にカウント値を交互に提供する。図２を参照すると、図１の弁別器１０の実施例が説明されている。厳しく制限されたＩＦＭＦ信号が変圧器２８の主要な巻線に適用される。この変圧器の段は、先行する回路段に必要とされるインピーダンスの整合を提供し、後続の段にｄｃ減結合または抑止を提供する。変圧器２８の第二巻線の真中のタップは、ＤＣ参照電圧を提供するために、回路供給電圧の中間点で参照電圧ソース２９によってバイアスをかけられる。参照電圧ソース２９は、変圧器２８の二次巻線を横切って作成された反対に同期された電圧がそのあたりで対称的となる電圧レベルを設定する。これらの反対に同期された電圧は、変調ＩＦＦＭ信号の零交差に対応するゼロ軸交差を表す。変圧器２８からの信号３０は、小さな信号ダイオード３１−３６により振幅が限定され、抵抗体とコンデンサのペア、３８、４０および４２、４４によって低域通過フィルタ処理が施される。この限定され、フィルタ処理された信号４６が、コンパレータ４８の反転入力端および非反転入力端に差動方式で適用される。正のフィードバックをそれぞれ抵抗体５０および５２を経由してＱおよびＱ出力から適用することにより、切替えヒステリシスが提供るゲートパルスを作成する。このゲートパルスは、ＮＡＮＤゲート５４および５６のそれぞれでの入力の内の一つに適用される。クロック５８は、ＮＡＮＤゲート５４および５６の他の入力に同様に適用される高周波数クロックパルスのソースを提供する。ＮＡＮＤゲート５４および５６の結果的な出力は、多くのサンプルクロック期間がゲーティングパルスの幅に正比例する、複数のサンプルクロッの一つの入力に適用され、この信号は、信号反転のためインバータゲート６６お信号で組み合わせてＯＲされてから、カウンタ７０と７２およびカウンタ７４と７６のクリア入力に適用される。カウンタクリア動作は、コンパレータ４８のＱ用のＲＥＡＤ動作の間に発生する。ＵＰカウンタ７０−７６が、コンパレータ４のカウンタ段のクロック入力に適用されるクロックの遷移をカウントする。各カウンタは、その後で、反対のカウンタ「ＵＰ」のカウント期間中にクリアされる上り縁での対応する８ビットラッチにラッチされる。これにより、データは、情報が次に有効なクリア信号の間にカウンタからクリアされる前にラッチされる。「カウント値」という形式での期間情報は、その後交流ベースの各カウンタから読み出される。データは、数値プロセッサ１２（図１）、信号プロセッサ１２’ ータバスによって利用される。それから、低域通過フィルタ処理を使用して、帯域内ノイズを削減し、残留量子化ジッタを取り除くために使用できる。使用されるフィルタは、直接形式（ＤＦ）フィルタ、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、および無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを実現したものを具備するが、それらに限定されるものではない。例えば、直接形式フィルタは、次の形をしている。ここでは、フィルタ出力Ａ（ｘ）は、過去の出力Ａ（ｘ−ｋ）がＩＩＲ係数ａｋと合成され、過去の入力がＦＩＲ係数ｂｋと合成される帰納ステップの結果である。例えば、下位（例えば、５−１０個のゼロおよび極の）ＩＩＲＢｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈフィルタを、ＤＡＣ段１２への信号の出力の直前に、実時間で信号テンプレートに適用することができる。Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈフィルタ処理技法は、その並外れて平坦な通過帯域応答のため選ばれ、そのデジタルの具現化で真の「れんが壁」型フィルタに類似する。さらに、フィルタ処理を行う前にカウント値の加重およびスケーリングを実行するのが望ましい場合もあり、このような加重ならびにスケーリングは、当業で明かなように、サンプルアナログ回路構成を使用して適切に実行することができる。図１の数値プロセッサ１２をここで説明する。デジタル信号処理（ＤＳＰ）チップの到来により、実時間ＤＳＰの発展が可能になった。ＤＳＰに特殊なチップセットの前には、従来のフォンノイマン型プロセッサの処理速度のため、その実時間デジタル信号処理への応用が行えなかった。現在のＤＳＰマイクロプロセッサは、通常、「ハーバードアーキテクチャ」をベースにしている。ハーバード型アーキテクチャとフォンノイマン型アーキテクチャの重要な違いは、ハーバードアーキテクチャチップ内ではデータバスと命令バスが別個である点である。このバス機構により、データとプログラムメモリの同時フェッチが可能になる。ＤＳＰチップ技術におけるもう一つの重要な刷新点とは、いわゆる単一サイクル命令セットである。この機能により、ＤＳＰチップ内の一つ一つの命令が、大部分の非ＤＳＰプロセッサでは一般的であるマイクロコード内でではなく、アーキテクチャ自体の一部としてＤＳＰチップの命令セットを実現することにより引き起こされる１クロックサイクル内で実行できるようになる。さらにＤＳＰプロセッサの処理速度を改善するために、チップの製造業者は、ハーバードアーキテクチャデバイスに平行機能およびパイプライン機能を付加した。平行とは、一度に複数の動作を実行する単独処理装置の機能のことを指す。例えば、入信データのアドレスがシフタスタックの中に格納され、次のプログラム命令が同時に命令スタックからフェッチされている間に、データは、平行入出力ポートを経由して平行データバスから読み取られることがある。逆に言えば、過去の結果をデータ処理ステップの間にプロセッサの直列ポートからＤＡＣに伝送することも可能である。ＤＳＰプロセッサ内での平行の優れた「疑似コード」の例は、次のとおりである。命令をフェッチする。次の命令のアドレスを計算する。１度または２度のデータ転送を実行する。１つまたは２つのデータポインタアドレスを更新する。および計算を実行する。このすべての単一サイクル内で行われる。「パイプライン処理」とは、プロセッサ内の最初の演算の結果（複数の場合がある）が、データはプログラムステップを経由して移動しなければならないという追加要件を満たさなくても、第二の演算に対する入力（複数の場合がある）として即座に利用可能であるプロセスを指す。例えば、シフタ演算の結果は、乗数アキュミュレータセクションに対する入力として直接使用されることがある。このような関係においては、パイプライン処理は１レベルだけ深いと考えられる。未来のプロセッサは、おそらく複数レベルのパイプライン処理を可能とするであろう。これらの新奇なものにより、ＤＳＰチップは、以前に考えられていたよりはるかに高速に大量のデータを処理できるようになり、実時間データ処理を現実のものとした。本発明に従って、数学的に等しいステートメントを実行するために計算上最適な順位を選ぶことにより、さらに計算上の効率が得られる。動作の順序は通常算術では関係ないが、計算速度には大幅に影響を及ぼす。例えば、（付加、それから乗算）＝（乗算、それから付加）（Ａ＋Ｂ）＊（Ｃ＋Ｄ）＝ＡＣ＋ＡＤ＋ＢＣ＋ＢＤ両側とも数学的には同一であるが、左半分が２回「付加」し、１回「乗算」するのに対し、右半分は３回「付加」し、４回「乗算」するので、計算上のオーバヘッドでは大きな差が出る。数値プロセッサ１２により実行される命令は、きわめて効率のよい方法で計算を実行するために前述の効率のすべてを利用するので、追加の命令を実行するための余分な時間が提供される。さらに、詳細において利用可能になる可能性がある数値プロセッサ１２の性能を強化するためのあらゆる新規の手段は、本発明の装置および方法の性能の強化にも役立つであろう。さらに、本発明の装置および方法は、特定の数値プロセッサや特定のＤＳＰに限定されるものではない。図１の数値プロセッサ１２は、カウンタ２３、２４から零交差間隔の情報を受け取り、後述するように、変調振幅情報を回復するために継続的な間隔値に対して、微分プロセスを実行する。正弦波には２つの零交差事象があるので、瞬時周波数値Ｆ（ｔ）は、連続する零交差事象間の期間の２倍の逆数を取ることによって、回復することができる。したがって、Ｆ（ｔ）＝１／（２＊Ｔ（ｔ））．（１）零交差期間Ｔ（ｔ）は、（量子化の範囲内で）以下によって指定される。Ｔ（ｔ）＝Ｎ（ｔ）＊Ｔ_clock' （２）ここでは、”Ｎ（ｔ）”は、指定零交差期間内の「カウント」、つまりクロックパルスの数で、”_Tclock”は、クロックの期間、つまりクロックパルス間の時間である。パルスカウントプロセスにおける不明確さのために、量子化エラーｅ（ｔ）が存在する。クロック期間中、実際の零交差は、以下からの時間内の任意の時点で発生し、Ｔ＝（Ｎ−０．５）＊Ｔ_clock ｔｏＴ＝（Ｎ＋０．５）＊Ｔ_clock' 以下の零交差の厳密な瞬間についての知識の不明確さｅ（ｔ）を示す。ｅ（ｔ）＝±０．５＊Ｔ_clock' （３）したがって、デジタル化プロセスの精度は、クロックの周波数に依存している。Ｆclock＝１／Ｔclockなので、クロック速度”Ｆclock”が増加すると、指定の測定における不明確さが減少する。典型的なシステムクロック速度は、等式（３）から計算されるように、不明確さ±１０ナノセカンドを生じる結果となる。理想的な量子化エラーの確率の密度関数は対称的なので、ｅ（ｔ）での平均エラーはゼロである。また、標準偏差は、不明確さｅ（ｔ）のｒｍｓ値でもある、約０．２９＊Tclockである。ｅ（ｔ）のｒｍｓ値は、デジタル化が原因の信号ノイズの基準として考えることもできる。例えば、零交差間の最大期間が２５６量子化増分を使用して量子化されるなら、ピーク信号対ｒｍｓ対雑音比は、０．４％、つまり約４８ｄｂとなるであろう。量子化増分、つまり零交差期間内で適合するクロックパルスの実際の数は、偏差周波数（ＤＦ）帯域幅の限度内にとどめられる。零交差期間の幅は、単に、量「ＩＦ周波数±ＤＦ周波数」の２倍によって割ったクロック周波数である。したがって、デジタル化されたサンプルにおけるクロックパルスの最大数は、以下によって指定されるが、 Nmax＝［２Ｔ_clock （ＩＦ＋ＤＦ_min）］^-1．（４）デジタル化されたサンプルのクロックパルスの最小数は、以下によって指定される。Ｎ_min＝［２Ｔ_clock （ＩＦ＋ＤＦ_max）］^-1．（５）デジタル化が行われた後の解像度幅を判断するには、以下を得るために、等式（４）から等式（５）を差し引く。ＤＮ＝Ｆ_clock＊ＤＦ／（ＩＦ²−ＤＦ²）．（６）実際のカウントＮは、カウンタ段７０−７６内の２進化１０進数として表され、ラッチ８０−８２を通って数値プロセッサ１２の中に転送され、”ｎ−ビット” という解像度となる。１ビットのエラー期間ｅ（ｔ）の範囲内に有効な実際のサンプル解像度ｎは、次によって指定され、ｎ＝Ｌｏｇ₁₀（ＤＮ）／Ｌｏｇ₁₀（２）＝３．３２Ｌｏｇ₁₀（ＤＮ）（７）Ｎｙｑｕｉｓｔ帯域幅での完全な正弦波ＲＭＳ信号対ＲＭＳ雑音比は、以下によって指定される。ＳＮＲ＝6.02ｎ＋1.76ｄＢ＝20 Ｌｏｇ₁₀（ＤＮ）＋1.76 ｄＢ．（８）数値プロセッサ１２に提供されるカウント値は、後述するように、スケーリングおよび加重が行われ、数値プロセッサの完全なｎ−ビット範囲を利用する。次に、長方形のウィンドウまたは例えばデータフィルタ処理ならびにデジタル量子化エラーの予備的な処理を行うためのＨａｍｍｉｎｇウィンドウを使用するパルス平均化のための「ウィンドウ処理」プロセス、およびデータを特殊な周波数帯域に制限するため、ならびにノイズを除去することにより信号対雑音比を改善するための低域通過フィルタ処理のプロセスの内の１つまたは複数が使用される。このようにして数値プロセッサ１２によって処理されるデータは、その後で、デジタルからアナログへの変換器（ＤＡＣ）に提供される。カウント値のスケーリングおよび加重は、以下の等式により左右される。Ａ（ｉ）＝ａ＊Ｎ（ｉ）＋ｂ（９）ここでは、ａとｂは、それぞれスケーリング定数と加重定数で、Ｎ（ｉ）は零交差”ｉ−１”と”ｉ”の間の”ｉ”番目の時間期間カウント値を表し、Ａ（ｉ）は”ｉ”番目にスケーリングおよび加重を行ったカウント値である。カウンタ２２および２４によって提供される入信２進パルスカウントデータＮ（ｉ）を考えれば、システムは等式（９）を実現し、「数」Ａ（ｉ）と比例し、つり合った電圧がＤＡＣに出力されるという意味で、ＦＭＩＦ信号の完全な復調を行う。定数ａおよびｂは、全面的な正（ＦＳＰ）ＤＳＰプロセッサ値および全面的な負（ＦＳＮ）ＤＳＰプロセッサ値を使用して見つけられる。ＦＳＰ値およびＦＳＮ値は、例えば１６ビットの６５，５３６のような「完全な範囲」のｎ−ビット値により決定されるため、２の補数の２進表記で表現され、ＦＳＰは（完全な範囲）／２−１に等しく、ＦＳＮは−（完全な範囲）／２に等しくなる。したがって、ａとｂは以下によって指定され、ＦＳＰ＝ａ＊Ｎｍｉｎ＋ｂ（１０）およびＦＳＮ＝ａ＊Ｎｍａｘ＋ｂ）、（１１）したがってａ＝（ＦＳＰ−ＦＳＮ）／（Ｎｍｉｎ−Ｎｍａｘ）（１２）およびｂ＝ＦＳＰ−［（ＦＳＰ−ＦＳＮ）／（Ｎｍｉｎ−Ｎｍａｘ）］＊Ｎｍｉｎ．（１３）単純なパルス平均化が使用されると、いわゆる幅Ｍの長方形の平均化ウィンドウが、スケーリングおよび加重を行ったカウント値Ａ（ｉ）上をスライドする。ここでは、Ｍは平均化ウィンドウ内のカウント値の数で、Ｍカウント値は、最後のＭカウント値上でスケーリングおよび加重を行った平均的なカウント値Ａ（ｊ）を提供するためにともに平均化される。値Ａ（ｊ）は、ウィンドウをＡ（ｉ＋１）に１カウント足した値分進めることにより、Ａ（ｉ）ごとに作成可能であるか、あるいは値Ａ（ｊ）は、データ転送率を引き下げ、それによって他の変算により多くの時間を残せるように、ｎ番目のカウント値Ａ（ｉ＋ｎ）ごとに作成することができる。実施例では、Ｍ＝２およびｎ＝２であるため、ウィンドウは２つのカウント値を含み、一度に２カウント値分進むことにより、データ転送率を半減する。ｎおよびＭの他の組み合わせも使用することができる。スケーリングおよび加重を行った平均的なカウント値Ａ（ｊ）は、以下によって指定され、Ａ（ｊ）＝（１／Ｍ）＊ＳＵＭ（Ａ（ｉ））、（９ｂ）ここでは、Ａ（ｉ）は等式（９）により指定され、ｉ＝ｈ、ｈ−１．．．ｈ−（Ｍ−１）となり、ｈは現在のカウント値Ａ（ｉ）の指数である。前述したところの単純なウィンドウ平均かなどのウィンドウ機能は、入信データをあらかじめ調整するために使用される。例えば、他の一般的なウィンドウ関数は、通常はスライド式ウィンドウ内である種の係数の効果の重視をやめるために役立つが、ウィンドウ内のその他の型の効果は増強するＨａｍｍｉｎｇ型またはＶｏｎＨａｎｎ型である。Ｈａｍｍｉｎｇウィンドウ係数ＷH（ｎ）は、次の形をとり、Ｗ_H （ｍ）＝0.54（1-0.85l9cos（２ｐｉ＊ｍ／（Ｍ−１）））（１４）ＶｏｎＨａｎｎウィンドウ係数ＷV（ｎ）は、以下により指定され、Ｗｖ（ｍ）＝0.50（１−ｃｏｓ（２ｐｉ＊ｍ／（Ｍ−１）））、（１５）ｍ＝１．．．Ｍとなり、Ｍｈａウィンドウ内のカウント値Ａ（ｘ）の数である。例えば、Ｍ＝３、ＷH（ｍ）＝［ａ，ｂ，ｃ］の場合、ａ、ｂ、およびｃは、等式（１４）に従って計算された定数である。ウィンドウは、１または２以上のカウント値分進み、進むたびに、配列ＷH（ｍ）とウィンドウ内の値の配列の内積が計算され、スカラー量をもたらす。データ転送率を引き下げるためには、ウィンドウは、進むたびに２以上の値分進むことができる。ＨａｍｍｉｎｇまたはＶｏｎＨａｎｎ型ウィンドウ関数は、前述した単純な長方形ウィンドウの平均化機構に加えて、またはその代わりに使用することができる。次に、本発明の方法は、帯域内ノイズを削減するため低域通過フィルタ処理を利用し、残留量子化ジッタの障害を取り除く。前述したように、使用されるフィルタは、直接形（ＤＦ）、有限インパルス応答（ＦＩＲ）、および無限インパルス応答（ＩＩＲ）で実現されたフィルタを具備するが、それらに限定されるものではない。例えば、直接形フィルタは次の形をとり、ここでは、フィルタ出力Ａ（ｘ）は、過去の出力Ａ（ｘ−ｋ）がＩＩＲ係数ａｋと合成され、過去の入力はＦＩＲ係数ｂｋと合成される。現在の実施例では、下位（例えば、５−１０個のゼロと極の）ＩＩＲＢｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈフィルタが、ＤＡＣ段への信号出力の直前に、実時間で信号テンプレートに適用される。Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈフィルタ処理技法は、その並外れて平坦な通過帯域応答のために選ばれ）そのデジタル具現化で真の「れんが壁」型フィルタに類似する。要約すると、図３は、図１の弁別器１０により数値プロセッサ１２に提供されるカウント値のシーケンスを変形するために使用されるプロセスのシーケンスを例証する。値Ｎは、最初に加重およびスケーリングが行われ（９０）、その後でウィンドウ平均化され（９２）、それによってそれ以降の計算に渡されるデータの転送率を引き下げる。実施例では、Ｈａｍｍｉｎｇ変形またはＶｏｎＨａｎｎ変形（９４）のようなウィンドウ変形技法が使用される。それから、データは、ＤＡＣステップ（９８）に導入される直前に、低域通過フィルタによりフィルタ処理される（９６）。フィルタ処理の前にカウント値の加重とスケーリングを行うのが望ましく、このような加重とスケーリングの処理は、当業で周知のように、単純なアナログ回路構成を使用し適切に実行することができる。零交差間隔を測定するためのクロック速度は、歪みを最小限にとどめるために、検出された最高音声周波数のＮｙｑｕｉｓｔ速度の通常少なくとも８倍の速度となるのが好ましい。等式（１）の零交差期間Ｔ（ｔ）は、カウントサンプル量子化の不明確さ、つまり１クロック期間（例えば、約１００ナノセカンド）の範囲内で等式（２）により指定される。復調する信号内でのノイズがある場合にさらに性能を改善するために、いわゆる「抑制チェック」ルーチンが使用される。本発明の復調装置では、ノイズはカウントの異形として自らを表す。これらのカウント異形は、範囲ＮminからＮmaX の範囲に該当する「帯域内ノイズ」を含めた完全な範囲のカウント値で発生する。このノイズにより引き起こされる問題を避けるために、数値プロセッサが抑制チェックルーチンを実現し、そのルーチンが入信零交差カウントデータを通して解析を行い、Ｎmin以下のデータがあるかどうかテストし、Ｎmax以上のデータがあるかどうかテストすることにより、ＮminからＮmaxの範囲外に該当するデータを識別する。任意の値がＮminからＮmaxの範囲外に該当するなら、それには対応する極値、つまりＦＳＮ点またはＦＳＰ点での値が代入される。例えば、抑制チェックルーチンは、期間測定のステップ１２４の後に発生するステップ１２６として、図３で示されている。ステップ１２８−１３６は、後述するように、多項式の曲線適合方法でのそれ以降のステップを例証する。等式（９）の線形の一次推定では、デジタル化された零交差サンプルが、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）などの数値プロセッサに入力される。ここでは、これらはＤＳＰの完全なｎ−ビットの範囲なを利用するために「カウントスケーリング」を受ける。等式（９）は、入信２進カウントデータと組み合わされ、信号復調評価プロセスを表す。図４は、等式（９）のプロットである。ここでは、Fclock＝４０Ｍｈｚ）ＩＦ＝１００Ｋｈｚ、ＤＦmax＝２０Ｋｈｚ、ＦＳＰ＝−ＦＳＮ＝３２７６０であるため、Ｎmax＝２５０およびＮmin＝１６６となる場合のパラメータであるａ＝−７８０およびｂ＝１６２，２４０である。また、Ｎ（ｉ）＝２０８では、Ａ（ｉ）＝０となる。ここでは、Ｎ（ｉ）＝２０８は「線形」ＩＦとして参照される。等式（９）は、直線の等式で、等式（１）は逆関数の等式である。非常に短い地域では、直線は充分に曲線を形作ることができる。ただし、ここで包含される数の範囲は大きく、「線形適合」が適合の範囲の端点、つまりＮminとＮmaxの間においてのみ優れた性能となり、この範囲の真中、つまり線形ＩＦでは不十分な性能となる可能性があることを示唆している。これは、Ｎ（ｉ）が１００Ｋｈｚ、ＩＦに対応する場合にＡ（ｉ）の値での適合を調べることによりテスト可能である。ＩＦでは、ＤＦ＝０となり、零交差期間の幅は単に「ＩＦ周波数＋ＤＦ周波数」の量の２倍により割られたクロック周波数なので、Ｎ＝２００となる。ただし、Ｎ＝２００の状態で等式（９）を解く上では、Ａ（ｉ）＝６２４０で、Ａ（ｉ）の値は約１０％のエラーを伴う間違った応答を示す。このエラーは、線形ＩＦエラーについての信号の評価がほとんどの原因で引き起こされる。ここでは、線形適合の不一致という前述の問題点に直接取り組み、解決する多項式曲線適合方法を説明する。このアプローチは、等式（１）により指定される形の関数と結びついた動作に非常に近くなる。ＦＳＰ値、ＦＳＮ値、および中間値は、「最小自乗」という意味で等式（１）の式に「もっとも近い」線形等式となる係数で、二次非直線を作成するために使用される。範囲ＮminからＮmaxまでに範囲内でデータを推定するための係数は、１９９０年１０月のＭＡＴＨＷＯＲＫＳによるＰＣ−ＭＡＴＨＬＡＢユーサガイドに記載されるように、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅマトリックスを利用するなど最小自乗適合プロセスを使用して見つけられる。多項式の解答は次の形をとり、Ａ（Ｎ）＝ｃ_o＋ｃ₁Ｎ＋ｃ₂Ｎ²、（１７）ここでは、ｃ０、ｃ１およびｃ２はそれぞれゼロ次、一次、二次の係数で、Ｎは入信零交差カウント値である。例えば、ＦＳＰ＝３４７６０（Ｎmin＝１６５），ＦＳＮ＝３４７６０（Ｎmax ＝２５０）および中間値がゼロ（０）に等しい状態で、前のセクションの例のデータは、二次適合ルーチンに対する入力として使用された。図４は、データが曲線が参照として上に置かれる線形等式に対応する状態で、１６６から２５０までの零交差カウント値の範囲内での二次解答を示している。このようにして、線形アプローチと非線形アプローチの間の差は大きい。図４では、「二次適合」とマークされた曲線は、完全にカウント極値で終わるだけではなく、カウント中間点Ｎ（ｉ）が曲線を求めるのに使用されたので、この点を直接通過する。複数の他の無作為な点が精度に関してオフラインで評価され、予想された値の１％内に該当することが観測された。さらに、二次推定方法の精度も、総高周波歪み（ＴＨＤ）解析器を使用して実時間テストで確証とされた。今日まで線形適合と関連するエラーを確認するためには、線形および二次適合の間の差を格納するデータセットが作成された。結果は図５に示され、線形適合の推定値のほぼ７５％が少なくとも５％のエラーを被ると判断できる。別の実施例では、いわゆる「逆数適合カウントスケーリング」方法が利用され、線形カウントスケーリング方法より優れた性能を示し、最小自乗非線形カウントスケーリング方法に関して性能が改善された。このように性能が改善されたため、スケーリング精度が大幅に上がり、総高周波歪みが下がり、優れた信号対雑音比を持った推定信号が提供される。実際、逆数カウントスケーリング方法は、厳密に分析的な解答を提供し、この種のシステムから達成可能なもっとも正しく、最適な結果を保証する。正弦波が一時的に変調された信号の平均瞬時周波数Ｆ（ｔ）を、等式（１）でのように、Ｆ（ｔ）＝１／（２＊Ｔ（ｔ））の場合、零交差間で測定される期間Ｔ（ｔ）の２倍の逆数で表すことができることを思い出す。平均瞬時周波数Ｆ（ｔ）の値は、ＤＦminが−ＤＦmaxに等しい場合、偏差周波数極値ＤＦmaxおよびＤＦminにより抑制される。前述したように、期間Ｔ（ｔ）内のカウントＮ（ｔ）の数は、瞬時偏差周波数”ＩＦ＋ＤＦ（ｔ）”の状態のシステムクロック期間Ｔclockの積の逆数に正比例している。したがって、Ｎ（ｔ）＝［２Ｔ_clock（ＩＦ＋ＤＦ（ｔ））］^-1・（１８）その結果、期間Ｔ（ｔ）内でのクロックカウントの最大可能数は、以下によって指定される。Ｎ_max＝［２Ｔ_clock（ＩＦ＋ＤＦ_min）］^-1・（４）同様に、期間Ｔ（ｔ）内のクロックカウントの最小可能数は、以下によって指定される。Ｎ_min＝［２Ｔ_clock（ＩＦ＋ＤＦ_max）］^-1・（５）カウント値Ｎ（ｔ）は、スケーリングおよび加重を行った値を提供するために、スケーリングおよび加重の一組の係数に従って、カウント値Ｎ（ｔ）のスケーリングおよび加重を行う数値プロセッサ１２に提供される。スケーリングと加重の係数を得るには、数値プロセッサはその完全な「ｎ−ビット」範囲を利用し、線形適合方法、最小自乗適合方法、または逆数適合（ＲＦ）方法を適用することができる。カウントスケーリングのＲＦ方法は、通常、以下の等式により表される。Ａ（ｉ）＝ａ／Ｎ（ｉ）＋ｂ（１９）等式（１９）では、逆勾配パラメータａおよびｙ−切片パラメータｂが、スケーリング係数および加重係数を表す。Ｎ（ｉ）は、零交差「ｉ−１」および「ｉ」の間の「ｉ」番目の時間期間サンプルカウント値を表し、Ａ（ｉ）は、最大／最小極値±２15の場合のスケーリングおよび加重を行った「ｉ」番目のカウント値を表す。等式（１９）は、入信２進カウントデータおよび事前に計算されたカウント値についての知識と組み合わせて、完全な信号復調方法を表す。ａとｂの値を計算すればいいだけである。パラメータａおよびｂは、全面的な正（ＦＳＰ）数値プロセッサ値および全面的な負（ＦＳＮ）数値プロセッサ値を使用して見つけられる。数値プロセッサのＦＳＰ値およびＦＳＮ値は、「完全な範囲の」ｎ−ビット値、つまり１６ビットの場合は６５５３６によって決定される。ここでは、ＦＳＰは「完全な範囲／２ −１」、およびＦＳＮは「−完全な範囲／２」に等しい。したがって、ａとｂは以下、ＦＳＰ＝ａ／Ｎｍｉｎ＋ｂ（２０）およびＦＳＮ＝ａ／Ｎｍａｘ＋ｂ（２１）によって評価されるため、ａ＝２＊［（Ｎ_min＊Ｎ_max）／（Ｎ_min−Ｎ_max）］＊ＦＳＰ（２２）およびｂ＝−［（Ｎ_min＋Ｎ_max）／（Ｎ_min−Ｎ_max）］＊ＦＳＰ（２３）となる。これらの式を等式（１９）のａおよびｂに使用すると、Ａ（ｉ）は、以下のように表すことができる。 A(i)=[FSP/(Ｎ_min-Ｎ_max)]*{2*Ｎ_min*Ｎ_max/Ｎｉ)−（Ｎ_min＋Ｎ_min＋Ｎ_max)}．（２４）図６を参照すると、逆数適合スケーリング方法および最小自乗適合非線形スケーリング方法が、Ｆclock＝１０Ｍｈｚ、ＩＦ＝２５Ｋｈｚ、ＤＦ_max＝５Ｋｈｚ）およびＦＳＰ＝−ＦＳＮ＝３２７６０整数の場合のカウント入力値に対してスケーリングおよび適合が行われた出力値をプロットすることにより、比較される。Ｎmaｘ＝２５０で、Ｎmin＝１６６である。等式（２２）および（２３）から、ａ＝３９０＊８３０００、およびｂ＝３９０＊４１６である。これらの結果を等式（２４）で使用することにより、逆数適合の場合のＡ(i)の式は、以下によって指定される。Ａ(i)＝３９０＊［（８３０００／Ｎ（ｉ））−４１６］、（２５）図６に例証されるように、最小自乗適合非線形スケーリング方法は、非常に高レベルの信号解像度を提供し、理論上予測された最小自乗方法と厳密な逆数適合スケーリング方法の間の差を明らかに取るに足らないものにする。特に、逆数適合スケーリング方法と比較した場合の最小自乗近似値に結びついた理論上の平均的なエラーは、０．２０％、つまり０．０２ｄｂ差であるが、任意のデータ点と結びついた理論上の最大エラーは１．０％、つまり０．１ｄｂの差にすぎない。これらの理論上の結果から、人が本能的にこの２つの方法が実質上同等であると想定する結果となる可能性がある一方、実践では逆数適合スケーリング方法が約１ｄｂの信号対雑音比を改善する。したがって、逆数適合スケーリング方法は具現化で不利を被らないため、最適な選択は逆数適合スケーリング方法である。図３Ａおよび３Ｂは、逆数適合ステップ１０２および１１２がそれぞれどのようにして本発明の方法の２つの実施例で発生するのかを示している。ステップ１００、１０４−１０８、１１０および１１４−１２２は、図３の関係において前述された。それ以外の修正および実現が、請求される本発明の精神および範囲から逸脱することなく、当業者に発生する。従って、ここに掲げた説明は、前述の請求項に示されるものを除き、本発明を制限するものではない。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号９００，３６７ (32)優先日 1992年６月18日 (33)優先権主張国米国（ＵＳ） (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＳＥ)，ＣＡ，ＪＰ，ＫＲ (72)発明者ポーター，ロバート，ビー. アメリカ合衆国 33923 フロリダ州ボニタスプリングスサンシャインドライブ 10100 (72)発明者クレゴ，チャールズ，アール. アメリカ合衆国 33919 フロリダ州フォートメイヤーズサマーリンウッヅドライブ14900―11

Claims

【特許請求の範囲】１．一時的に変調された信号の効率のよい復調のためのデジタル復調装置であって、復調装置は、（ａ）一時的に変調された信号に反応し、前記一時的に変調された信号の零交差事象を検出し、それにより零交差事象の情報を提供するのに役立つ零交差事象検出器と、（ｂ）前記零交差検出器に接続され、前記零交差事象の情報を受け取り、前記零交差事象間の期間を測定し、それにより期間測定値のシーケンスを提供するのに役立つ期間測定器と、（ｃ）前記期間測定器に接続され、期間測定値の前記シーケンスを１個の復調信号に変換する役割を果たす信号プロセッサと、を具備するデジタル復調装置。２．請求項１記載のデジタル復調装置であって、前記期間測定器が、通常は、前記一時的に変調された信号の最大検出周波数のＮｙｑｕｉｓｔ速度の少なくとも８倍でのクロック速度に対応する解像度で、前記零交差事象間の期間を測定するデジタル復調装置。３．請求項１記載のデジタル復調装置であって、前記信号プロセッサが、（ａ）期間測定値の前記シーケンスを受け取り、前記復調信号を提供するデジタルからアナログへの変換器と、を具備するデジタル復調装置。４．請求項１記載のデジタル復調装置であって、前記信号プロセッサが、（ａ）期間測定値の前記シーケンスを受け取り、期間測定値の前記シーケンスより高い信号対雑音比を持つ変形デジタルデータストリームに期間測定値の前記シーケンスを変形する変換要素と、（ｂ）前記変形済みデジタルデータストリームを受け取り、前記復調信号を提供するデジタルからアナログへの変換器と、を具備するデジタル復調装置。５．請求項１記載のデジタル復調装置であって、前記信号プロセッサが、（ａ）期間測定値の前記シーケンスを受け取り、前記復調信号のアナログバージョンを提供するデジタルからアナログへの変換器と、（ｂ）前記復調信号の前記アナログバージョンを受け取り、前記復調信号の前記アナログバージョンからノイズを除去し、復調された信号に、前記復調信号の前記アナログバージョンより高い信号対雑音比を与えるアナログフィルタと、を具備するデジタル復調装置。６．一時的に変調された信号を復調するための方法であって、方法は、（ａ）期間値のシーケンスを提供するために、変調信号の中間信号の零交差間の期間を測定するステップと、（ｂ）復調信号を提供するために期間値の前記シーケンスを変形するステップと、を具備する方法。７．請求項６記載の方法であって、変形するステップが、（ａ）期間値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理済みの値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）フィルタ済みの値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。８．請求項６記載の方法であって、変形するステップが、（ａ）期間値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、（ｂ）前記アナログ信号をフィルタ処理し、復調信号に、前記アナログ信号より高い信号対雑音比を与えるステップと、を具備する方法。９．請求項６記載の方法であって、変形するステップが、（ａ）最大期間値を超える各期間値に対して、前記期間値を前記最大期間値で置き換えるステップと、（ｂ）最小期間値を超えない各期間値に対して、前記期間値を前記最小値で置き換えるステップと、を具備する方法。１０．一時的に変調された信号を復調するための方法であって、方法は、（ａ）期間値のシーケンスを提供するために変換信号の中間信号の零交差間の期間を測定するステップと、（ｂ）期間値の前記シーケンス内の各期間値の逆数を計算することにより逆数値のシーケンスを取得するステップと、（ｃ）逆数値の前記シーケンスの各逆数値のスケーリングおよび加重を行い、スケーリングおよび加重を行った逆数値のシーケンスを提供するステップと、（ｄ）スケーリングおよび加重を行った値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｅ）フィルタ処理した値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。１１．一時的に変調された信号を復調するための方法であって、方法は、（ａ）変調信号の中間信号の零交差間の期間を測定し、期間値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）期間値の前記シーケンスの各期間値の逆数を計算することにより、逆数値のシーケンスを取得するステップと、（ｃ）逆数値の前記シーケンスのスケーリングおよび加重を行い、スケーリングおよび加重を行った逆数値のシーケンスを提供するステップと、（ｄ）スライド式ウィンドウ内でスケーリングおよび加重を行った逆数値を平均化し、ウィンドウ平均値のシーケンスを提供するステップと、（ｅ）ウィンドウ平均値のシーケンス上でＶｏｎＨａｎｎウィンドウ関数を実行し、ＶｏｎＨａｎｎ値のシーケンスを提供するステップと、（ｆ）ＶｏｎＨａｎｎ値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｇ）フィルタ処理した値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。１２．一時的に変調された信号を復調するための方法であって、方法は、（ａ）変調信号の中間信号の零交差間の期間を測定し、期間値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）期間値の前記シーケンス内の各期間値の逆数を計算することにより、逆数値のシーケンスを取得するステップと、（ｃ）逆数値の前記シーケンスのスケーリングおよび加重を行い、スケーリングおよび加重を行った逆数値を提供するステップと、（ｄ）スライド式ウィンドウ内でスケーリングおよび加重を行った逆数値を平均化し、ウィンドウ平均値のシーケンスを提供するステップと、（ｅ）ウィンドウ平均値のシーケンス上でＨａｍｍｉｎｇウィンドウ関数を実行し、Ｈａｍｍｉｎｇ値のシーケンスを提供するステップと、（ｆ）Ｈａｍｍｉｎｇ値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｇ）フィルタ処理した値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。１３．一時的に変調された信号を復調するための方法であって、方法は、（ａ）変調信号の中間信号の零交差間の期間を測定し、期間値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）期間値の前記シーケンスの各期間値の自乗およびスケーリングを行い、自乗およびスケーリングを行った値のシーケンスを提供するステップと、（ｃ）期間値の前記シーケンスのスケーリングおよび加重を行い、スケーリングおよび加重を行った値のシーケンスを提供するステップと、（ｄ）自乗およびスケーリングを行った値を対応するスケーリングおよび加重を行ったそれぞれの値に付加することにより、スケーリングおよび加重を行った値の前記シーケンスを増加し、増加した値のシーケンスを提供するステップと、（ｅ）増加した値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｆ）フィルタ処理した値の前記シーケンスをアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。１４．請求項１０、１１、１２、または１３記載の方法であって、さらに、（ａ）零交差間の期間を測定するステップの後で、最大期間値を超える各期間値に対して、前記期間値を前記最大期間値で置き換えるステップと、最小期間値を超えない各期間値に対して、前記期間値を前記最小期間値で置き換えるステップと、を具備する方法。１５．一時的に変調された信号の効率的な復調のためのデジタル復調装置であって、復調装置は、（ａ）一時的に変調された信号に反応して、一時的に変調された信号の零交差事象を検出し、それにより零交差事象情報を提供するのに役立つ零交差事象検出器と、（ｂ）前記零交差検出器に接続され、前記零交差事象情報を受け取り、前記零交差事象間の期間を測定し、それにより期間測定値のシーケンスを提供する期間測定器と、（ｃ）前記期間測定器に接続され、期間測定値の前記シーケンスを高い信号対雑音比を持つ１個の復調信号に変換するのに役立つ数値プロセッサと、を具備するデジタル復調装置。１６．請求項１５記載のデジタル復調装置であって、前記数値プロセッサが、（ａ）期間測定値の前記シーケンスを受信し、それを前記復調信号を表す１個のデジタルデータストリームに変換するデジタルデータストリーム生成装置と、（ｂ）前記デジタルデータストリームを受信し、前記復調信号を提供するデジタルからアナログへの変換器と、を具備するデジタル復調装置。１７．請求項１５記載のデジタル復調装置であって、前記数値プロセッサが期間測定値の前記シーケンスを前記復調信号に実時間で変換するデジタル復調装置。１８．請求項１５記載のデジタル復調装置であって、前記零交差検出器が、前記一時的に変調された信号の零交差とつり合う零交差に、方形波のシーケンスとして零交差事象情報を提供するデジタル復調装置。１９．請求項１５記載のデジタル復調装置であって、前記期間測定装置が（ａ）クロックと、（ｂ）カウンタと、（ｃ）前記クロック、前記カウンタ、および前記零交差検出器に接続され、クロックパルスが、前記零交差検出器により提供される零交差事象情報に呼応して、前記クロックから前記カウンタに伝搬できるようにするクロックパルスゲートと、を具備するデジタル復調装置。２０．請求項１９記載のデジタル復調装置であって、さらに（ａ）前記クロックおよび前記零交差検出器に接続される第二のクロックパルスゲートと、（ｂ）前記第二のクロックパルスゲートに接続される第二のカウンタと、を具備するデジタル復調装置。２１．一時的に変調された信号を復調するための方法であって、方法は、（ａ）変調信号の中間信号の零交差間の期間を測定し、期間値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）期間値の前記シーケンスを数値的に処理し、変調信号に提供するステップと、を具備する方法。２２．請求項２１記載の方法であって、数値的に処理するステップが、（ａ）期間値の前記シーケンスの加重およびスケーリングを行い、加重およびスケーリングが行われるシーケンスを提供するステップと、（ｂ）加重およびスケーリングを行った値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｃ）フィルタ処理した値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。２３．請求項２２記載の方法であって、（ａ）加重およびスケーリングのステップの後で、フィルタ処理を行うステップの前に、スライド式ウィンドウ内での加重およびスケーリングを行った値を平均化し、フィルタ処理される平均値のシーケンスを提供するステップと、を具備する方法。２４．請求項２３記載の方法であって、スライド式ウィンドウが２つの値を含み、一度に２つの値進められる方法。２５．請求項２２記載の方法であって、（ａ）加重およびスケーリングのステップの後で、フィルタ処理を行うステップの前に、加重およびスケーリング値のシーケンス上でＨａｍｍｉｎｇウィンドウ関数を実行し、フィルタ処理される値のシーケンスを提供するステップと、を具備する方法。２６．請求項２２記載の方法であって、さらに、（ａ）加重およびスケーリングのステップの後で、フィルタ処理を行うステップの前に、加重およびスケーリング値のシーケンス上でＶｏｎＨａｎｎウィンドウ関数を実行し、フィルタ処理されるシーケンスを提供するステップと、を具備する方法。２７．請求項２１記載の方法で、さらに、（ａ）加重およびスケーリングのステップの後に、スライド式ウィンドウ内で加重およびスケーリングを行った値を平均化し、平均値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）フィルタ処理のステップの前に、加重およびスケーリングを行った値のシーケンス上でＨａｍｍｉｎｇウィンドウ関数を実行し、フィルタ処理される値のシーケンスを提供するステップと、を具備する方法。２８．請求項２１記載の方法で、数値的に処理するステップが、（ａ）期間値の前記シーケンスの加重およびスケーリングを行い、加重およびスケーリングを行った値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）スライド式ウィンドウ内で加重およびスケーリングを行った値を平均化し、ウィンドウの平均値のシーケンスを提供するステップと、（ｃ）ウィンドウの平均値のシーケンスに対してＶｏｎＨａｎｎウィンドウ関数を実行し、ＶｏｎＨａｎｎ値のシーケンスを提供するステップと、（ｄ）ＶｏｎＨａｎｎ値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｅ）フィルタ処理した値の前記シーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。２９．請求項２１記載の方法で、数値的に処理するステップが、（ａ）期間値の前記シーケンスの加重およびスケーリングを行い、加重およびスケーリングを行った値のシーケンスを提供するステップと、（ｂ）スライド式ウィンドウ内で、加重およびスケーリングを行った値を平均化し、ウィンドウ平均値のシーケンスを提供するステップと、（ｃ）ウィンドウ平均値のシーケンス上でＨａｍｍｉｎｇウィンドウ関数を実行し、ＶｏｎＨａｎｎ値のシーケンスを提供するステップと、（ｄ）Ｈａｍｍｉｎｇ値の前記シーケンスをフィルタ処理し、フィルタ処理した値のシーケンスを提供するステップと、（ｅ）フィルタ処理した値のシーケンスを１個のアナログ信号に変換するステップと、を具備する方法。３０．一時的に変調された信号の効率よい復調のためのデジタル復調装置であって、復調装置が、（ａ）一時的に変調された信号に反応して、前記一時的に変調された信号の零交差事象を検出し、それにより零交差事象情報を提供するのに役立つ零交差事象検出器と、（ｂ）前記零交差検出器に接続され、前記零交差事象情報を受け取り、前記零交差事象間の期間を測定し、それによって復調信号を表す期間測定値のシーケンスを提供するのに役立つ期間測定器と、を具備するデジタル復調装置。３１．請求項３０記載のデジタル復調装置であって、さらに、（ａ）期間測定値の前記シーケンスを受け取り、前記復調信号のアナログ形を提供するデジタルからアナログへの変換器と、を具備するデジタル復調装置。３２．請求項３０記載のデジタル復調装置であって、前記零交差検出器が、前記一時的に変調された信号の零交差とつり合う零交差を、方形波のシーケンスとして零交差事象情報に提供するデジタル復調装置。３３．請求項３０記載のデジタル復調装置であって、前記期間測定器が、（ａ）クロックと、（ｂ）カウンタと、（ｃ）前記クロック、前記カウンタ、および前記零交差検出器に接続され、クロックパルスが、前記クロックから前記カウンタまで、前記零交差検出器に提供される零交差事象情報に応答して伝搬できるようにするクロックパルスゲートと、を具備するデジタル復調装置。３４．請求項３３記載のデジタル復調装置であって、さらに、（ａ）前記クロックおよび前記零交差検出器に接続される第二のクロックパルスゲートと、（ｂ）前記第二のクロックパルスゲートに接続される第二のカウンタと、を具備するデジタル復調装置。３５．一時的に変調された信号を復調するための方法で、（ａ）変調信号の中間信号の零交差間で期間を測定し、１個の復調信号を表す期間値のシーケンスを提供するステップと、を具備する方法。