JPH08335954A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 差動信号を伝送する一対の伝送線路からのラ
ジオノイズの放射を良好に抑制可能なドライバ回路を提
供する。 【構成】 コレクタが伝送線路Ｂ＋，エミッタが伝送線
路Ｂ−に接続されたトランジスタＴ２６からなる出力回
路４２と、送信信号に基づきトランジスタＴ２６を駆動
するためのベース電流Ｉｂを生成するベース電流発生回
路４４と、トランジスタＴ２４，Ｔ２５にて構成された
カレントミラー回路からなり、各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−を
流れる駆動電流ＩB+，ＩB-が等しくなるように、トラン
ジスタＴ２６のコレクタ側からベース電流Ｉｂ分の電流
を吸い込む補正回路４６とを備える。駆動電流ＩB+，Ｉ
B-は、絶対値が等しいだけでなく、単一のトランジスタ
Ｔ２６にて駆動されるので位相ずれも生じない。その結
果、電流変化により各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に発生する磁
界を確実に相殺できラジオノイズを抑制できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、差動信号を伝送する一
対の伝送線路を駆動するためのドライバ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、データ通信の分野において
は、伝送線路から放射されるラジオノイズは、周辺回路
を誤動作させる等の悪影響を与えるため、これを抑制す
ることが問題となっている。このラジオノイズの一原因
として、伝送線路に流れる電流の変化に伴って磁界が変
化することにより放射されることが知られており、これ
を抑制するために、一対の伝送線路にて電流の変化量が
等しく位相が逆位相となる差動信号を伝送することによ
り、各伝送線路における磁界の変化を互いに相殺し合う
ことでラジオノイズの放射を抑制する方法が知られてい
る。

【０００３】そして、このような差動信号を伝送する一
対の伝送線路を駆動するためのドライバ回路として、例
えば特開平２−２４４３６号公報に開示されているよう
に、送信信号に応じた電流を吸い込むように構成された
トランジスタと、送信信号に応じた電流を吐き出すよう
に構成されたトランジスタとを備え、各伝送線路を別々
のトランジスタにて駆動するように構成されたものが知
られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなド
ライバ回路では、素子やＩＣの製造上のばらつきや各ト
ランジスタ毎の配線の相違等により、トランジスタの特
性（増幅率）や、トランジスタに接続される抵抗値、更
には各トランジスタによって制御される信号の遅延時間
がばらつくため、これらのトランジスタを同じ信号で駆
動したとしても、電流変化量や信号の位相を全く同一な
ものとすることは困難であり、その結果、この電流変化
量や信号の位相のずれの分が、相殺されずにラジオノイ
ズとして放射されてしまうという問題があった。

【０００５】本発明は、上記問題点を解決するために、
差動信号を伝送する一対の伝送線路からのラジオノイズ
の放射を良好に抑制可能なドライバ回路を提供すること
を目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
になされた請求項１に記載の発明は、差動信号を伝送す
る一対の伝送線路を駆動するためのドライバ回路であっ
て、電流が入出力される一対の入出力端子，及び該入出
力端子を流れる電流を制御するための制御端子からなる
３端子の半導体素子を備え、該半導体素子の一対の入出
力端子を上記一対の伝送線路に夫々接続してなる出力回
路と、外部から入力される送信信号の信号波形に応じ
て、上記半導体素子の制御端子に入力される駆動信号を
生成する駆動回路と、を備えたことを特徴とする。

【０００７】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
に記載のドライバ回路において、上記出力回路は、上記
半導体素子としてコレクタ，エミッタが上記一対の伝送
線路に夫々接続されたバイポーラ・トランジスタを備
え、上記駆動回路は、上記駆動信号として上記バイポー
ラ・トランジスタのベース電流を生成するように構成さ
れ、更に、上記一対の伝送線路を介して上記バイポーラ
・トランジスタに流入出する電流のいずれか一方を、上
記ベース電流分だけ加算或は減算して、各伝送線路に流
れる電流の大きさが等しくなるように補正する補正回路
を設けたことを特徴とする。

【０００８】次に、請求項３に記載の発明は、請求項１
に記載のドライバ回路において、上記出力回路は、上記
半導体素子としてソース，ドレインが上記一対の伝送線
路に夫々接続された第１の電界効果トランジスタを備え
ると共に、ソース及びゲートが上記第１の電界効果トラ
ンジスタと共通に接続され、しかもゲートとドレインと
が接続された第２の電界効果トランジスタを備え、上記
駆動回路は、上記駆動信号として上記第２の電界効果ト
ランジスタにドレイン電流を供給することで、上記第１
の電界効果トランジスタのゲート電圧を発生させるよう
に構成され、更に、上記一対の伝送線路を介して上記第
１の電界効果トランジスタに流入出する電流のいずれか
一方を、上記第２の電界効果トランジスタを流れる電流
分だけ加算或は減算して、各伝送線路に流れる電流値の
大きさが等しくなるように補正する補正回路を設けたこ
とを特徴とする。

【０００９】また次に、請求項４に記載の発明は、請求
項１ないし請求項３のいずれかに記載のドライバ回路に
おいて、上記送信信号は、２値信号であって、上記駆動
回路は、該２値信号の信号レベルに応じてコンデンサを
充放電する充放電回路を有し、該コンデンサの両端電圧
に基づいて上記駆動信号を生成することを特徴とする。

【００１０】また、請求項５に記載の発明は、請求項４
に記載のドライバ回路において、上記駆動回路は、更
に、上記充放電回路に入力される上記２値信号の立上が
り及び立下がりを鈍らせる積分回路を有することを特徴
とする。

【００１１】

【作用および発明の効果】上記のように構成された請求
項１に記載のドライバ回路においては、駆動回路が外部
から入力される送信信号の信号波形に応じて駆動信号を
生成し、出力回路を構成する３端子の半導体素子は、制
御端子に入力される駆動信号に応じて、入出力端子に流
れる電流を制御する。その結果、入出力端子に接続され
た一対の伝送線路のうち、一方には、半導体素子に流入
する電流が流れ、他方には、半導体素子から流出する電
流が流れる。

【００１２】このように、本発明のドライバ回路によれ
ば、一対の伝送線路を一つの半導体素子により駆動して
いるので、各伝送線路を別々のトランジスタにて駆動す
る従来装置のようにトランジスタ特性のバラツキや配線
の相違等の影響を受けることがなく、一対の伝送線路に
流れる電流の絶対値が略等しくなると共に、各伝送線路
を流れる電流の位相も完全に一致するので、各伝送線路
の電流変化に伴う磁界変化を、確実に相殺することがで
き、この磁界変化を原因とするラジオノイズを確実に抑
制できる。

【００１３】次に、請求項２に記載のドライバ回路にお
いては、出力回路は、半導体素子としてコレクタ，エミ
ッタが一対の伝送線路に夫々接続されたバイポーラ・ト
ランジスタを備え、駆動回路は、駆動信号としてバイポ
ーラ・トランジスタのベース電流を生成する。

【００１４】このように、半導体素子としてバイポーラ
・トランジスタを使用した場合、コレクタ電流とエミッ
タ電流とは厳密には等しくなく、エミッタ電流は、コレ
クタ電流よりベース電流分だけ大きくなる。このため、
エミッタ電流とコレクタ電流とをそのまま伝送線路に流
すと、電流変化に伴って発生する磁界を完全に抑制する
ことができないためラジオノイズが発生する。

【００１５】そこで、補正回路が、一対の伝送線路を介
してバイポーラ・トランジスタに流入出する電流のいず
れか一方を、ベース電流分だけ加算或は減算して、各伝
送線路に流れる電流の大きさが等しくなるように補正す
る。これにより、本発明のドライバ回路によれば、各伝
送線路に流れる電流の絶対値を正確に等しくすることが
でき、延いては、電流変化に伴う磁界変化を原因とする
ラジオノイズを確実に抑制できる。

【００１６】一方、請求項３に記載のドライバ回路にお
いては、出力回路は、半導体素子としてソース，ドレイ
ンが一対の伝送線路に夫々接続された第１の電界効果ト
ランジスタを備えると共に、ソース及びゲートが第１の
電界効果トランジスタと共通に接続され、しかもゲート
とドレインとが接続された第２の電界効果トランジスタ
を備え、駆動回路は、駆動信号として第２の電界効果ト
ランジスタのドレイン電流を流す。即ち、第１及び第２
の電界効果トランジスタは、所謂カレントミラー回路を
構成しており、第１の電界効果トランジスタには、第２
の電界効果トランジスタのドレイン電流に応じた電流が
流れる。

【００１７】ところで、このように出力回路が構成され
た場合、第１及び第２の電界効果トランジスタのソース
が共通に接続されているため、ソースには、両電界効果
トランジスタに流れる電流値を加算した電流が流れ、そ
のまま伝送線路に接続したのでは、第２の電界効果トラ
ンジスタに流れる電流分だけ電流値に差が生じ、ラジオ
ノイズを発生させることになる。

【００１８】そこで、補正回路が、一対の伝送線路を介
して第１の電界効果トランジスタに流入出する電流のい
ずれか一方を、第２の電界効果トランジスタを流れる電
流分だけ加算或は減算して、各伝送線路に流れる電流値
の大きさが等しくなるように補正する。

【００１９】これにより、本発明によれば、第１の電界
効果トランジスタのソース及びドレインに夫々接続され
た一対の伝送線路に流れる電流の絶対値を正確に等しく
することができ、延いては、電流変化に伴う磁界変化を
原因とするラジオノイズを確実に抑制できる。

【００２０】また、請求項４に記載のドライバ回路にお
いては、充放電回路が、２値信号からなる送信信号の信
号レベルに応じてコンデンサを充放電し、駆動回路は、
このコンデンサの両端電圧に基づいて出力回路を駆動す
るための駆動信号を生成する。

【００２１】なお、コンデンサの両端電圧は、信号レベ
ルが反転する毎に、所定の割合で増加或は減少するた
め、これに基づいて生成された駆動信号、延いては伝送
線路に送出される信号も、立上がり，立下がりが所定の
割合で増加，減少するランプ波形となる。

【００２２】従って、本発明のドライバ回路によれば、
方形波信号に比べて信号に含まれる高調波成分の少ない
ランプ波形信号が伝送線路に送出されるので、信号に含
まれる高調波を原因とするラジオノイズを抑制すること
ができる。また次に、請求項５に記載のドライバ回路に
おいては、充放電回路に入力される２値信号の立上がり
及び立下がりを鈍らせる積分回路を備えている。これに
より、充放電回路において、コンデンサを充放電する電
流は、２値信号の信号レベルの変化時に急激に零から所
定値或は所定値から零に変化するのではなく、徐々に増
加或は減少するため、充放電動作の開始時にコンデンサ
の両端電圧は、急激に変化することなく連続的に変化す
る。

【００２３】従って、本発明のドライバ回路によれば、
コンデンサの両端電圧，延いては伝送線路に送出される
信号は、波形が非連続的に変化することがなく、請求項
４に記載のドライバ回路により送出される信号より、更
に高調波成分が少なくなるので、伝送線路から放射され
るラジオノイズをより一層抑制できる。

【００２４】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面と共に説明す
る。図２は、本発明のドライバ回路が適用された車載Ｌ
ＡＮの概略構成図である。図２に示すように、本実施例
の車載ＬＡＮにおいては、吸入吸気量，スロットル開
度，エンジン回転数，クランク角度等，エンジンの運転
状態を検出し燃料噴射量，点火時期等を制御するエンジ
ンＥＣＵ（電子制御ユニット）１２、車輪速度等を検出
し車輪がロックしないようにブレーキ油圧を制御するア
ンチスキッドＥＣＵ１４、車速やスロットル開度等に応
じてショックアブソーバの減衰力やスプリングのばね定
数等を制御するサスペンションＥＣＵ１６、エンジンの
運転状態や各ＥＣＵにおける制御状態を監視しフロント
パネルに表示するメータＥＣＵ１８等が、車両の１０の
各部に分散して配置され、各ＥＣＵ１２〜１８はバスラ
イン２０により相互に接続されている。

【００２５】そして、各ＥＣＵ１２〜１８は、各々の制
御状態や、他のＥＣＵが検出したセンサ情報等を、バス
ライン２０を介して相互に送受信し互いの制御に用いる
ことにより、車両全体の統合制御を実現している。次に
図３は、ＥＵＣ１２〜１８の構成を表すブロック図であ
る。なおＥＣＵ１２〜１８は、いずれも略同様な構成を
しているので、ここでは、エンジンＥＣＵ１２を例にし
て説明する。

【００２６】図３に示すように、エンジンＥＣＵ１２
は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭを中心に構成されたマイク
ロコンピュータ２２と、マイクロコンピュータ２２にお
ける演算処理に基づき、エンジンＥＣＵ１２に接続され
た各種アクチュエータＡ（例えば、インジェクタ駆動用
のソレノイド等）の駆動信号を出力するための出力処理
回路２４と、エンジンＥＣＵ１２に接続された各種セン
サＳ（例えば、クランク角センサ等）からの検出信号を
マイクロコンピュータ２２に入力するための入力処理回
路２６と、バスライン２０から信号を受信するためのバ
スレシーバ２８と、バスライン２０に信号を送信するた
めのバスドライバ３０と、バスレシーバ２８を介して受
信した信号をマイクロコンピュータ２２が処理可能な受
信データに変換すると共に、マイクロコンピュータ２２
からの送信データをバスライン２０にて伝送される形式
の信号に変換し、予め決められた通信プロトコルに従っ
てデータの送受信を行う通信プロトコル制御部３２と、
エンジンＥＣＵ１２の各部に電源を供給する電源回路３
４とからなる。

【００２７】なお、バスライン２０は、一対の伝送線路
Ｂ＋，Ｂ−からなり、バスレシーバ２８及びバスドライ
バ３０は、差動信号を送受信するように構成されてい
る。また、ＥＣＵ１２〜１８によって、接続されるアク
チュエータＡやセンサＳが異なることは周知の通りであ
る。

【００２８】次に、本発明の主要部であるバスドライバ
３０について詳しく説明する。図４は、バスドライバ３
０の概略構成を表すブロック図であり、図１は、バスド
ライバ３０の詳細構成を表す電気回路図である。図４に
示すように、バスドライバ３０は、通信プロトコル制御
部３２から入力されるデジタルの送信信号をノイズが除
去された方形波に波形整形する波形整形回路３６と、波
形整形された送信信号から立上がり及び立下がりエッジ
が所定の傾斜を有するランプ波形の電圧信号を生成する
ランプ波形発生回路３８と、ランプ波形の電圧信号を電
流信号に変換する電圧・電流変換回路４０と、コレクタ
が伝送線路Ｂ＋に、エミッタが伝送線路Ｂ−に接続され
たトランジスタＴ２６からなる出力回路４２と、電圧・
電流変換回路４０からの電流信号に応じてトランジスタ
Ｔのベース電流Ｉｂを発生させるベース電流発生回路４
４と、トランジスタＴのコレクタからベース電流Ｉｂ分
だけ電流を吸い込んで、各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に流れる
電流値が等しくなるように出力電流を補正する補正回路
４６と、により構成されている。なお、伝送線路Ｂ＋
は、抵抗Ｒpuによりプルアップされ、また伝送線路Ｂ−
は、抵抗Ｒpdによりプルダウンされている。抵抗ＲＬ
は、バスライン２０に接続された他のバスドライバやバ
スレシーバ等のインピーダンスが合成された負荷を示す
ものである。

【００２９】このうち、波形整形回路３６は、図１に示
すように、トランジスタＴ１〜Ｔ３、抵抗Ｒ１〜Ｒ４か
らなり、周知の差動増幅回路を構成している。そして、
トランジスタＴ１のベースに印加される送信信号の入力
電圧ＶｉがHighレベルであり、抵抗Ｒ３，Ｒ４により電
源電圧Ｖccを分圧して得られる基準電圧Ｖ１より大きい
場合に、トランジスタＴ１が導通状態、トランジスタＴ
２が非導通状態となり、逆に、入力電圧ＶｉがLow レベ
ルであり、基準電圧Ｖ１より小さい場合に、トランジス
タＴ１が非道通状態、トランジスタＴ２が導通状態とな
るように設定されている。

【００３０】なお、トランジスタＴ３は、トランジスタ
Ｔ４，Ｔ５及び抵抗Ｒ５からなる定電流回路３０ａのト
ランジスタＴ５にカレントミラー接続されており、その
コレクタ電流ＩC3は、トランジスタＴ５のコレクタ電流
ＩC5に等しい。ここでトランジスタＴ４，Ｔ５のベース
・エミッタ間電圧をそれぞれＶBE4， ＶBE5 とすると、
トランジスタＴ３のコレクタ電流ＩC3は、次式で表され
る。

【００３１】 ＩC3＝ＩC5＝（Ｖcc−ＶBE4−ＶBE5）／Ｒ５ …（１） 従って、トランジスタＴ１が導通状態にある時に、抵抗
Ｒ１にて発生する電圧降下△Ｖは、電源電圧をＶCC，ト
ランジスタＴＲ１のコレクタ電圧をＶａとすると、次式
で表される。

【００３２】 △Ｖ＝Ｖcc−Ｖａ＝ＩC3×Ｒ１ ＝（Ｖcc−２ＶBE）・Ｒ１／Ｒ５ …（２） なお、ＶBE4＝ＶBE5＝ＶBEであり、以後、全てのトラン
ジスタＴ１〜Ｔ２６のベース・エミッタ間電圧はＶBEで
あるとする。

【００３３】また、トランジスタＴ２が導通状態にある
時に、抵抗Ｒ２にて発生する電圧降下は、（２）式にお
いて、Ｒ１をＲ２に置き換えたものであり、Ｒ１＝Ｒ２
であれば、両者は全く同じ値となる。次に、ランプ波形
発生回路３８は、トランジスタＴ６〜Ｔ１６、抵抗Ｒ６
〜Ｒ９、コンデンサＣ１〜Ｃ３から構成されている。そ
して、トランジスタＴ６〜Ｔ８及び抵抗Ｒ６は、コンデ
ンサＣ３を充電する充電回路、トランジスタＴ９〜Ｔ１
１及び抵抗Ｒ７，Ｒ８は、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ
ｃの上限を制限するリミッタ回路、トランジスタＴ１２
〜Ｔ１６及び抵抗Ｒ９は、コンデンサＣ３を放電する放
電回路を構成する。

【００３４】まず充電回路を構成するトランジスタＴ
６，Ｔ７のベース・エミッタ間電圧を夫々ＶBE6，ＶBE7
とすると、トランジスタＴ７のエミッタ電圧ＶE7は、次
式で表される。 ＶE7＝Ｖａ−ＶBE6＋ＶBE7＝Ｖａ …（３） 従って、入力電圧ＶｉがLow レベルの時は、抵抗Ｒ６に
おける電圧降下は抵抗Ｒ１と同様に発生せず、トランジ
スタＴ７のコレクタ電流，即ち、コンデンサＣ３の充電
電流Ｉｋは流れない。一方、入力信号がHighレベルの時
は、抵抗Ｒ６には抵抗Ｒ１と同様に△Ｖの電圧降下が発
生するため、充電電流Ｉｋが流れ、これによりコンデン
サＣ３は充電される。この時の充電電流Ｉｋを次式に示
す。

【００３５】 Ｉｋ＝△Ｖ／Ｒ６＝（ＶCC−２ＶBE）・Ｒ１／（Ｒ５・Ｒ６） ＝（ＶCC−２ＶBE）／Ｒ５ …（４） 但し、Ｒ１＝Ｒ６とする。また、充電電流Ｉｋによって
定電流充電される時のコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃを
時間ｔの関数として表すと、次式のようになる。

【００３６】 Ｖｃ（ｔ）＝（Ｉｋ／Ｃ３）・ｔ ＝（Ｖcc−２ＶBE）／（Ｒ５・Ｃ３）・ｔ …（５） そして、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃが、抵抗Ｒ７，
Ｒ８により電源電圧Ｖccを分圧して得られる基準電圧Ｖ
２より高くなると、リミッタ回路を構成するトランジス
タＴ９が導通してトランジスタＴ７のコレクタ電流Ｉｋ
を吸い込む。その結果、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ
は、基準電圧Ｖ２より大きくなることがなく、上限が制
限される。この時の両端電圧Ｖｃ(max) は、次式で表さ
れる。

【００３７】 Ｖｃ(max)＝Ｖ２＝Ｖcc・Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８） …（６） 一方、放電回路は、充電回路と同様に、トランジスタＴ
１３のエミッタ電圧ＶE13 がトランジスタＴ２のコレク
タ電圧Ｖｂと等しくなる。従って、入力電圧ＶｉがHigh
レベルの時は、抵抗Ｒ９における電圧降下は抵抗Ｒ２と
同様に発生せず、トランジスタＴ１３のコレクタ電流Ｉ
C13 は流れない。一方、入力信号がLowレベルの時は、
抵抗Ｒ９には抵抗Ｒ２と同様に△Ｖの電圧降下が発生
し、（４）式と同様のコレクタ電流ＩC13 が流れる（但
しＲ２＝Ｒ９とする）。そして、トランジスタＴ１５，
Ｔ１６が構成するカレントミラー回路により、トランジ
スタＴ１６には、コレクタ電流ＩC13 に等しいコレクタ
電流，即ち放電電流Ｉｌが流れ、これによりコンデンサ
Ｃ３は放電される（なお、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ６＝Ｒ９の場
合、充電電流Ｉｋと放電電流Ｉｌとは等しい）。

【００３８】このように、ランプ波形発生回路３８によ
り、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃの波形は、立上がり
／立下がりが所定割合で増加／減少し、上限値が基準電
圧Ｖ２に制限されたランプ波形となる。なお、トランジ
スタＴ６，Ｔ１２のベースに接続されたコンデンサＣ
１，Ｃ２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２と共に積分回路を形成し、
電圧Ｖａ，Ｖｂが急激に変化することを防止するもので
あり、ランプ波形の立上がり、立下がりの変化を滑らか
にして、信号に含まれる高調波成分を削減するためのも
のである。

【００３９】次に、電圧・電流変換回路４０は、トラン
ジスタＴ１７〜Ｔ１９及び抵抗Ｒ１０から構成される。
ここで、トランジスタＴ１７，Ｔ１８のベース・エミッ
タ間電圧を夫々ＶBE17，ＶBE18とすると、トランジスタ
Ｔ１８のエミッタ電圧ＶE18は、次式で表される。

【００４０】 ＶE18＝Ｖｃ＋ＶBE17−ＶBE18＝Ｖｃ …（７） 従って、抵抗Ｒ１０の両端には、コンデンサＣ３の両端
電圧Ｖｃが印加され、これに応じて電流Ｉｅが流れる。 Ｉｅ＝Ｖｄ／Ｒ１０＝Ｖｃ／Ｒ１０ …（８） この電流Ｉｅの立上がり，立下がりにおける傾きは、
（５），（８）式に基づき次式にて表される。

【００４１】 ｄＩｅ／ｄｔ＝（Ｖcc−２ＶBE）／（Ｒ５・Ｒ１０・Ｃ３） …（９） 即ち、傾きは、抵抗Ｒ５，Ｒ１０及びコンデンサＣ３に
より決定される。また、この電流Ｉｅの上限値は、
（６），（８）式に基づき次式にて表される。 Ｉｅ(max)＝Ｖcc・Ｒ８／（（Ｒ７＋Ｒ８）・Ｒ１０） …（１０） 即ち、上限値は、抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ１０により決定さ
れる。

【００４２】次に、トランジスタＴ２０〜Ｔ２３から構
成されたベース電流発生回路４４、トランジスタＴ２
４，Ｔ２５から構成された補正回路４６、トランジスタ
Ｔ２６から構成された出力回路４２について説明する。
ここでは、説明を簡単にするために、トランジスタＴ２
０，Ｔ２６の直流増幅率をβ、トランジスタＴ１８，Ｔ
２１〜Ｔ２５の直流増幅率を∞（無限大）とする。また
各トランジスタＴｎのエミッタ電流をＩEn、コレクタ電
流をＩCn、ベース電流をＩBnとする。

【００４３】まず、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃに応
じて抵抗Ｒ１０に流れる電流Ｉｅは、トランジスタＴ２
０のエミッタ電流ＩE20 に等しく、またベース電流ＩB2
0 は、トランジスタＴ２１のコレクタ電流ＩC21 に等し
いので、電流Ｉｅは次式にて表される。

【００４４】 Ｉｅ＝ＩE20＝ＩB20・（１＋β） ＝ＩC21・（１＋β） …（１１） ここで、トランジスタＴ２２，Ｔ２３の増幅率がトラン
ジスタＴ２１の増幅率のｎ倍であるとすると、これらの
トランジスタＴ２１，Ｔ２２，Ｔ２３は、カレントミラ
ー回路を構成しているので、そのコレクタ電流ＩC21，
ＩC22，ＩC23 の関係は次式で表される。

【００４５】 Ｉｂ＝ＩC22＝ＩC23＝ｎ・ＩC21＝ｎ・Ｉｅ／（１＋β） …（１２） つまり、ベース電流発生回路４４は、出力回路４２と補
正回路４６に、同じ大きさの電流Ｉｂを供給する。そし
て、この電流Ｉｂが、出力回路４２では、トランジスタ
Ｔ２６のベース電流ＩB26 に等しくなるので、そのエミ
ッタ電流ＩE26 ，即ち、伝送線路Ｂ−を駆動する駆動電
流ＩB-は、次式にて表される。

【００４６】 ＩB-＝ＩE26＝ＩB26・（１＋β）＝Ｉｂ・（１＋β） ＝ｎ・Ｉｅ …（１３） 一方、補正回路４６では、ベース電流発生回路４４から
供給される電流Ｉｂが、トランジスタＴ２４のコレクタ
電流ＩC24 に等しく、またトランジスタＴ２４と共にカ
レントミラー回路を構成するトランジスタＴ２５のコレ
クタ電流ＩC25は、コレクタ電流ＩC24 （即ち電流Ｉ
ｂ）に等しい。つまり、補正回路４６は、トランジスタ
Ｔ２６のコレクタ側から、電流Ｉｂを吸い込む電流源と
して動作する。

【００４７】そして、伝送線路Ｂ＋を駆動する駆動電流
ＩB+は、トランジスタＴ２６のコレクタ電流ＩC26 と補
正回路４６に吸い込まれる電流ＩC25 を加算したもので
あり、また、コレクタ電流ＩC26 は、エミッタ電流ＩE2
6 からベース電流ＩB26 を差し引いたものであることか
ら、駆動電流ＩB+は、次式にて表される。

【００４８】 ＩB+＝ＩC26＋ＩC25＝（ＩE26−ＩB26）＋Ｉｂ＝ＩE26 ＝ｎ・Ｉｅ …（１４） なお、伝送線路Ｂ＋の駆動電流ＩB+は、当該バスドライ
バ３０に吸い込まれ、伝送線路Ｂ−の駆動電流ＩB-は、
当該バスドライバ３０から吐き出される。即ち、バスラ
イン２０の各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に流れる駆動電流ＩB
+，ＩB-は、その絶対値が等しく、流れる方向が逆にな
る。

【００４９】以上のように構成された、バスドライバ３
０においては、送信信号が入力されると、まず、波形整
形回路３６にて、図５（ａ）に示すような方形波に波形
整形された後、ランプ波形発生回路３８にて、図５
（ｂ）に示すようなランプ波形の電圧信号に変換され、
電圧・電流変換回路４０にて電流信号に変換された後、
ベース電流発生回路４４にて、図５（ｃ）に示すような
電流信号に応じた電流Ｉｂが生成される。なお、補正回
路４６が、伝送線路Ｂ＋が接続されたトランジスタＴ２
６のコレクタ側からトランジスタＴ２６のベース電流に
等しい電流Ｉｂを吸い込むため、出力回路４２に接続さ
れた伝送線路Ｂ＋，Ｂ−には、いずれにも、図５（ｃ）
及び（ｄ）にて示した電流ＩｂとトランジスタＴ２６コ
レクタ電流ＩC26 とを加算した電流が、駆動電流ＩB+，
ＩB-として流れる。

【００５０】その結果、各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に夫々接
続されたプルアップ抵抗Ｒpu，プルダウン抵抗Ｒpdによ
り、伝送線路Ｂ＋，Ｂ−上にて電圧が発生し、これらの
抵抗値が等しければ、図５（ｅ）に示すように、振幅が
等く、互いに位相が反転した電圧信号が伝送線路Ｂ＋，
Ｂ−を伝送されることになる。

【００５１】なお、図５では、図面を見やすくするため
に、ランプ波形発生回路３８のコンデンサＣ１，Ｃ２の
作用を無視して、波形の立上がり、立下がりが非連続的
に急激に変化するように示しているが、実際には、連続
的に変化するなめらかな波形となっている。

【００５２】以上説明したように、本実施例の車載ＬＡ
Ｎにおいて、各ＥＣＵに設けられたバスドライバ３０
は、バスライン２０を構成する伝送線路Ｂ＋，Ｂ−がエ
ミッタ，コレクタに夫々接続された単一のトランジスタ
Ｔ２６を備え、伝送線路Ｂ＋，Ｂ−をこの単一のトラン
ジスタＴ２６により同時に駆動することにより、伝送線
路Ｂ＋，Ｂ−間で電流値変化のずれ（位相差）が生じる
ことのないようにされている。

【００５３】しかも、補正回路４６により、トランジス
タＴ２６のコレクタ側からベース電流Ｉｂ分の電流を吸
い込むことにより、コレクタ側に接続された伝送線路Ｂ
＋に流れる電流が、エミッタ側に接続された伝送線路Ｂ
−に流れるエミッタ電流と等しい大きさになるようにさ
れている。

【００５４】従って、バスライン２０では、駆動電流Ｉ
B+，ＩB-の変化により、各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に発生す
る磁界は確実に相殺され、この磁界変化を原因とするバ
スライン２０からのラジオノイズの放射を確実に抑制で
きる。また、本実施例においては、送信信号の波形を、
方形波に比べて信号に含まれる高調波成分が少ないラン
プ波形に変換してバスライン２０に送出するようにされ
ており、更に、コンデンサＣ１，Ｃ２の作用により、ラ
ンプ波形の立上がり、立下がりの部分が非連続的に変化
することのないようにされ、即ち高調波成分が少なくな
るようにされている。

【００５５】従って、本実施例のバスドライバ３０によ
れば、信号に含まれる高調波成分を原因とするラジオノ
イズの放射も確実に抑制できる。なお、図６は、各伝送
路Ｂ＋，Ｂ−が一つのトランジスタＴ２６にて駆動され
る本実施例におけるバスドライバ３０と、各伝送線路Ｂ
＋，Ｂ−が別個のトランジスタにて駆動される従来のド
ライバとのＡＭ帯ラジオノイズを測定結果を示したもの
であり、本実施例のバスドライバ３０を用いた場合、変
調速度２５０Ｋ［Baud］の時におけるラジオノイズが、
従来装置の−１５ｄＢ（６分の１）に改善されているこ
とがわかる。

【００５６】このように本実施例のバスドライバ３０を
用いて、車載ＬＡＮシステムを構成することにより、バ
スライン２０からのラジオノイズの放射を著しく低減で
きるので、ノイズによる各種電子機器の誤動作を防止す
ることができ、信頼生の高いシステムを構築できる。

【００５７】なお上記実施例においては、伝送線路Ｂ
＋，Ｂ−が接続されるトランジスタＴ２６としてＮＰＮ
型トランジスタが使用されており、補正回路４６は、伝
送線路Ｂ＋，Ｂ−に流れる電流が、トランジスタＴ２６
のエミッタ電流に等しくなるように、トランジスタＴ２
６のコレクタ側からベース電流Ｉｂ分だけ電流を吸い込
むように構成されているが、伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に流れ
る電流がトランジスタＴ２６のコレクタ電流に等しくな
るように、エミッタ側からベース電流Ｉｂ分だけ電流を
吸い込むように構成してもよい。

【００５８】また、トランジスタＴ２６としてＰＮＰ型
トランジスタを用いてもよく、この場合、補正回路４６
は、トランジスタＴ２６のエミッタ側或はコレクタ側の
いずれかにベース電流Ｉｂ分の電流を供給するように構
成すればよい。次に、第２実施例について説明する。

【００５９】図７は、第２実施例のバスドライバ３０′
の詳細な構成を表す電気回路図である。本実施例のバス
ドライバ３０′は、第１実施例のバスドライバ３０にお
いて、トランジスタＴ１〜Ｔ２６を電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）Ｆ１〜Ｆ１９，Ｆ２１〜Ｆ２６に（即ち、
ＮＰＮ型トランジスタをＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴに、
ＰＮＰ型トランジスタをＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴに）
置き換えたものであり、図７中において、第１実施例に
対応する各ブロックには、番号に′（ダッシュ）を付し
ている。

【００６０】なお、波形整形回路３６′，ランプ波形発
生回路３８′，電圧・電流変換回路４０′，定電流回路
３０ａ′については、単にトランジスタが置き換えられ
ただけであり、第１実施例のバスドライバ３０と全く同
様に動作する。その結果、トランジスタＦ１８のドレイ
ンには、図１におけるトランジスタＴ１８のエミッタ電
流Ｉｅと同様なランプ波形の電流が流れる。

【００６１】次に、駆動電流発生回路４４′は、第１実
施例のベース電流発生回路４４においてトランジスタＴ
２０を省略したものであり、電圧・電流変換回路４０′
から出力される電流ＩｅがトランジスタＦ２１のドレイ
ン電流ＩD21 として流れるように構成されている。そし
て、トランジスタＦ２１は、トランジスタＦ２２，Ｆ２
３と共にカレントミラー回路を構成しているので、トラ
ンジスタＦ２２，Ｆ２３の増幅率がトランジスタＦ２１
の増幅率に等しいとすると、そのドレイン電流ＩD22，
ＩD23は、トランジスタＦ２１に流れるドレイン電流ＩD
21（＝Ｉｅ） と等しくなり、この電流Ｉｅが出力回路
４２′及び補正回路４６′に供給される。

【００６２】また、出力回路４２′は、ドレイン，ソー
スに夫々伝送線路Ｂ＋，Ｂ−が接続されたトランジスタ
Ｆ２６と、駆動電流発生回路４４′からの駆動電流Ｉｅ
をドレイン電流とし、トランジスタＦ２６と共にカレン
トミラー回路を構成するトランジスタＦ２７とにより構
成されている。

【００６３】従って、トランジスタＦ２６の増幅率が、
トランジスタＦ２７のＮ倍だとすると、トランジスタＦ
２６のドレイン電流ＩD26 は、Ｎ・Ｉｅとなる。また、
トランジスタＦ２６，Ｆ２７のソースは共通に接続され
ているので、トランジスタＦ２６のソースに接続された
伝送線路Ｂ−に流れる駆動電流ＩB-は、次式で表され
る。

【００６４】 ＩB-＝ＩD26＋ＩD27 ＝（Ｎ＋１）・Ｉｅ …（１５） 一方、トランジスタＦ２４，Ｆ２５からなる補正回路４
６′では、駆動電流発生回路４４′から供給される電流
Ｉｅが、トランジスタＦ２４のドレイン電流として流
れ、このトランジスタＦ２４と共にカレントミラー回路
を構成するトランジスタＦ２５は、トランジスタＦ２６
のドレイン側から、電流Ｉｅと同じ大きさの電流を吸い
込む電流源として動作する。

【００６５】その結果、トランジスタＦ２６のドレイン
に接続された伝送線路Ｂ＋を駆動する駆動電流ＩB+は、
トランジスタＦ２６のドレイン電流ＩD26（＝Ｎ・Ｉ
ｅ） と、補正回路４６′に吸い込まれる電流ＩD25（＝
Ｉｅ） を加算したものとなり、次式にて表される。

【００６６】 ＩB+＝（Ｎ＋１）・Ｉｅ …（１６） なお、伝送線路Ｂ＋の駆動電流ＩB+は、当該バスドライ
バ３０に吸い込まれ、伝送線路Ｂ−の駆動電流ＩB-は、
当該バスドライバ３０から吐き出される。即ち、バスラ
イン２０の各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−に流れる駆動電流ＩB
+，ＩB-は、その絶対値が等しく、流れる方向が逆にな
るので、第１実施例と同様の効果を得ることができる。

【００６７】また、本実施例では、補正回路４６′がト
ランジスタＦ２６のドレイン側から電流を吸い込むよう
に構成されているが、ソース側から電流を吸い込むよう
に構成してもよい。この場合、各伝送線路Ｂ＋，Ｂ−を
流れる駆動電流ＩB+，ＩB-は、Ｎ・Ｉｅとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 バスドライバの詳細構成を表す電気回路図で
ある。

【図２】 本実施例の車載用ＬＡＮの構成を表す概略構
成図である。

【図３】 車載用ＬＡＮを構成するＥＣＵの内部構成を
表すブロック図である。

【図４】 ＥＣＵにおけるバスドライバの概略構成を表
すブロック図である。

【図５】 バスドライバ各部の信号波形を表す説明図で
ある。

【図６】 ラジオノイズの測定値を表すグラフである。

【図７】 第２実施例のバスドライバの詳細構成を表す
電気回路図である。

【符号の説明】

１２…エンジンＥＣＵ １４…アンチスキッドＥＣＵ １６…サスペンションＥＣＵ １８…メータＥＣＵ
２０…バスライン ２２…マイクロコンピュータ ２４…出力処理回路
２６…入力処理回路 ２８…バスレシーバ ３０…バスドライバ ３２…
通信プロトコル制御部 ３４…電源回路 ３６…波形整形回路 ３８…ラン
プ波形発生回路 ４０…電圧・電流変換回路 ４２…出力回路 ４４
…ベース電流発生回路 ４６…補正回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 差動信号を伝送する一対の伝送線路を駆
   動するためのドライバ回路であって、 電流が入出力される一対の入出力端子，及び該入出力端
   子を流れる電流を制御するための制御端子からなる３端
   子の半導体素子を備え、該半導体素子の一対の入出力端
   子を上記一対の伝送線路に夫々接続してなる出力回路
   と、 外部から入力される送信信号の信号波形に応じて、上記
   半導体素子の制御端子に入力される駆動信号を生成する
   駆動回路と、 を備えたことを特徴とするドライバ回路。
2. 【請求項２】 上記出力回路は、上記半導体素子として
   コレクタ，エミッタが上記一対の伝送線路に夫々接続さ
   れたバイポーラ・トランジスタを備え、 上記駆動回路は、上記駆動信号として上記バイポーラ・
   トランジスタのベース電流を生成するように構成され、 更に、上記一対の伝送線路を介して上記バイポーラ・ト
   ランジスタに流入出する電流のいずれか一方を、上記ベ
   ース電流分だけ加算或は減算して、各伝送線路に流れる
   電流の大きさが等しくなるように補正する補正回路を設
   けたことを特徴とする請求項１に記載のドライバ回路。
3. 【請求項３】 上記出力回路は、上記半導体素子として
   ソース，ドレインが上記一対の伝送線路に夫々接続され
   た第１の電界効果トランジスタを備えると共に、ソース
   及びゲートが上記第１の電界効果トランジスタと共通に
   接続され、しかもゲートとドレインとが接続された第２
   の電界効果トランジスタを備え、 上記駆動回路は、上記駆動信号として上記第２の電界効
   果トランジスタにドレイン電流を供給することで、上記
   第１の電界効果トランジスタのゲート電圧を発生させる
   ように構成され、 更に、上記一対の伝送線路を介して上記第１の電界効果
   トランジスタに流入出する電流のいずれか一方を、上記
   第２の電界効果トランジスタを流れる電流分だけ加算或
   は減算して、各伝送線路に流れる電流値の大きさが等し
   くなるように補正する補正回路を設けたことを特徴とす
   る請求項１に記載のドライバ回路。
4. 【請求項４】 請求項１ないし請求項３のいずれかに記
   載のドライバ回路において、 上記送信信号は、２値信号であって、 上記駆動回路は、該２値信号の信号レベルに応じてコン
   デンサを充放電する充放電回路を有し、該コンデンサの
   両端電圧に基づいて上記駆動信号を生成することを特徴
   とするドライバ回路。
5. 【請求項５】 請求項４に記載のドライバ回路におい
   て、 上記駆動回路は、更に、上記充放電回路に入力される上
   記２値信号の立上がり及び立下がりを鈍らせる積分回路
   を有することを特徴とするドライバ回路。