JPH0833400A - Inverter apparatus - Google Patents
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- JPH0833400A JPH0833400A JP6167599A JP16759994A JPH0833400A JP H0833400 A JPH0833400 A JP H0833400A JP 6167599 A JP6167599 A JP 6167599A JP 16759994 A JP16759994 A JP 16759994A JP H0833400 A JPH0833400 A JP H0833400A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、すべり周波数形ベクト
ル制御を用いて誘導電動機を可変速制御するように構成
されたインバータ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device configured to perform variable speed control of an induction motor using slip frequency vector control.
【０００２】[0002]
【従来の技術】この種のインバータ装置の一例を図４に
示す。この図４に示すように、まず、トルク指令Ｔ*を
２次磁束指令φ2 *で割り算することにより、２次ｑ軸電
流指令−ｉ2qを算出する。そして、この２次ｑ軸電流指
令−ｉ2qを係数器によりＬ2／Ｍ倍してｑ軸電流指令ｉ
1qを求めるように構成されている。また、２次磁束指令
φ2 *を係数器により１／Ｍ倍することにより、ｄ軸電流
指令ｉ1dを求めるように構成されている。そして、２相
−３相座標変換器１は、これらｑ軸電流指令ｉ1q及びｄ
軸電流指令ｉ1dを受けると共に、ベクトル発振器である
例えば２相正弦波発振器２から出力される２相正弦波を
受けて、３相電流指令ｉu、ｉv、ｉwを算出して生成す
るように構成されている。上記２相−３相座標変換器１
において、３相電流指令ｉu、ｉv、ｉwを計算するため
の各計算式を次に示す。2. Description of the Related Art An example of this type of inverter device is shown in FIG. As shown in FIG. 4, first, the torque command T * is divided by the secondary magnetic flux command φ 2 * to calculate the secondary q-axis current command −i 2q . Then, this secondary q-axis current command −i 2q is multiplied by L 2 / M by the coefficient unit to generate the q-axis current command i.
It is configured to find 1q . Further, the secondary magnetic flux command φ 2 * is multiplied by 1 / M by a coefficient unit to obtain the d-axis current command i 1d . Then, the 2-phase to 3-phase coordinate converter 1 uses the q-axis current commands i 1q and d.
The three-phase current commands i u , iv , and i w are calculated and generated by receiving the axial current command i 1d and the two-phase sine wave output from the two-phase sine wave oscillator 2, which is a vector oscillator, for example. Is configured. The 2-phase to 3-phase coordinate converter 1
In, the respective calculation formulas for calculating the three-phase current commands iu , iv , and iw are shown below.
【０００３】[0003]
【数１】 [Equation 1]
【０００４】また、電流制御器３は、上記２相−３相座
標変換器１からの３相電流指令ｉu、ｉv、ｉwとモータ
電流フィードバックＦｉｕ、Ｆｉｖ、Ｆｉｗとの各偏差
を増幅して出力するように構成されている。そして、電
力変換器４は、電流制御器２から出力される３相の増幅
値をそれぞれ電力増幅して誘導電動機５のＵ、Ｖ、Ｗ相
へ供給するように構成されており、もって、誘導電動機
５のモータ電流を制御する構成となっている。[0004] The current controller 3, amplify each deviation of 3-phase current command i u, i v, and i w motor current feedback Fiu, Fiv, and Fiw from the 2-phase three-phase coordinate converter 1 It is configured to output. Then, the power converter 4 is configured to power-amplify the amplified values of the three phases output from the current controller 2 and supply the amplified values to the U, V, and W phases of the induction motor 5, respectively. The motor current of the electric motor 5 is controlled.
【０００５】ここで、２次磁束指令φ2 *と２次ｑ軸電流
指令−ｉ2qと２次抵抗Ｒ2とから、すべり周波数ｗsが算
出して求められる。また、誘導電動機５の回転速度を検
出する回転センサ６から出力される回転速度に、誘導電
動機５の極対数を乗ずることにより、現在の回転速度ｗ
rが算出される。そして、上記すべり周波数ｗsに上記速
度ｗrを加算することにより、２相正弦波発振器２の入
力ｗ0が算出されるようになっている。Here, the slip frequency w s is calculated and obtained from the secondary magnetic flux command φ 2 * , the secondary q-axis current command −i 2q and the secondary resistance R 2 . Further, the current rotation speed w is obtained by multiplying the rotation speed output from the rotation sensor 6 that detects the rotation speed of the induction motor 5 by the number of pole pairs of the induction motor 5.
r is calculated. Then, the input w 0 of the two-phase sine wave oscillator 2 is calculated by adding the velocity w r to the slip frequency w s .
【０００６】上述した構成のすべり周波数形ベクトル制
御は、すべり周波数を演算することにより実際の２次磁
束の座標を推定している。このすべり周波数の演算は制
御回路内に設定されたモータ定数を用いており、このモ
ータ定数に誤差が必ず含まれているので、すべり周波数
の演算にも誤差が伴ってしまう。特に、２次漏れインダ
クタンスＬ2と２次抵抗Ｒ2の誤差により過渡現象が発生
する。次に示す式は、２次磁束Φ2と励磁電流ｉ1dとの
関係を示している。 Φ2＝［Ｍ／｛１＋（Ｌ2／Ｒ2）Ｓ｝］ｉ1d （５） 但し、Ｍ：モータ相互インダクタンス、Ｓ：ラプラス演
算子である。In the slip frequency vector control having the above-mentioned configuration, the coordinates of the actual secondary magnetic flux are estimated by calculating the slip frequency. The calculation of the slip frequency uses the motor constant set in the control circuit, and since the motor constant always includes an error, the calculation of the slip frequency also involves an error. In particular, a transient phenomenon occurs due to an error between the secondary leakage inductance L 2 and the secondary resistance R 2 . The following formula shows the relationship between the secondary magnetic flux Φ 2 and the exciting current i 1d . Φ 2 = [M / {1+ (L 2 / R 2 ) S}] i 1d (5) where M: motor mutual inductance, S: Laplace operator.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】上記従来構成では、制
御に用いる２次漏れインダクタンスＬ2及び２次抵抗Ｒ2
の値（具体的には、Ｌ2／Ｒ2の時定数）が、実際の値と
大きくずれていると過渡現象が発生し、トルク制御で用
いた場合、大きなオーバーシュートが発生してしまうと
いう問題点があった。具体的には、２次漏れインダクタ
ンスＬ2及び２次抵抗Ｒ2の値が実際の値と合っている場
合のトルク応答を図５（ａ）に示し、一方、２次抵抗Ｒ
2の値を小さめに設定した場合のトルク応答を図５
（ｂ）に示す。この図５（ｂ）から明らかなように、２
次抵抗Ｒ2の値が実際の値と合っていないと、大きなオ
ーバーシュートが発生することがわかる。In the above conventional configuration, the secondary leakage inductance L 2 and the secondary resistance R 2 used for control are used.
When the value of (specifically, the time constant of L 2 / R 2 ) deviates greatly from the actual value, a transient phenomenon occurs, and when used in torque control, a large overshoot occurs. There was a problem. Specifically, the torque response when the values of the secondary leakage inductance L 2 and the secondary resistance R 2 match the actual values is shown in FIG. 5A, while the secondary resistance R 2
Fig. 5 shows the torque response when the value of 2 is set small.
It shows in (b). As is clear from FIG. 5B, 2
It can be seen that a large overshoot occurs when the value of the next resistance R 2 does not match the actual value.
【０００８】このようなオーバーシュートを改善するた
めには、２次漏れインダクタンスＬ2や２次抵抗Ｒ2等の
パラメータ調整を行えば良いが、このパラメータ調整を
行うと、トルク特性が大きく変化してしまう。このた
め、上記パラメータ調整は、現地調整等で簡単に調整で
きるものではなく、実際には、オーバーシュートを改善
することは困難であった。In order to improve such an overshoot, the parameters such as the secondary leakage inductance L 2 and the secondary resistance R 2 may be adjusted. However, if this parameter adjustment is performed, the torque characteristic changes greatly. Will end up. For this reason, the above parameter adjustment cannot be easily adjusted by on-site adjustment or the like, and it is actually difficult to improve overshoot.
【０００９】そこで、本発明の目的は、誘導電動機をす
べり周波数形ベクトル制御を用いてトルク制御する場合
に、大きなオーバーシュートの発生を容易に防止するこ
とができるインバータ装置を提供するにある。Therefore, an object of the present invention is to provide an inverter device which can easily prevent a large overshoot from occurring when torque control is performed on an induction motor using slip frequency vector control.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、誘導電動機の回転周波数を検出し、この回転周波数
検出値に誘導電動機の極対数を乗ずることによりすべり
分を除いた現在のモータ電流周波数を算出し、このモー
タ電流周波数に、トルク指令、磁束指令及び２次抵抗か
ら求めたすべり周波数を加算して電流周波数指令を作成
し、この電流周波数指令に基づいてベクトル制御するこ
とにより誘導電動機を可変速制御するように構成されて
成るすべり周波数形ベクトル制御を用いたインバータ装
置において、前記電流周波数指令からトルク指令の変化
に応じた周波数分だけ減じるための周波数補正手段を設
けたところに特徴を有する。The inverter device of the present invention detects the rotation frequency of an induction motor, and multiplies the detected rotation frequency by the number of pole pairs of the induction motor to remove the slip current from the current motor current frequency. Is calculated, the slip frequency obtained from the torque command, the magnetic flux command and the secondary resistance is added to this motor current frequency to create a current frequency command, and the induction motor is controlled by vector control based on this current frequency command. In an inverter device using a slip frequency type vector control configured to perform variable speed control, a characteristic is that a frequency correction unit for reducing the current frequency command by a frequency corresponding to a change in a torque command is provided. Have.
【００１１】この場合、上記周波数補正手段に代えて、
前記すべり周波数からトルク指令の変化に応じた周波数
分だけ減じるためのすべり周波数補正手段を設ける構成
とすることも好ましい。また、上記すべり周波数補正手
段に代えて、前記トルク指令の急激な変化を抑制するた
めのトルク指令抑制手段を設ける構成とすることが考え
られる。In this case, instead of the frequency correction means,
It is also preferable that a slip frequency correcting means for reducing the slip frequency by a frequency corresponding to a change in the torque command is provided. Further, it is conceivable that instead of the slip frequency correcting means, a torque command suppressing means for suppressing a sudden change in the torque command is provided.
【００１２】[0012]
【作用】上記手段によれば、周波数補正手段により電流
周波数指令からトルク指令の変化に応じた周波数分だけ
減じるようにし、トルク指令が変化した瞬間、誘導電動
機へ流す電流位相を遅らす構成としたので、トルクのオ
ーバーシュートの発生を容易に防止することができる。
この場合、周波数補正手段に代えてすべり周波数補正手
段により、すべり周波数からトルク指令の変化に応じた
周波数分だけ減じる構成としても、同じ効果を得ること
が可能である。また、すべり周波数補正手段に代えてト
ルク指令抑制手段により、トルク指令の急激な変化を抑
制するように構成しても、トルクのオーバーシュートの
発生を容易に防止することが可能である。According to the above means, the frequency correction means reduces the current frequency command by the frequency corresponding to the change of the torque command, and the current phase to be passed to the induction motor is delayed at the moment when the torque command changes. It is possible to easily prevent the occurrence of torque overshoot.
In this case, the same effect can be obtained even if the slip frequency correcting means is used instead of the frequency correcting means to reduce the slip frequency by the frequency corresponding to the change in the torque command. Further, even if the torque command suppressing unit is used instead of the slip frequency correcting unit to suppress a rapid change in the torque command, it is possible to easily prevent the overshoot of the torque.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の第１の実施例について図１を
参照しながら説明する。尚、図１において、従来構成
（図４参照）と同一部分には同一符号を付している。即
ち、トルク指令Ｔ*を２次磁束指令φ2 *で割り算するこ
とにより、２次ｑ軸電流指令−ｉ2qを算出し、この２次
ｑ軸電流指令−ｉ2qを係数器によりＬ2／Ｍ倍してトル
ク成分であるｑ軸電流指令ｉ1qを求める構成となってい
る。また、２次磁束指令φ2 *を係数器により１／Ｍ倍す
ることにより、ｄ軸電流指令ｉ1dを求める構成となって
いる。そして、２相−３相座標変換器１は、ｑ軸電流指
令ｉ1q及びｄ軸電流指令ｉ1d、並びに、２相正弦波発振
器２から出力される２相正弦波を受けて、上記ｉ1q及び
ｉ1dを（前記式（１）、（２）、（３）、（４）に従っ
て）２相−３相変換することにより、３相電流指令
ｉu、ｉv、ｉwを算出して生成するように構成されてい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. In FIG. 1, the same parts as those in the conventional configuration (see FIG. 4) are designated by the same reference numerals. That is, the secondary q-axis current command −i 2q is calculated by dividing the torque command T * by the secondary magnetic flux command φ 2 * , and this secondary q-axis current command −i 2q is L 2 / The configuration is such that the q-axis current command i 1q which is the torque component is obtained by multiplying by M. Further, the d-axis current command i 1d is obtained by multiplying the secondary magnetic flux command φ 2 * by 1 / M using a coefficient unit. The 2-phase to 3-phase coordinate converter 1 receives the q-axis current command i 1q and the d-axis current command i 1d , and the 2-phase sine wave output from the 2-phase sine wave oscillator 2, and receives the i 1q. and i 1d (formula (1), (2), (3), (according to 4)) by converting two-phase three-phase, 3-phase current command i u, i v, and calculates the i w It is configured to generate.
【００１４】また、電流制御器３は、上記２相−３相座
標変換器１からの３相電流指令ｉu、ｉv、ｉwとモータ
電流フィードバックＦｉｕ、Ｆｉｖ、Ｆｉｗとの各偏差
を増幅して出力するように構成されている。そして、電
力変換器４は、電流制御器２から出力される３相の増幅
値（３相指令値）をそれぞれ電力増幅して誘導電動機５
のＵ、Ｖ、Ｗ相へ供給するように構成されている。[0014] The current controller 3, amplify each deviation of 3-phase current command i u, i v, and i w motor current feedback Fiu, Fiv, and Fiw from the 2-phase three-phase coordinate converter 1 It is configured to output. Then, the power converter 4 power-amplifies the three-phase amplification value (three-phase command value) output from the current controller 2 to induce the induction motor 5.
Are configured to be supplied to the U, V, and W phases.
【００１５】更に、２次磁束指令φ2 *と２次ｑ軸電流指
令−ｉ2qと２次抵抗Ｒ2とから、すべり周波数ｗsが算出
して求められる構成となっている。また、誘導電動機５
の回転速度を検出する回転センサ６は、誘導電動機５の
回転周波数検出値を出力するように構成されている。こ
の回転センサ６から出力される回転周波数検出値（回転
速度）に、誘導電動機５の極対数を乗ずることにより、
現在の回転速度ｗrが算出されるようになっている。こ
の現在の回転速度ｗrは、すべり分を除いた現在のモー
タ電流周波数である。そして、上記すべり周波数ｗsに
上記現在の回転速度ｗrを加算することにより、電流周
波数指令として例えば２次磁束周波数指令ｗ0が算出さ
れるように構成されている。Further, the slip frequency w s is calculated and obtained from the secondary magnetic flux command φ 2 * , the secondary q-axis current command −i 2q and the secondary resistance R 2 . In addition, the induction motor 5
The rotation sensor 6 that detects the rotation speed of is configured to output the rotation frequency detection value of the induction motor 5. By multiplying the rotation frequency detection value (rotation speed) output from the rotation sensor 6 by the number of pole pairs of the induction motor 5,
The current rotation speed w r is calculated. This current rotation speed w r is the current motor current frequency excluding the slip. Then, by adding the current rotational speed w r to the slip frequency w s , for example, the secondary magnetic flux frequency command w 0 is calculated as the current frequency command.
【００１６】ここで、上記２次磁束周波数指令ｗ0（電
流周波数指令）からトルク指令Ｔ*の変化に応じた周波
数分だけ減じるための周波数補正手段として例えば周波
数補償器７が設けられている。この周波数補償器７は、
トルク指令Ｔ*の変化に応じた周波数分だけ減じるため
の補償周波数ｗdを次の式に従って算出する。Here, for example, a frequency compensator 7 is provided as frequency correction means for reducing the secondary magnetic flux frequency command w 0 (current frequency command) by a frequency corresponding to the change of the torque command T * . This frequency compensator 7
The compensation frequency w d for reducing the frequency component according to the change of the torque command T * is calculated according to the following formula.
【００１７】 ｗd＝ｋ（Ｓ／（１＋τＳ））Ｔ* （６） 但し、Ｓ：ラプラス演算子、τ：時定数、ｋ：係数であ
る。そして、上記式（６）により算出して求めた補償周
波数ｗdを２次磁束周波数指令ｗ0から減じた角速度ｗ0
´を前記２相正弦波発振器２へ入力として与えるように
構成されている。W d = k (S / (1 + τS)) T * (6) where S is a Laplace operator, τ is a time constant, and k is a coefficient. Then, the angular velocity w 0 obtained by subtracting the compensation frequency w d obtained by calculating the above equation (6) from the secondary flux frequency command w 0
′ Is provided as an input to the two-phase sinusoidal oscillator 2.
【００１８】このような構成の本実施例によれば、周波
数補償器７によって、２次磁束周波数指令ｗ0（電流周
波数指令）からトルク指令Ｔ*の変化に応じた周波数
分、具体的には、補償周波数ｗdだけ減じた角速度ｗ0´
を２相正弦波発振器２へ入力として与えるように構成し
た。これにより、トルク指令Ｔ*が変化した瞬間、誘導
電動機５へ流す電流指令位相を遅らせる構成となるか
ら、誘導電動機５に発生するトルクが抑制されるように
なり、２次漏れインダクタンスＬ2と２次抵抗Ｒ2の誤差
があっても、トルクのオーバーシュートの発生を防止す
ることができる。この場合、具体的には、式（６）にお
ける時定数τを、式（５）における時定数Ｌ2／Ｒ2に合
わせる調整を行う必要があるが、この調整は、現場にて
実際のトルク応答を見ながら時定数τを調整すれば良
く、簡単な調整作業である。特に、この場合、式（６）
のパラメータｋを調整するだけで済むから、ベクトル制
御の基本パラメータを調整する必要がないので、大幅に
簡単な調整作業となる。また、このパラメータｋは、定
常トルク特性に影響を与えないものであるので、再度ト
ルク特性を測定する必要もないものである。According to this embodiment having such a configuration, the frequency compensator 7 causes the frequency corresponding to the change of the secondary magnetic flux frequency command w 0 (current frequency command) to the torque command T * , specifically, the frequency component. , Angular velocity w 0 ′ reduced by the compensation frequency w d
Is provided as an input to the two-phase sine wave oscillator 2. As a result, since the current command phase to be passed to the induction motor 5 is delayed at the moment when the torque command T * changes, the torque generated in the induction motor 5 is suppressed and the secondary leakage inductances L 2 and 2 Even if there is an error in the next resistance R 2 , the occurrence of torque overshoot can be prevented. In this case, specifically, it is necessary to adjust the time constant τ in the expression (6) to the time constant L 2 / R 2 in the expression (5). The time constant τ can be adjusted while watching the response, which is a simple adjustment work. In particular, in this case, equation (6)
Since it suffices to adjust the parameter k of the above, it is not necessary to adjust the basic parameter of the vector control, so that the adjustment work is considerably simple. Further, since this parameter k does not affect the steady torque characteristic, it is not necessary to measure the torque characteristic again.
【００１９】図２は本発明の第２の実施例を示すもので
あり、第１の実施例と異なるところを説明する。尚、図
２において、第１の実施例（図１参照）と同一部分には
同一符号を付している。この第２の実施例では、周波数
補償器７に代えてすべり周波数補正手段として例えばす
べり周波数補償器８を設ける構成となっている。このす
べり周波数補償器８は、すべり周波数ｗsからトルク指
令Ｔ*の変化に応じた周波数分、具体的には、補償すべ
り周波数指令ｗsdだけ減じてすべり周波数ｗs´を算出
するものである。このすべり周波数ｗs´に現在の回転
速度ｗrを加算することにより、２次磁束周波数指令ｗ0
を算出し、これを２相正弦波発振器２へ入力として与え
るように構成されている。尚、すべり周波数補償器８に
おいて、補償すべり周波数指令ｗsdを算出する式は、前
記式（６）とほぼ同様な計算式である。この第２の実施
例の場合も、トルク指令Ｔ*が変化した瞬間、誘導電動
機５へ流す電流指令位相を遅らせる構成となるから、第
１の実施例とほぼ同じ作用効果を得ることが可能であ
る。FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention, and the difference from the first embodiment will be described. In FIG. 2, the same parts as those in the first embodiment (see FIG. 1) are designated by the same reference numerals. In the second embodiment, instead of the frequency compensator 7, for example, a slip frequency compensator 8 is provided as a slip frequency correcting means. The slip frequency compensator 8, the frequency component corresponding to a change of the torque command T * from the slip frequency w s, specifically, it calculates a frequency w s' slip reduced by compensating the slip frequency command w sd . By adding the current rotation speed w r to this slip frequency w s ′, the secondary magnetic flux frequency command w 0
Is calculated and given to the two-phase sine wave oscillator 2 as an input. The formula for calculating the compensation slip frequency command w sd in the slip frequency compensator 8 is almost the same as the formula (6). Also in the case of the second embodiment, since the phase of the current command to be passed to the induction motor 5 is delayed at the moment when the torque command T * changes, it is possible to obtain substantially the same effect as the first embodiment. is there.
【００２０】図３は本発明の第３の実施例を示すもので
あり、第１の実施例と異なるところを説明する。尚、図
３において、第１の実施例（図１参照）と同一部分には
同一符号を付している。この第３の実施例では、すべり
周波数補償器７に代えてトルク指令抑制手段として例え
ばトルク指令フィルタ９を設けるように構成されてい
る。このトルク指令フィルタ９は、トルク指令Ｔ*の急
激な変化を抑制する機能を有している。従って、第３の
実施例の場合も、トルク指令Ｔ*が変化した瞬間、トル
ク指令フィルタ９によりトルク指令Ｔ*の急激な変化を
抑制することが可能となるから、トルクのオーバーシュ
ートの発生を容易に防止することが可能である。FIG. 3 shows a third embodiment of the present invention, and the difference from the first embodiment will be described. In FIG. 3, the same parts as those in the first embodiment (see FIG. 1) are designated by the same reference numerals. In the third embodiment, instead of the slip frequency compensator 7, for example, a torque command filter 9 is provided as torque command suppressing means. The torque command filter 9 has a function of suppressing a sudden change in the torque command T * . Therefore, even in the third embodiment, the moment the torque command T * has changed, because it is possible to suppress an abrupt change of the torque command T * by a torque command filter 9, the overshoot torque It can be easily prevented.
【００２１】[0021]
【発明の効果】本発明は以上の説明から明らかなよう
に、すべり周波数形ベクトル制御を用いたインバータ装
置において、電流周波数指令からトルク指令の変化に応
じた周波数分だけ減じるための周波数補正手段を設ける
構成としたので、誘導電動機をトルク制御する場合に、
大きなオーバーシュートの発生を容易に防止することが
できるという優れた効果を奏する。As is apparent from the above description, the present invention provides frequency correction means for reducing the current frequency command by the frequency corresponding to the change in the torque command in the inverter device using the slip frequency vector control. Since the configuration is provided, when controlling the torque of the induction motor,
It has an excellent effect that a large overshoot can be easily prevented.
【００２２】この構成の場合、周波数補正手段に代えて
すべり周波数補正手段により、すべり周波数からトルク
指令の変化に応じた周波数分だけ減じる構成としても、
同じ効果を得ることが可能である。また、すべり周波数
補正手段に代えてトルク指令抑制手段により、トルク指
令の急激な変化を抑制するように構成しても、トルクの
オーバーシュートの発生を容易に防止することができ
る。In the case of this configuration, the slip frequency correcting means may be used instead of the frequency correcting means to reduce the slip frequency by the frequency corresponding to the change in the torque command.
It is possible to get the same effect. Further, even if the torque command suppressing unit is used instead of the slip frequency correcting unit to suppress a rapid change in the torque command, the occurrence of torque overshoot can be easily prevented.
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第３の実施例を示すブロック図FIG. 3 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図４】従来構成を示す図１相当図FIG. 4 is a diagram corresponding to FIG. 1 showing a conventional configuration.
【図５】（ａ）はトルクと時間の関係を示すグラフ、
（ｂ）はオーバーシュートが発生した場合のトルクと時
間の関係を示すグラフFIG. 5 (a) is a graph showing the relationship between torque and time,
(B) is a graph showing the relationship between torque and time when overshoot occurs
【符号の説明】 １は２相−３相座標変換器、２は２相正弦波発振器、３
は電流制御器、４は電力変換器、５は誘導電動機、６は
回転センサ、７は周波数補償器（周波数補正手段）、８
はすべり周波数補償器（すべり周波数補正手段）、９は
トルク指令フィルタ（トルク指令抑制手段）を示す。[Explanation of Codes] 1 is a 2-phase to 3-phase coordinate converter, 2 is a 2-phase sine wave oscillator, 3
Is a current controller, 4 is a power converter, 5 is an induction motor, 6 is a rotation sensor, 7 is a frequency compensator (frequency correcting means), 8
Reference numeral 9 denotes a slip frequency compensator (slip frequency correcting means), and 9 denotes a torque command filter (torque command suppressing means).
Claims (3)
回転周波数検出値に誘導電動機の極対数を乗ずることに
よりすべり分を除いた現在のモータ電流周波数を算出
し、このモータ電流周波数に、トルク指令、磁束指令及
び２次抵抗から求めたすべり周波数を加算して電流周波
数指令を作成し、この電流周波数指令に基づいてベクト
ル制御することにより誘導電動機を可変速制御するよう
に構成されて成るすべり周波数形ベクトル制御を用いた
インバータ装置において、 前記電流周波数指令からトルク指令の変化に応じた周波
数分だけ減じるための周波数補正手段を設けたことを特
徴とするインバータ装置。1. A rotation frequency of an induction motor is detected, and a current motor current frequency excluding slips is calculated by multiplying the detected rotation frequency by the number of pole pairs of the induction motor. Slip configured to perform variable speed control of the induction motor by adding the slip frequency calculated from the command, the magnetic flux command and the secondary resistance to create a current frequency command, and performing vector control based on this current frequency command. An inverter device using frequency type vector control, characterized in that frequency correction means for reducing the current frequency command by a frequency corresponding to a change in a torque command is provided.
回転周波数検出値に誘導電動機の極対数を乗ずることに
よりすべり分を除いた現在のモータ電流周波数を算出
し、このモータ電流周波数に、トルク指令、磁束指令及
び２次抵抗から求めたすべり周波数を加算して電流周波
数指令を作成し、この電流周波数指令に基づいてベクト
ル制御することにより誘導電動機を可変速制御するよう
に構成されて成るすべり周波数形ベクトル制御を用いた
インバータ装置において、 前記すべり周波数からトルク指令の変化に応じた周波数
分だけ減じるためのすべり周波数補正手段を設けたこと
を特徴とするインバータ装置。2. A rotation frequency of the induction motor is detected, and the detected rotation frequency is multiplied by the number of pole pairs of the induction motor to calculate a current motor current frequency excluding slips. Slip configured to perform variable speed control of the induction motor by adding the slip frequency calculated from the command, the magnetic flux command and the secondary resistance to create a current frequency command, and performing vector control based on this current frequency command. An inverter device using frequency-type vector control, comprising: a slip frequency correction means for reducing the slip frequency by a frequency corresponding to a change in a torque command.
回転周波数検出値に誘導電動機の極対数を乗ずることに
よりすべり分を除いた現在のモータ電流周波数を算出
し、このモータ電流周波数に、トルク指令、磁束指令及
び２次抵抗から求めたすべり周波数を加算して電流周波
数指令を作成し、この電流周波数指令に基づいてベクト
ル制御することにより誘導電動機を可変速制御するよう
に構成されて成るすべり周波数形ベクトル制御を用いた
インバータ装置において、 前記トルク指令の急激な変化を抑制するためのトルク指
令抑制手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。3. A rotation frequency of the induction motor is detected, and a current motor current frequency excluding slip is calculated by multiplying the rotation frequency detection value by the number of pole pairs of the induction motor. Slip configured to perform variable speed control of the induction motor by adding the slip frequency calculated from the command, the magnetic flux command and the secondary resistance to create a current frequency command, and performing vector control based on this current frequency command. An inverter device using frequency type vector control, characterized in that a torque command suppressing means for suppressing a sudden change in the torque command is provided.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6167599A JPH0833400A (en) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | Inverter apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6167599A JPH0833400A (en) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | Inverter apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0833400A true JPH0833400A (en) | 1996-02-02 |
Family
ID=15852763
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6167599A Pending JPH0833400A (en) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | Inverter apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833400A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6057664A (en) * | 1998-08-26 | 2000-05-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor driving control unit and motor driving control method |
-
1994
- 1994-07-20 JP JP6167599A patent/JPH0833400A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6057664A (en) * | 1998-08-26 | 2000-05-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor driving control unit and motor driving control method |
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