JPH0832182B2 - Power supply - Google Patents
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- JPH0832182B2 JPH0832182B2 JP2293540A JP29354090A JPH0832182B2 JP H0832182 B2 JPH0832182 B2 JP H0832182B2 JP 2293540 A JP2293540 A JP 2293540A JP 29354090 A JP29354090 A JP 29354090A JP H0832182 B2 JPH0832182 B2 JP H0832182B2
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Description
【発明の詳細な説明】 《産業上の利用分野》 この発明は、交流電源から安定な直流電源をつくるス
イッチング方式の電源装置（AC/DCコンバータ）に関
し、特に、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ波形でほぼ
同位相で変化するように動作させる力率改善方式の電源
装置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a switching type power supply device (AC / DC converter) that produces a stable DC power supply from an AC power supply, and in particular, an input voltage and an input current are almost the same. The present invention relates to a power factor correction type power supply device that operates so as to change with substantially the same phase with the same waveform.
《従来の技術》 力率改善方式の電源装置として第３図に示す構成が知
られている。これは、交流電源を全波整流する整流回路
10の出力を昇圧形チョッパ回路に加えて安定な直流出力
を得るものである。<< Prior Art >> A configuration shown in FIG. 3 is known as a power factor improving power supply device. This is a rectifier circuit that full-wave rectifies the AC power supply.
The output of 10 is added to the boost chopper circuit to obtain a stable DC output.
チョッパ回路はよく知られた構成で、以下のように交
流電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動されるス
イッチング素子Q1と、このスイッチング素子Q1とともに
整流回路10の出力間に直列接続されたインダクタL1と、
スイッチング素子Q1のオフ時にインダクタL1を通して電
流が流れるようにスイッチング素子Q1の両端に直列接続
されたダイオードD1とコンデンサC1とからなる。コンデ
ンサC1は相当大きな容量があり、これの両端から平滑化
され電圧安定化された直流出力が取り出される。なお、
入力側のコンデンサ18は高周波リップルを吸収するため
の小容量のコンデンサで、本装置に必須のものではな
い。The chopper circuit has a well-known configuration and includes a switching element Q1 that is turned on / off at a frequency sufficiently higher than that of an AC power supply, and an inductor connected in series between the output of the rectifier circuit 10 together with this switching element Q1. L1 and
It is composed of a diode D1 and a capacitor C1 which are connected in series at both ends of the switching element Q1 so that a current flows through the inductor L1 when the switching element Q1 is turned off. The capacitor C1 has a considerably large capacity, and a smoothed and voltage-stabilized DC output is taken out from both ends of the capacitor C1. In addition,
The input-side capacitor 18 is a small-capacity capacitor for absorbing high-frequency ripple, and is not essential to this device.
チョッパ回路の出力電圧V2の基準電圧Vsに対する誤差
が誤差増幅器11で検出され、誤差信号ΔＶが乗算器12の
一方の入力となる。また乗算器12にはチョッパ回路の入
力電圧V1（交流入力の全波整流波形）が入力され、乗算
器12からはチョッパ回路の入力電圧V1と同位相の全波整
流波形で、かつチョッパ回路の出力電圧V2の誤差分ΔＶ
に対応した振幅のしきい値信号S0が出力される。The error of the output voltage V2 of the chopper circuit with respect to the reference voltage Vs is detected by the error amplifier 11, and the error signal ΔV becomes one input of the multiplier 12. Further, the input voltage V1 of the chopper circuit (full-wave rectified waveform of AC input) is input to the multiplier 12, and the multiplier 12 has a full-wave rectified waveform of the same phase as the input voltage V1 of the chopper circuit and of the chopper circuit. Error of output voltage V2 ΔV
A threshold signal S 0 having an amplitude corresponding to is output.
チョッパ回路のスイッチング素子Q1を流れる電流の瞬
時値はシャント抵抗R1でもって検出され、その電流検出
信号S1と前記しきい値信号S0とが比較器13でもって比較
される。スイッチング素子Q1がオンするとインダクタL1
を通してスイッチング素子Q1に流れる電流が徐々に増加
するが、電流検出信号S1がしきい値信号S0のレベルに達
したとき比較器13の出力がＨレベルに反転し、この信号
によってフリップフロップ14がリセットされる。The instantaneous value of the current flowing through the switching element Q1 of the chopper circuit is detected by the shunt resistor R1, and the current detection signal S1 and the threshold value signal S 0 are compared by the comparator 13. When switching element Q1 turns on, inductor L1
The current flowing through the switching element Q1 gradually increases through, but when the current detection signal S1 reaches the level of the threshold signal S 0 , the output of the comparator 13 is inverted to H level, and this signal causes the flip-flop 14 to Will be reset.
フリップフロップ14のＱ出力がＨレベルになるとドラ
イバ15を介してスイッチング素子Q1がオン駆動されるよ
うになっている。したがってスイッチング素子Q1を流れ
る電流が前記しきい値信号S0のレベルに達したときフリ
ップフロップ14がリセットされ、その結果スイッチング
素子Q1がオフになる。When the Q output of the flip-flop 14 becomes H level, the switching element Q1 is turned on through the driver 15. Therefore, when the current flowing through the switching element Q1 reaches the level of the threshold value signal S 0 , the flip-flop 14 is reset, and as a result, the switching element Q1 is turned off.
スイッチング素子Q1がオフになると、第４図に示すよ
うにインダクタL1からダイオードD1を通して出力側に流
れる電流が徐々に減少する。インダクタL1には図のよう
に電流検出用の二次巻線16が付設されており、インダク
タL1を流れる電流がゼロになったなら前記フリップフロ
ップ14をセットする構成になっている。When the switching element Q1 is turned off, the current flowing from the inductor L1 to the output side through the diode D1 gradually decreases as shown in FIG. A secondary winding 16 for current detection is attached to the inductor L1 as shown in the figure, and the flip-flop 14 is set when the current flowing through the inductor L1 becomes zero.
つまりインダクタL1を流れる電流が減少してゼロにな
るとスイッチング素子Q1がオンになり、インダクタL1お
よびスイッチング素子Q1を流れる電流が徐々に増加し、
その電流がしきい値信号S0のレベルに達するとスイッチ
ング素子Q1がオフとなり、インダクタL1を流れる電流が
徐々に減少する。以上の動作を繰り返すことで第４図に
示すように、スイッチング素子Q1が交流電源より充分高
い周波数でオン・オフ駆動され、インダクタL1を流れる
電流の包絡線がしきい値信号S0（全波整流波形）に一致
するように制御がなされる。このため、チョッパ回路の
入力電流の波形がその入力電圧の波形に追従して変化す
る。That is, when the current flowing through the inductor L1 decreases to zero, the switching element Q1 turns on, and the current flowing through the inductor L1 and the switching element Q1 gradually increases,
When the current reaches the level of the threshold signal S 0, the switching element Q1 is turned off and the current flowing through the inductor L1 gradually decreases. By repeating the above operation, as shown in FIG. 4, the switching element Q1 is driven on / off at a frequency sufficiently higher than that of the AC power source, and the envelope of the current flowing through the inductor L1 becomes the threshold signal S 0 (full wave The control is performed so as to match the rectified waveform). Therefore, the waveform of the input current of the chopper circuit changes following the waveform of the input voltage.
《発明が解決しようとする課題》 前記の説明で明らかなように、第３図の従来の電源装
置では、第４図のようにインダクタL1を流れる電流波形
は、その包絡線が全波整流波形になるものの、電流パル
スの個々の波形は三角波となる。したがって電流の実効
値に比してピーク値が相当大きくなる。したがって入力
ラインに接続されたコンデンサ（図示省略）やリップル
吸収用の小さなコンデンサ18に大きなリップル電流が流
れ、コンデンサが発熱したりライン反射ノズルが大きく
なったりする。また大きな出力電流を流す装置の場合、
三角波電流のピーク値が非常に大きくなり、スイッチン
グ素子Q1として定格電流値が大きな素子を使用しなけれ
ばならない。<< Problems to be Solved by the Invention >> As is clear from the above description, in the conventional power supply device shown in FIG. 3, the current waveform flowing through the inductor L1 as shown in FIG. However, each waveform of the current pulse becomes a triangular wave. Therefore, the peak value becomes considerably larger than the effective value of the current. Therefore, a large ripple current flows through a capacitor (not shown) connected to the input line and a small capacitor 18 for absorbing ripples, causing the capacitor to generate heat and the line reflection nozzle to become large. In the case of a device that delivers a large output current,
Since the peak value of the triangular wave current becomes extremely large, it is necessary to use an element having a large rated current value as the switching element Q1.
また前記の従来装置では、インダクタL1に電流検出用
の二次巻線16を付設しなければならず、部品コストが高
くなっていた。Further, in the above-described conventional device, the secondary winding 16 for current detection must be attached to the inductor L1, which results in a high cost of parts.
この発明は前述した従来の問題点に鑑みなされたもの
で、その目的は、前記のような力率改善方式の電源装置
において、インダクタを流れる電流のピーク値を低く抑
えるようにすることにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and an object thereof is to suppress the peak value of the current flowing through the inductor to be low in the power factor improving power supply device as described above.
《課題を解決するための手段》 前記のしきい値信号の波形と前記スイッチング素子を
流れる電流の波形とを比較することにより前記チョッパ
回路の入力電流の波形を前記チョッパ回路の入力電圧の
波形に追従して変化させるにあたって、前記チョッパ回
路の前記スイッチング素子を流れる電流の値が前記しき
い値信号のレベルに達したとき前記スイッチング素子を
オフにし、かつ微小な一定時間後に前記スイッチング素
子を再びオンにするようにスイッチング制御手段を構成
した。<< Means for Solving the Problem >> The waveform of the input current of the chopper circuit is changed to the waveform of the input voltage of the chopper circuit by comparing the waveform of the threshold signal and the waveform of the current flowing through the switching element. In the following change, the switching element is turned off when the value of the current flowing through the switching element of the chopper circuit reaches the level of the threshold signal, and the switching element is turned on again after a minute fixed time. The switching control means is configured so that
《作用》 前記スイッチング素子を流れる電流が前記しきい値信
号のレベルに達して前記スイッチング素子がオフになる
と、チョッパ回路におけるインダクタを流れる電流が徐
々に減少するが、本発明の装置では微小な一定時間後に
前記スイッチング素子が再びオンになり、前記インダク
タを流れる電流がゼロになる前に再びスイッチング素子
に電流が流れる。その結果、前記インダクタを流れる電
流は完全にゼロになることなく前記しきい値信号に追従
して変化する。<< Operation >> When the current flowing through the switching element reaches the level of the threshold signal and the switching element is turned off, the current flowing through the inductor in the chopper circuit gradually decreases. After a period of time, the switching element is turned on again and current flows through the switching element again before the current flowing through the inductor becomes zero. As a result, the current flowing through the inductor changes following the threshold signal without becoming completely zero.
《実施例》 第１図は本発明の一実施例による電源装置を示してお
り、第３図の従来装置と以下の点が異なる。<< Embodiment >> FIG. 1 shows a power supply device according to an embodiment of the present invention, which is different from the conventional device of FIG. 3 in the following points.
インダクタL1には従来のような電流検出用の二次巻線
16は付設されていない。また従来のフリップフロップ19
に代って単安定マルチバイブレータ（以下モノマルチと
称す）20を設けている。Inductor L1 has a secondary winding for conventional current detection.
16 is not attached. Also conventional flip-flops 19
Instead, a monostable multivibrator (hereinafter referred to as monomulti) 20 is provided.
誤差増幅器11と乗算器12は従来と同様に、チョッパ回
路の入力電流V1と同位相の全波整流波形で、かつチョッ
パ回路の出力電圧V2の誤差分ΔＶに対応した振幅のしき
い値信号S0を生成する。The error amplifier 11 and the multiplier 12 have the same full-wave rectified waveform as the input current V1 of the chopper circuit and the threshold signal S of the amplitude corresponding to the error ΔV of the output voltage V2 of the chopper circuit as in the conventional case. Generates 0 .
スイッチング素子Q1を流れる電流はシャント抵抗R1を
介して検出され、電流検出信号S1がしきい値信号S0のレ
ベルに達したとき比較器13の出力が反転してモノマルチ
20をトリガする。Current flowing through the switching element Q1 is detected through the shunt resistor R1, the multivibrator inverted output of the comparator 13 when the current detection signal S1 reaches the level of the threshold signal S 0
Trigger 20.
モノマルチ20はトリガから微小な一定時間Δｔだけ出
力をＬレベルにし、その後再び出力をＨレベルにする。
スイッチング素子Q1はドライバ15を介して、モノマルチ
20の出力がＨレベルのときオン、Ｌレベルのときオフと
なるように制御される。The mono-multi 20 sets the output to the L level for a minute fixed time Δt from the trigger, and then sets the output to the H level again.
The switching element Q1 is
The output of 20 is controlled to be on when it is at the H level and off when it is at the L level.
モノマルチ20によるスイッチングQ1のオフ時間Δｔは
充分に小さく設定され、第２図に示すように、インダク
タL1を流れる電流がしきい値信号S0のレベルからある程
度減少した時点でスイッチング素子Q1が再びオンになる
ように設定されており、インダクタL1を流れる電流の瞬
時値の谷間でもゼロにはならないように設定している。The OFF time Δt of the switching Q1 by the monomulti 20 is set to be sufficiently small, and as shown in FIG. 2, when the current flowing through the inductor L1 decreases to some extent from the level of the threshold signal S 0 , the switching element Q1 is turned on again. It is set to turn on, and is set not to be zero even in the valley of the instantaneous value of the current flowing through the inductor L1.
《発明の効果》 以上詳細に説明したように、この発明によれば、チョ
ッパ回路におけるスイッチング素子（インダクタ）を流
れる電流が前述のしきい値信号のレベルに達したときに
スイッチング素子をオフにし、その後微小な一定時間を
おいて再びスイッチング素子をオンにする構成としたの
で、インダクタを流れる電流がある程度減少した時点で
（ゼロになる前の時点で）再びインダクタの電流が増加
することになり、入力電流瞬時値の凹凸の幅が従来より
大幅に小さくなる。またインダクタには従来のような電
流検出用の二次巻線を付設する必要がなく、装置構成も
簡単になる。<< Effects of the Invention >> As described in detail above, according to the present invention, when the current flowing through the switching element (inductor) in the chopper circuit reaches the level of the threshold signal, the switching element is turned off, After that, since the switching element is turned on again after a minute fixed time, the current of the inductor increases again when the current flowing through the inductor decreases to some extent (before zero). The width of the unevenness of the instantaneous value of the input current is significantly smaller than in the past. Further, it is not necessary to attach a secondary winding for current detection to the inductor as in the conventional case, and the device configuration is simplified.
特にこの発明においては、スイッチング素子のオフ時
間は一定であり、スイッチング素子のオン時間は入力電
圧の変化に応じて変動するものの、その変動幅は非常に
小さい。したがって、チョッパ回路のスイッチング周波
数の変動は小さくて比較的安定しており、特に、負荷の
大きさによってスイッチング周波数が大きく変動するこ
とはない。スイッチング周波数の変動幅が小さいので、
特に高度な回路方式を採用したり高級な回路素子を使用
して制御の安定化を図る必要がなく、入力電流のリップ
ルが小さくてスイッチング損失やノイズの小さい高性能
な電源装置を安価に製作することができる。Particularly, in the present invention, the OFF time of the switching element is constant, and the ON time of the switching element fluctuates according to the change of the input voltage, but the fluctuation width is very small. Therefore, the fluctuation of the switching frequency of the chopper circuit is small and relatively stable, and in particular, the switching frequency does not largely change depending on the size of the load. Since the fluctuation range of the switching frequency is small,
Especially, it is not necessary to adopt a high-level circuit system or to stabilize the control by using high-grade circuit elements, and inexpensively manufacture a high-performance power supply device with a small input current ripple and a small switching loss and noise. be able to.
第１図は本発明の一実施例による電源装置の回路図、第
２図は第１図の装置における要部の動作波形を示す図、
第３図は従来の電源装置の回路図、第４図は第３図の装
置の要部の動作波形を示す図である。 10……整流回路 11……誤差増幅器 12……乗算器 13……比較器 14……フリップフロップ 15……ドライバ 20……単安定マルチバイブレータFIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing operation waveforms of main parts in the device of FIG. 1,
FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional power supply device, and FIG. 4 is a diagram showing operation waveforms of main parts of the device of FIG. 10 …… Rectifier circuit 11 …… Error amplifier 12 …… Multiplier 13 …… Comparator 14 …… Flip-flop 15 …… Driver 20 …… Monostable multivibrator
Claims (1)
流回路と、 前記交流電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動さ
れるスイッチング素子と、このスイッチング素子ととも
に前記整流回路の出力間に直列接続されたインダクタ
と、このインダクタを介して供給される電流を平滑して
安定な直流出力を得るコンデンサとを有するチョッパ回
路と、 前記チョッパ回路の入力電圧と同位相の全波整流形で、
かつ前記チョッパ回路の出力電圧の基準電圧に対する誤
差分に対応した振幅のしきい値信号を生成する手段と、 前記しきい値信号の波形と前記スイッチング素子を流れ
る電流の波形とを比較することにより前記チョッパ回路
の入力電流の波形を前記チョッパ回路の入力電圧の波形
に追従して変化させるにあたって、前記チョッパ回路の
前記スイッチング素子を流れる電流の値が前記しきい値
信号のレベルに達したとき前記スイッチング素子をオフ
にし、かつ微小な一定時間後に前記スイッチング素子を
再びオンにするスイッチング制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源装置。1. A rectifier circuit for full-wave rectifying an AC power supply to obtain a pulse wave output, a switching element that is turned on / off at a frequency sufficiently higher than the AC power supply, and an output of the rectification circuit together with this switching element. A chopper circuit having an inductor connected in series between them and a capacitor for smoothing a current supplied through the inductor to obtain a stable DC output, and a full-wave rectification type having the same phase as the input voltage of the chopper circuit. so,
And a means for generating a threshold signal having an amplitude corresponding to an error amount of the output voltage of the chopper circuit with respect to the reference voltage, and comparing the waveform of the threshold signal with the waveform of the current flowing through the switching element. When changing the waveform of the input current of the chopper circuit to follow the waveform of the input voltage of the chopper circuit, when the value of the current flowing through the switching element of the chopper circuit reaches the level of the threshold signal, A power supply device comprising: a switching control unit that turns off the switching element and turns on the switching element again after a minute fixed time.
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| JPH04168975A JPH04168975A (en) | 1992-06-17 |
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