JPH08317636A - 共振型コンバータ電源装置 - Google Patents
共振型コンバータ電源装置Info
- Publication number
- JPH08317636A JPH08317636A JP11692695A JP11692695A JPH08317636A JP H08317636 A JPH08317636 A JP H08317636A JP 11692695 A JP11692695 A JP 11692695A JP 11692695 A JP11692695 A JP 11692695A JP H08317636 A JPH08317636 A JP H08317636A
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- Japan
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- capacitor
- monostable multivibrator
- switching element
- differential amplifier
- power supply
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高効率化と高周波妨害の低減および実装面積
を削減する。 【構成】 電流共振回路５を使用しているため急峻な電
流変化を伴わず、ノイズが低減されて損失が極めて少な
くなる。また、スイッチング素子３のオン周期の決定を
抵抗１４とコンデンサ１３により共振周波数に固定して
いるので、高周波妨害が極めて少なくなる。さらに、２
つのインダクタンス２ａと２ｂを１つのコアに巻いて一
体化したので、実装面積を削減できる。
を削減する。 【構成】 電流共振回路５を使用しているため急峻な電
流変化を伴わず、ノイズが低減されて損失が極めて少な
くなる。また、スイッチング素子３のオン周期の決定を
抵抗１４とコンデンサ１３により共振周波数に固定して
いるので、高周波妨害が極めて少なくなる。さらに、２
つのインダクタンス２ａと２ｂを１つのコアに巻いて一
体化したので、実装面積を削減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、共振型スイッチングコ
ンバータの電源装置に関するものである。
ンバータの電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、スイッチング電源装置を小型軽量
化する最も効果的な手段として、スイッチング周波数の
高周波化が進められている。その中で、トランジスタス
イッチによるＰＷＭ制御方式では、トランジスタスイッ
チの電流および電圧を矩形波状に処理するため、トラン
ジスタの動作領域を通過するときにスイッチング損失が
生じる。また、基本的に高周波動作となるため、トラン
ジスタスイッチのターンオン、ターンオフ時での電力損
失が大きく、発熱が問題になっていた。このため、近年
のスイッチング電源においては、共振回路を結合し、電
流または電圧を正弦波状に変化させることによって、電
圧および電流の重なりを極小にすることで、ノイズの低
減と効率化を図ることが提案されている。
化する最も効果的な手段として、スイッチング周波数の
高周波化が進められている。その中で、トランジスタス
イッチによるＰＷＭ制御方式では、トランジスタスイッ
チの電流および電圧を矩形波状に処理するため、トラン
ジスタの動作領域を通過するときにスイッチング損失が
生じる。また、基本的に高周波動作となるため、トラン
ジスタスイッチのターンオン、ターンオフ時での電力損
失が大きく、発熱が問題になっていた。このため、近年
のスイッチング電源においては、共振回路を結合し、電
流または電圧を正弦波状に変化させることによって、電
圧および電流の重なりを極小にすることで、ノイズの低
減と効率化を図ることが提案されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の共振型スイッチングコンバータは、電圧共振回路ま
たは電流共振回路の回路構成から、インダクタンス素子
を２つ使用しなければならず、必然的に実装面積が広く
なり、小型化を図ることができなかった。
来の共振型スイッチングコンバータは、電圧共振回路ま
たは電流共振回路の回路構成から、インダクタンス素子
を２つ使用しなければならず、必然的に実装面積が広く
なり、小型化を図ることができなかった。
【０００４】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、スイッチング電源の高効率化および高周
波妨害の低減、ならびに実装面積を削減することのでき
る共振型スイッチングコンバータ電源装置を提供するこ
とを目的とする。
るものであり、スイッチング電源の高効率化および高周
波妨害の低減、ならびに実装面積を削減することのでき
る共振型スイッチングコンバータ電源装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、直流電源とオン、オフ制御可能なスイッ
チング素子との間に接続された第１および第２のインダ
クタンスからなる２巻線のインダクタンス素子と、第１
および第２のインダクタンスの間に接続されて第２のイ
ンダクタンスとともに電流共振回路を構成する第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに並列に接続された整流
用のダイオードと、電流共振回路の出力電圧を平滑する
ための第２のコンデンサと、スイッチング素子のオンを
制御する第１の単安定マルチバイブレータと、スイッチ
ング素子のオフを制御する第２の単安定マルチバイブレ
ータと、第２の単安定マルチバイブレータのオフ周期を
可変させるための作動増幅回路とを備えたものである。
成するために、直流電源とオン、オフ制御可能なスイッ
チング素子との間に接続された第１および第２のインダ
クタンスからなる２巻線のインダクタンス素子と、第１
および第２のインダクタンスの間に接続されて第２のイ
ンダクタンスとともに電流共振回路を構成する第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに並列に接続された整流
用のダイオードと、電流共振回路の出力電圧を平滑する
ための第２のコンデンサと、スイッチング素子のオンを
制御する第１の単安定マルチバイブレータと、スイッチ
ング素子のオフを制御する第２の単安定マルチバイブレ
ータと、第２の単安定マルチバイブレータのオフ周期を
可変させるための作動増幅回路とを備えたものである。
【０００６】
【作用】本発明は、上記電流共振を利用した構成によ
り、電流波形は正弦波状になり、スイッチング素子は電
流ゼロの状態でオン駆動され、電流ゼロ、電圧ゼロの状
態でオフ駆動される。これにより、スイッチング素子で
の損失が極めて小さいものとなる。また、スイッチング
ノイズが大きく低減され、高周波妨害が極めて小さいも
のとなる。さらに、電流共振型コンバータの手段として
用いられるインダクタンス素子として、２巻線からなる
インダクタンス素子を使用することにより、実装面積の
削減を図ることができる。
り、電流波形は正弦波状になり、スイッチング素子は電
流ゼロの状態でオン駆動され、電流ゼロ、電圧ゼロの状
態でオフ駆動される。これにより、スイッチング素子で
の損失が極めて小さいものとなる。また、スイッチング
ノイズが大きく低減され、高周波妨害が極めて小さいも
のとなる。さらに、電流共振型コンバータの手段として
用いられるインダクタンス素子として、２巻線からなる
インダクタンス素子を使用することにより、実装面積の
削減を図ることができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
して説明する。図１は本発明の一実施例における共振型
昇圧コンバータ電源装置の概略構成を示すものである。
図１において、１は直流電源、２は直流電源１の一端側
に接続された第１のインダクタンス２ａおよび第２のイ
ンダクタンス２ｂからなる２巻線のインダクタンス素子
であり、第１および第２のインダクタンス２ａ、２ｂは
１つのコアに巻かれて一体化されている。３は直流電源
１の他端側とインダクタンス素子２との間に接続された
オン、オフ制御可能なスイッチング素子である。４は第
１のインダクタンス２ａと第２のインダクタンス２ｂと
の間に接続された第１のコンデンサであり、第２のイン
ダクタンス２ｂとともに電流共振回路５を構成する。６
は第１のコンデンサ４に並列に接続された整流用のダイ
オード、７は電流共振回路５の出力電圧を平滑するため
の第２のコンデンサである。８はスイッチング素子３の
オン、オフの周期を制御する周期制御回路であり、スイ
ッチング素子３のオンを制御する第１の単安定マルチバ
イブレータ９と、スイッチング素子のオフを制御する第
２の単安定マルチバイブレータとからなる。１１は第２
の単安定マルチバイブレータ１０のオフ周期を可変させ
るための差動増幅回路であり、この電源装置の平滑され
た出力電圧を一方の入力とし、基準電圧１２を他端の入
力としている。
して説明する。図１は本発明の一実施例における共振型
昇圧コンバータ電源装置の概略構成を示すものである。
図１において、１は直流電源、２は直流電源１の一端側
に接続された第１のインダクタンス２ａおよび第２のイ
ンダクタンス２ｂからなる２巻線のインダクタンス素子
であり、第１および第２のインダクタンス２ａ、２ｂは
１つのコアに巻かれて一体化されている。３は直流電源
１の他端側とインダクタンス素子２との間に接続された
オン、オフ制御可能なスイッチング素子である。４は第
１のインダクタンス２ａと第２のインダクタンス２ｂと
の間に接続された第１のコンデンサであり、第２のイン
ダクタンス２ｂとともに電流共振回路５を構成する。６
は第１のコンデンサ４に並列に接続された整流用のダイ
オード、７は電流共振回路５の出力電圧を平滑するため
の第２のコンデンサである。８はスイッチング素子３の
オン、オフの周期を制御する周期制御回路であり、スイ
ッチング素子３のオンを制御する第１の単安定マルチバ
イブレータ９と、スイッチング素子のオフを制御する第
２の単安定マルチバイブレータとからなる。１１は第２
の単安定マルチバイブレータ１０のオフ周期を可変させ
るための差動増幅回路であり、この電源装置の平滑され
た出力電圧を一方の入力とし、基準電圧１２を他端の入
力としている。
【０００８】次に、上記共振型昇圧コンバータ電源装置
のより具体的な回路を図２に示す。図２において、１か
ら１２は図１に示したものと同じである。１３および１
４は第１の単安定マルチバイブレータ９と差動増幅回路
１１の基準電圧１２入力側との間に直列に接続された第
３のコンデンサおよび第１の抵抗であり、このコンデン
サ１３と抵抗１４とで第１の単安定マルチバイブレータ
９の出力パルス幅をある共振周波数に固定する。１５お
よび１６は第２の単安定マルチバイブレータ１０と差動
増幅回路１１の基準電圧１２入力側との間に接続された
第４のコンデンサおよび第２の抵抗である。１７は一端
をコンデンサ１５と抵抗１６との間に接続され、他端を
トランジスタ１８のコレクタに接続された第３の抵抗で
ある。トランジスタ１８のエミッタは、差動増幅回路１
１の基準電圧１２入力側に接続され、ベースは、差動増
幅回路１１の出力側に接続されている。この差動増幅回
路１１の出力に応じて並列接続された抵抗１６および１
７の合成抵抗Ｒのを可変させ、この合成抵抗Ｒとコンデ
ンサ１５によって第２の単安定マルチバイブレータ１０
の出力パルス幅を可変させている。
のより具体的な回路を図２に示す。図２において、１か
ら１２は図１に示したものと同じである。１３および１
４は第１の単安定マルチバイブレータ９と差動増幅回路
１１の基準電圧１２入力側との間に直列に接続された第
３のコンデンサおよび第１の抵抗であり、このコンデン
サ１３と抵抗１４とで第１の単安定マルチバイブレータ
９の出力パルス幅をある共振周波数に固定する。１５お
よび１６は第２の単安定マルチバイブレータ１０と差動
増幅回路１１の基準電圧１２入力側との間に接続された
第４のコンデンサおよび第２の抵抗である。１７は一端
をコンデンサ１５と抵抗１６との間に接続され、他端を
トランジスタ１８のコレクタに接続された第３の抵抗で
ある。トランジスタ１８のエミッタは、差動増幅回路１
１の基準電圧１２入力側に接続され、ベースは、差動増
幅回路１１の出力側に接続されている。この差動増幅回
路１１の出力に応じて並列接続された抵抗１６および１
７の合成抵抗Ｒのを可変させ、この合成抵抗Ｒとコンデ
ンサ１５によって第２の単安定マルチバイブレータ１０
の出力パルス幅を可変させている。
【０００９】次に、上記実施例の動作について説明す
る。スイッチング素子３のオン、オフの周期は、周期制
御回路８によって設定される。すなわち、第１の単安定
マルチバイブレータ９の出力パルス幅を抵抗１４とコン
デンサ１３とで共振周波数に固定し、これをオン周期と
する。同様に、第２の単安定マルチバイブレータ１０の
出力パルス幅を抵抗１６および１７の合成抵抗Ｒとコン
デンサ１５によって設定する。差動増幅回路１１の出力
電圧の変動に従って合成抵抗Ｒが変化するので、第２の
単安定マルチバイブレータ１０の出力パルス幅が変化
し、これにより、オフ周期を可変させることができる。
したがって、ある値の基準電圧１２と出力電圧の差を差
動増幅回路１１で検出し、これをトランジスタ１８のベ
ースに与えることにより、その検出電流に応じてトラン
ジスタ１８のコレクタ電流が変動するので、抵抗１６と
１７の合成抵抗Ｒの抵抗成分が変化したと等価となり、
第２の単安定マルチバイブレータ１０の出力パルス幅、
すなわちオフ周期を可変することができる。このように
して、スイッチング素子３がオンすると、電流共振回路
５が動作し、オフするとコンデンサ４に充電された電圧
がダイオード６で整流され、コンデンサ７によって平滑
され、昇圧された安定した電圧が得られる。
る。スイッチング素子３のオン、オフの周期は、周期制
御回路８によって設定される。すなわち、第１の単安定
マルチバイブレータ９の出力パルス幅を抵抗１４とコン
デンサ１３とで共振周波数に固定し、これをオン周期と
する。同様に、第２の単安定マルチバイブレータ１０の
出力パルス幅を抵抗１６および１７の合成抵抗Ｒとコン
デンサ１５によって設定する。差動増幅回路１１の出力
電圧の変動に従って合成抵抗Ｒが変化するので、第２の
単安定マルチバイブレータ１０の出力パルス幅が変化
し、これにより、オフ周期を可変させることができる。
したがって、ある値の基準電圧１２と出力電圧の差を差
動増幅回路１１で検出し、これをトランジスタ１８のベ
ースに与えることにより、その検出電流に応じてトラン
ジスタ１８のコレクタ電流が変動するので、抵抗１６と
１７の合成抵抗Ｒの抵抗成分が変化したと等価となり、
第２の単安定マルチバイブレータ１０の出力パルス幅、
すなわちオフ周期を可変することができる。このように
して、スイッチング素子３がオンすると、電流共振回路
５が動作し、オフするとコンデンサ４に充電された電圧
がダイオード６で整流され、コンデンサ７によって平滑
され、昇圧された安定した電圧が得られる。
【００１０】このように、本実施例の共振型昇圧コンバ
ータ電源装置によれば、電流共振回路５を使用している
ため急峻な電流変化を伴わず、ノイズが低減されて損失
が極めて少なくなる。また、オン周期の決定を抵抗１４
とコンデンサ１３により共振周波数に固定しているの
で、高周波妨害が極めて少なくなる。さらに、２つのイ
ンダクタンス２ａと２ｂを１つのコアに巻いて一体化し
たので、実装面積を削減することができる。
ータ電源装置によれば、電流共振回路５を使用している
ため急峻な電流変化を伴わず、ノイズが低減されて損失
が極めて少なくなる。また、オン周期の決定を抵抗１４
とコンデンサ１３により共振周波数に固定しているの
で、高周波妨害が極めて少なくなる。さらに、２つのイ
ンダクタンス２ａと２ｂを１つのコアに巻いて一体化し
たので、実装面積を削減することができる。
【００１１】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、電流共振によって急峻な電流変化を伴わない
ため、ノイズが低減されて損失が極めて少なくなり、ま
たオン周期の決定を共振周波数に固定しているので、高
周波妨害が極めて少なくなり、さらに２つのインダクタ
ンス２ａと２ｂを１つのコアに巻いて一体化したので、
実装面積を削減することができる等の効果を有する。
によれば、電流共振によって急峻な電流変化を伴わない
ため、ノイズが低減されて損失が極めて少なくなり、ま
たオン周期の決定を共振周波数に固定しているので、高
周波妨害が極めて少なくなり、さらに２つのインダクタ
ンス２ａと２ｂを１つのコアに巻いて一体化したので、
実装面積を削減することができる等の効果を有する。
【図１】本発明の一実施例における共振型昇圧コンバー
タ電源装置の概略構成を示す回路図
タ電源装置の概略構成を示す回路図
【図２】本発明の一実施例における共振型昇圧コンバー
タ電源装置のより具体的な構成を示す回路図
タ電源装置のより具体的な構成を示す回路図
１ 直流電源 ２ インダクタンス素子 ３ スイッチング素子 ４ 第１のコンデンサ ５ 電流共振回路 ６ ダイオード ７ 第２のコンデンサ ８ 周期制御回路 ９ 第１の単安定マルチバイブレータ １０ 第２の単安定マルチバイブレータ １１ 差動増幅回路 １２ 基準電圧 １３ 第３のコンデンサ １４ 第１の抵抗 １５ 第４のコンデンサ １６ 第２の抵抗 １７ 第３の抵抗 １８ トランジスタ Ｒ 合成抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、前記直流電源の一端に直列
に接続された第１および第２のインダクタンスからなる
２巻線のインダクタンス素子と、前記直流電源の他端と
前記インダクタンス素子との間に接続されたオン、オフ
制御可能なスイッチング素子と、前記第１および第２の
インダクタンスの間に接続されて前記第２のインダクタ
ンスとともに電流共振回路を構成する第１のコンデンサ
と、前記第１のコンデンサに並列に接続された整流用の
ダイオードと、前記電流共振回路の出力電圧を平滑する
ための第２のコンデンサと、前記スイッチング素子のオ
ンを制御する第１の単安定マルチバイブレータと、前記
スイッチング素子のオフを制御する第２の単安定マルチ
バイブレータと、前記第２の単安定マルチバイブレータ
のオフ周期を可変させるために、前記平滑された出力電
圧を一方の入力とし、基準電圧を他方の入力とする差動
増幅回路とを備えた共振型コンバータ電源装置。 - 【請求項２】 スイッチング素子のオン周期を設定する
ために、第１の単安定マルチバイブレータと差動増幅回
路の基準電圧入力側との間に直列に接続された第３コン
デンサおよび第１の抵抗と、前記スイッチング素子のオ
フ周期を設定するために、第２の単安定マルチバイブレ
ータと差動増幅回路の基準電圧入力側との間に直列に接
続された第４のコンデンサおよび第２の抵抗と、前記第
４のコンデンサと第２の抵抗との間に一端が接続された
第３の抵抗と、前記第３の抵抗の他端にコレクタが接続
され、エミッタが差動増幅回路の基準電圧入力側に接続
され、ベースが前記差動増幅回路の出力側に接続された
トランジスタとを備えた請求項１記載の共振型コンバー
タ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11692695A JPH08317636A (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | 共振型コンバータ電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11692695A JPH08317636A (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | 共振型コンバータ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317636A true JPH08317636A (ja) | 1996-11-29 |
Family
ID=14699112
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11692695A Pending JPH08317636A (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | 共振型コンバータ電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08317636A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107040131A (zh) * | 2016-02-04 | 2017-08-11 | 立锜科技股份有限公司 | 可调式直流电压产生电路 |
-
1995
- 1995-05-16 JP JP11692695A patent/JPH08317636A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107040131A (zh) * | 2016-02-04 | 2017-08-11 | 立锜科技股份有限公司 | 可调式直流电压产生电路 |
| CN107040131B (zh) * | 2016-02-04 | 2019-06-18 | 立锜科技股份有限公司 | 可调式直流电压产生电路 |
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