JPH08308235A - Current resonance type switching power source circuit - Google Patents
Current resonance type switching power source circuitInfo
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- JPH08308235A JPH08308235A JP12736595A JP12736595A JPH08308235A JP H08308235 A JPH08308235 A JP H08308235A JP 12736595 A JP12736595 A JP 12736595A JP 12736595 A JP12736595 A JP 12736595A JP H08308235 A JPH08308235 A JP H08308235A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関わり、
特に100V系〜200V系のワイドレンジの交流入力
電圧に対応する電流共振形スイッチング電源回路に関す
るものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit whose power factor is improved,
In particular, the present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit corresponding to a wide range AC input voltage of 100V to 200V.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。2. Description of the Related Art In recent years, by developing a switching element capable of withstanding a relatively large current and voltage of high frequency, most of the power supplies of a switching system are used as a power supply device for rectifying a commercial power supply to obtain a desired DC voltage. It is a device. The switching power supply is used as a power supply for various electronic devices as a high-power DC-DC converter, while increasing the switching frequency to downsize transformers and other devices.
【0003】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。By the way, in general, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the utilization efficiency of the power supply is impaired. In addition, there is a need for measures to suppress harmonics generated by the distorted current waveform.
【0004】また、電源回路としては例えば100V系
から200V系の商用交流電源入力に対応できるように
された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られてい
る。Also, as a power supply circuit, a so-called wide-range compatible power supply circuit is known which can be applied to a commercial AC power supply input of, for example, 100 V to 200 V.
【0005】そこで、上記のようなワイドレンジ対応で
力率改善がなされたスイッチング電源回路の1つとし
て、図10の回路図に示すようなスイッチング電源回路
が、先に本出願人により提案されている。この電源回路
は、ハーフブリッジによる自励式の電流共振形コンバー
タとされると共に、交流入力電圧VAC=80V〜288
Vに対応し、負荷電力120W以上を保証するものとさ
れている。Therefore, a switching power supply circuit as shown in the circuit diagram of FIG. 10 has been previously proposed by the applicant of the present invention as one of the switching power supply circuits having the above wide range and improved power factor. There is. This power supply circuit is a self-excited current resonance type converter using a half bridge, and AC input voltage V AC = 80V to 288.
It corresponds to V and guarantees a load power of 120 W or more.
【0006】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、4本の整流ダイオードをブリッジ接続したブリッ
ジ整流回路D1 によって、商用交流電源ACを全波整流
するようにされている。In the switching power supply circuit shown in this figure, the commercial AC power supply AC is full-wave rectified by a bridge rectification circuit D 1 in which four rectification diodes are bridge-connected.
【0007】そして、ブリッジ整流回路D1 の正極出力
端子と平滑コンデンサの正極間の全波整流ラインに対し
ては、図のようにフィルタチョークコイルLN 、高速リ
カバリ型ダイオードD2 、後述する磁気結合トランスM
CT(D)の一次巻線NP が直列に挿入される。また、
フィルタコンデンサCN が、フィルタチョークコイルL
N と高速リカバリ型ダイオードD2 の接続点と平滑コン
デンサCiの正極間に挿入されており、このフィルタコ
ンデンサCN 及びフィルタチョークコイルLN によりノ
ーマルモードのLCローパスフィルタを形成している。Then, for the full-wave rectification line between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 and the positive electrode of the smoothing capacitor, a filter choke coil L N , a fast recovery type diode D 2 and a magnetic field which will be described later are provided. Coupling transformer M
The primary winding N P of CT (D) is inserted in series. Also,
The filter capacitor C N is the filter choke coil L
It is inserted between the connection point of N and the fast recovery type diode D 2 and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci, and the filter capacitor C N and the filter choke coil L N form a normal mode LC low pass filter.
【0008】このLCローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがACラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードD2 は、全波整流ラインに後で述べるスイッチン
グ周期の高周波電流が流れることに対応して設けられて
いる。This LC low pass filter is designed to prevent high frequency noise of the switching frequency from flowing into the AC line. Further, the fast recovery type diode D 2 is provided in response to the high-frequency current of the switching cycle described later flowing through the full-wave rectification line.
【0009】また、並列共振コンデンサC2 は図のよう
に磁気結合トランスMCT(D)の一次巻線NP に対し
て並列に接続されて、磁気結合トランスMCT(D)の
一次巻線NP と共に並列共振回路を形成する。この並列
共振回路の共振周波数は、例えばスイッチング電源の共
振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。なお、そ
の動作については後述する。この電源回路のスイッチン
グコンバータは、図のようにハーフブリッジ結合された
2つのスイッチング素子Q1 、Q2 が備えられ、平滑コ
ンデンサCiの正極側の接続点と一次側アース間に対し
てそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続されてい
る。Further, the parallel resonance capacitor C 2 is connected in parallel with the primary winding N P of the magnetic coupling transformer MCT (D) as shown in the figure, the primary winding of the magnetically-coupled transformer MCT (D) N P Together, they form a parallel resonant circuit. The resonance frequency of the parallel resonance circuit is set to be substantially the same as the resonance frequency of the switching power supply, for example. The operation will be described later. The switching converter of this power supply circuit is provided with two switching elements Q 1 and Q 2 which are half-bridge coupled as shown in the figure, and each collector is connected between the connection point on the positive side of the smoothing capacitor Ci and the primary side ground. , Connected through the emitter.
【0010】このスイッチング素子Q1 、Q2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗RS 、RS が挿
入され、抵抗RB 、RB によりスイッチング素子Q1 、
Q2のベース電流(ドライブ電流)を調整する。また、
スイッチング素子Q1 、Q2の各ベース−エミッタ間に
はそれぞれダンパーダイオードDD 、DD が挿入され
る。そして、共振用コンデンサCB 、CB は次に説明す
るドライブトランスPRTの駆動巻線NB 、NB と共
に、自励発振用の直列共振回路を形成している。[0010] The collectors of the switching elements Q 1, Q 2 - is between the base, each starting resistor R S, R S is inserted, the resistor R B, a switching element Q 1 by R B,
Adjust the base current (drive current) of Q 2 . Also,
The bases of the switching elements Q 1, Q 2 - respectively between the emitters damper diode D D, D D is inserted. The resonance capacitors C B and C B form a series resonance circuit for self-excited oscillation together with the drive windings N B and N B of the drive transformer PRT described next.
【0011】ドライブトランスPRT (Power Regulati
ng Transformer)はスイッチング素子Q1 、Q2 のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線NB 、NB 及び共振電流検出巻線ND が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線NC が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスPRTのスイッチング素
子Q1 側の駆動巻線NB の一端は共振用コンデンサCB
を介して抵抗RB に、他端はスイッチング素子Q1 のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Q2 側の
駆動巻線NB の一端はアースに接地されると共に他端は
共振用コンデンサCB と接続されて、スイッチング素子
Q1 側の駆動巻線NB と逆の極性の電圧が出力されるよ
うになされている。Drive transformer PRT (Power Regulati
ng Transformer) variably controls the switching frequency of the switching elements Q 1 and Q 2 , and in the case of this figure, the drive windings N B and N B and the resonance current detection winding N D are wound. control winding N C is the orthogonal saturable reactor is wound in a direction orthogonal to the windings. One end of the drive winding N B on the switching element Q 1 side of the drive transformer PRT has a resonance capacitor C B.
To the resistor R B , and the other end is connected to the emitter of the switching element Q 1 . Further, one end of the drive winding N B on the switching element Q 2 side is grounded to the ground and the other end is connected to the resonance capacitor C B, and has a polarity opposite to that of the drive winding N B on the switching element Q 1 side. The voltage of is output.
【0012】絶縁トランスPIT (Power Isolation Tr
ansformer)はスイッチング素子Q1、Q2 のスイッチン
グ出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスPITの
一次巻線N1 の一端は、共振電流検出巻線ND を介して
スイッチング素子Q1 のエミッタとスイッチング素子Q
2 のコレクタの接点に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。また、一次巻線N1 の他
端は直列共振コンデンサC1 を介して、高速リカバリ型
ダイオードD2 と磁気結合トランスMCT(D)の一次
巻線NP の接点に対して接続されて、スイッチング出力
を全波整流ラインに帰還するようにしている。そして、
上記直列共振コンデンサC1 及び一次巻線N1 を含む絶
縁トランスPITのインダクタンス成分により、スイッ
チング電源回路を電流共振形とするための共振回路を形
成している。このスイッチング電源回路の場合、絶縁ト
ランスPITの二次側では一次巻線N1 により二次巻線
N2 に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路D3 及
び平滑コンデンサC3 により直流電圧に変換されて直流
出力電圧E0 とされる。Isolation transformer PIT (Power Isolation Tr)
The ansformer transmits the switching outputs of the switching elements Q 1 and Q 2 to the secondary side. One end of the primary winding N 1 of the insulating transformer PIT is connected to the emitter of the switching element Q 1 and the switching element Q via the resonance current detection winding N D.
The switching output is obtained by connecting to the contact of the collector of 2 . Further, the other end of the primary winding N 1 is connected to a contact of the high speed recovery type diode D 2 and the primary winding N P of the magnetic coupling transformer MCT (D) via a series resonance capacitor C 1 for switching. The output is fed back to the full-wave rectification line. And
The inductance component of the insulating transformer PIT including the series resonance capacitor C 1 and the primary winding N 1 forms a resonance circuit for making the switching power supply circuit a current resonance type. In the case of this switching power supply circuit, on the secondary side of the insulation transformer PIT, the induced voltage induced in the secondary winding N 2 by the primary winding N 1 is converted into a DC voltage by the bridge rectifier circuit D 3 and the smoothing capacitor C 3. Then, the DC output voltage E 0 is obtained.
【0013】制御回路1は、例えば二次側の直流電圧出
力EO と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流IC としてドライブトランスPRTの制御
巻線NC に供給する誤差増幅器である。The control circuit 1 compares the DC voltage output E O on the secondary side with a reference voltage and supplies a DC current corresponding to the error to the control winding N C of the drive transformer PRT as a control current I C. Error amplifier.
【0014】そして、このスイッチング電源回路におい
ては磁気結合トランスMCT(D)が設けられる。この
磁気結合トランスMCT(D)は、図のように全波整流
ラインに挿入される一次巻線NP と二次巻線NS を密結
合するようにして構成される。そして、この磁気結合ト
ランスMCT(D)の二次巻線NS に対しては、この二
次巻線NS の出力を全波整流するブリッジ整流回路D4
及び、このブリッジ整流回路D4 の全波整流出力を平滑
化して直流電圧V12を得る電圧重畳用の平滑コンデンサ
C4 (以降電圧重畳コンデンサという)からなる整流平
滑回路が設けられている。この電圧重畳コンデンサC4
は、正極端子がスイッチング素子Q1 のコレクタと接続
され、負極端子は平滑コンデンサCiの正極端子に接続
されるようにして設けられる。つまり、電圧重畳コンデ
ンサC4 は整流平滑ラインにおいて平滑コンデンサCi
と直列接続されており、これによって、後述するように
平滑コンデンサCiの両端電圧V11に対して直流電圧V
12を重畳してスイッチングコンバータに供給する整流平
滑電圧Eiを昇圧するものとされる。即ち、整流平滑電
圧Eiは、 Ei=V11+V12 として表されるが、これによって高圧の動作電源(整流
平滑電圧Ei)でスイッチング電源を駆動するようにさ
れる。なお、その作用については後述する。A magnetic coupling transformer MCT (D) is provided in this switching power supply circuit. The magnetic coupling transformer MCT (D) is configured to tightly couple the primary winding N P and the secondary winding N S inserted in the full-wave rectification line as shown in the figure. Then, for the secondary winding N S of the magnetic coupling transformer MCT (D), a bridge rectifier circuit D 4 for full-wave rectifying the output of the secondary winding N S.
Further, a rectifying / smoothing circuit including a smoothing capacitor C 4 for voltage superimposition (hereinafter referred to as a voltage superimposing capacitor) for smoothing the full-wave rectified output of the bridge rectifier circuit D 4 to obtain a DC voltage V 12 is provided. This voltage superimposing capacitor C 4
Is provided such that the positive electrode terminal is connected to the collector of the switching element Q 1 and the negative electrode terminal is connected to the positive electrode terminal of the smoothing capacitor Ci. That is, the voltage superimposing capacitor C 4 is the smoothing capacitor Ci in the rectifying and smoothing line.
Is connected in series to the DC voltage V 11 with respect to the voltage V 11 across the smoothing capacitor Ci, as will be described later.
It is supposed that 12 is superimposed and the rectified smoothed voltage Ei supplied to the switching converter is boosted. That is, the rectified and smoothed voltage Ei is expressed as Ei = V 11 + V 12 , which allows the high-voltage operating power supply (rectified and smoothed voltage Ei) to drive the switching power supply. The operation will be described later.
【0015】上記構成によるスイッチング電源回路のス
イッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入され
ると、例えば起動抵抗RS 、RS を介してスイッチング
素子Q1 、Q2 のベースにベース電流が供給されること
になるが、例えばスイッチング素子Q1 が先にオンとな
ったとすれば、スイッチング素子Q2 はオフとなるよう
に制御される。そしてスイッチング素子Q1 の出力とし
て、共振電流検出巻線ND を介して一次巻線N1 及び直
列共振コンデンサC1 に共振電流が流れるが、この共振
電流が0となる近傍でスイッチング素子Q2 がオン、ス
イッチング素子Q1 がオフとなるように制御される。そ
して、スイッチング素子Q2 を介して先とは逆方向の共
振電流が流れる。以降、スイッチング素子Q1 、Q2 が
交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。このように、平滑コンデンサCiの端子電圧を動作
電源としてスイッチング素子Q1 、Q2 が交互に開閉を
繰り返すことによって、絶縁トランスの一次側巻線N1
に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の
巻線N2 に交番出力を得る。In the switching operation of the switching power supply circuit having the above structure, when a commercial AC power supply is first turned on, a base current is supplied to the bases of the switching elements Q 1 and Q 2 via the starting resistors R S and R S , for example. However, if the switching element Q 1 is turned on first , the switching element Q 2 is controlled to be turned off. Then, as the output of the switching element Q 1 , a resonance current flows through the resonance current detection winding N D to the primary winding N 1 and the series resonance capacitor C 1 , but in the vicinity where the resonance current becomes 0, the switching element Q 2 Is turned on and the switching element Q 1 is turned off. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching element Q 2 . After that, the self-excited switching operation in which the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on is started. In this way, the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, and thus the primary side winding N 1 of the insulation transformer is
Is supplied with a drive current close to the resonance current waveform to obtain an alternating output to the secondary winding N 2 .
【0016】また、二次側の直流出力電圧EO が低下し
た時は制御回路1によって制御巻線NC に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう(共振周
波数に近くなるように)に制御され、一次巻線N1 に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている(スイッチング周波数制御方式という)。Further, when the DC output voltage E O on the secondary side decreases, the control circuit 1 controls the current flowing through the control winding N C so that the switching frequency becomes low (close to the resonance frequency). Is controlled to increase the drive current flowing through the primary winding N 1 to achieve a constant voltage (referred to as a switching frequency control method).
【0017】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスPITの一次巻線N1
に供給されるスイッチング出力が直接、磁気結合トラン
スMCT(D)の一次巻線NP の自己インダクタンスを
介する整流出力電圧に重畳するようにされる。これによ
って、全波整流電圧にスイッチング電圧が重畳された状
態で平滑コンデンサCiに充電され、このスイッチング
電圧の重畳分によって、平滑コンデンサCiの端子電圧
をスイッチング周期で引き下げることになる。すると、
ブリッジ整流回路の整流電圧レベルよりコンデンサCi
の端子電圧が低下している期間に充電電流が流れるよう
になり、平均的な交流入力電流がAC電圧波形に近付く
ことによって力率改善が図られることになる。The power factor improving operation is as follows. In this circuit, the primary winding N 1 of the isolation transformer PIT
The switching output to be supplied to is directly superposed on the rectified output voltage via the self-inductance of the primary winding N P of the magnetic coupling transformer MCT (D). As a result, the smoothing capacitor Ci is charged in the state where the switching voltage is superimposed on the full-wave rectified voltage, and the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci is lowered in the switching cycle by the superimposed amount of this switching voltage. Then
From the rectified voltage level of the bridge rectifier circuit, the capacitor Ci
The charging current comes to flow during the period when the terminal voltage of is decreased, and the average AC input current approaches the AC voltage waveform, so that the power factor is improved.
【0018】そして、この図のスイッチング電源回路で
は、前述のようにして磁気結合トランスMCT(D)を
備えた構成によって整流平滑電圧Eiを昇圧するように
しているが、これによって、交流入力電圧VAC=80V
〜290Vの範囲にわたって整流平滑電圧Eiのレベル
が高くなり、例えば交流入力電圧VACが100V以下で
重負荷時とされるような条件でも整流平滑電圧Eiは1
00V以上が維持される。つまり、AC100V以下の
ような低い交流入力電圧で重負荷時とされる条件下では
スイッチング電流が増加るが、この増加したスイッチン
グ電流によって磁気結合トランスMCT(D)の虹コイ
ルNS で励起される二次側交番電圧が上昇することか
ら、この二次側交番電圧をブリッジ整流回路D4 で整流
して電圧重畳コンデンサC4 の端子電圧を高くする結
果、整流平滑電圧Eiは100V以上で維持され、交流
入力電圧VAC=80V〜288Vのワイドレンジの交流
入力電圧に対して、二次側の直流出力電圧EO のレギュ
レーション特性を保証するようにされている。そして、
磁気結合トランスを用いて昇圧するようにして、高圧の
整流平滑電圧Eiを得るようにしていることから、平滑
コンデンサCiの耐圧を高くする必要もない。さらに、
この構成のスイッチング電源回路では交流入力電圧VAC
=80V〜290Vの範囲にわたって高力率を得るよう
にすることも可能とされる。In the switching power supply circuit shown in this figure, the rectification smoothing voltage Ei is boosted by the configuration including the magnetic coupling transformer MCT (D) as described above. AC = 80V
The level of the rectified and smoothed voltage Ei becomes high over the range of up to 290 V, and the rectified and smoothed voltage Ei is 1 even under the condition that the AC input voltage V AC is 100 V or less and a heavy load occurs.
00V or more is maintained. That is, the switching current increases under the condition of heavy load with a low AC input voltage such as 100 V AC or less, but the increased switching current excites the rainbow coil N S of the magnetic coupling transformer MCT (D). Since the secondary side alternating voltage rises, the secondary side alternating voltage is rectified by the bridge rectifying circuit D 4 to increase the terminal voltage of the voltage superimposing capacitor C 4 , and as a result, the rectified and smoothed voltage Ei is maintained at 100 V or higher. The regulation characteristic of the secondary-side DC output voltage E O is guaranteed for a wide-range AC input voltage V AC = 80 V to 288 V. And
Since the high voltage rectified and smoothed voltage Ei is obtained by using the magnetic coupling transformer to boost the voltage, it is not necessary to increase the breakdown voltage of the smoothing capacitor Ci. further,
In the switching power supply circuit of this configuration, the AC input voltage V AC
It is also possible to obtain a high power factor over the range of = 80V to 290V.
【0019】また、磁気結合トランスMCT(D)の一
次巻線NP のインダクタンスと共振用コンデンサC2 に
よる並列共振回路は、負荷が軽くなった時に整流平滑ラ
インに帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにし
ており、この結果、軽負荷時の平滑コンデンサCiの端
子電圧である整流平滑電圧Eiの上昇を抑制することに
なる。つまり、この構成の電源回路では、電源負荷が低
下するとスイッチング周波数が高くなるように制御され
るが、この時に共振用コンデンサC2 によって充電回路
側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端子電圧の上
昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなるとスイッチ
ング周波数が低下し、磁気結合トランスMCT(D)の
一次巻線NP と共振用コンデンサC2 の共振回路の共振
周波数に接近し、帰還されるスイッチング電圧を増加さ
せるように作用する。したがって、この電源回路では電
源負荷によって平滑コンデンサの端子電圧Eiが変動す
る電圧変動率が減少し、このために負荷変動にかかわら
ず直流出力電圧EO の定電圧化が容易になる。The parallel resonance circuit formed by the inductance of the primary winding N P of the magnetic coupling transformer MCT (D) and the resonance capacitor C 2 suppresses the switching voltage fed back to the rectification smoothing line when the load becomes light. As a result, the rise of the rectified and smoothed voltage Ei which is the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci at the time of light load is suppressed. That is, in the power supply circuit with this configuration, the switching frequency is controlled to increase as the power supply load decreases, but at this time, the switching voltage returned to the charging circuit side is suppressed by the resonance capacitor C 2 and the terminal voltage rises. Block. Further, when the power supply load increases, the switching frequency lowers, approaches the resonance frequency of the resonance circuit of the primary winding N P of the magnetic coupling transformer MCT (D) and the resonance capacitor C 2 , and increases the switching voltage fed back. Acts like. Therefore, in this power supply circuit, the voltage fluctuation rate at which the terminal voltage Ei of the smoothing capacitor fluctuates due to the power supply load is reduced, and therefore the DC output voltage E O can be easily made constant regardless of the load fluctuation.
【0020】例えば、具体的に図10に示した回路構成
により交流入力電圧VAC=230V時に0.8の力率を
得ようとすると、負荷電力PO =150Wの条件の場
合、整流平滑電圧昇圧用のブリッジ整流回路D3 は4本
のショットキーダイオード(3A/40V)により形成
され、電圧重畳コンデンサC4 =470μF/50V、
平滑コンデンサCi=470μF/400V、共振用コ
ンデンサC2 =0.056μFとされる。また、上記図
10に示した回路に用いることのできる磁気結合トラン
スMCT(D)の構造例としては、例えば図11に示す
ように、一対のフェライト材によるE型コアCR1,CR2
を、その中央磁脚の継ぎ目に例えば1mm程度のギャッ
プGが形成されるようにして組み合わせてEE型コアを
形成し、中央磁脚に対して60μφ×80束のリッツ線
による30Tの一次巻線NP と、15Tの二次巻線NS
をそれぞれ巻装して構成することができる。For example, when it is attempted to obtain a power factor of 0.8 when the AC input voltage V AC = 230 V with the circuit configuration specifically shown in FIG. 10, under the condition of load power P O = 150 W, the rectified smoothed voltage is obtained. The step-up bridge rectifier circuit D 3 is formed by four Schottky diodes (3 A / 40 V), and the voltage superimposing capacitor C 4 = 470 μF / 50 V,
Smoothing capacitor Ci = 470 μF / 400 V and resonance capacitor C 2 = 0.056 μF. As an example of the structure of the magnetic coupling transformer MCT (D) that can be used in the circuit shown in FIG. 10, for example, as shown in FIG. 11, E-type cores C R1 and C R2 made of a pair of ferrite materials are used.
To form a gap G of about 1 mm at the joint of the central magnetic leg to form an EE type core, and a primary winding of 30T with a litz wire of 60 μφ × 80 bundles to the central magnetic leg. N P and 15T secondary winding N S
Can be respectively wound and configured.
【0021】上記図10に示した電源回路は負荷電力1
20W以上に対応するものとされたが、負荷電力120
W以下の条件でワイドレンジに対応し、力率改善が成さ
れたスイッチング電源回路が先に本出願人により提案さ
れている。そして、図13はこの出願に基づくスイッチ
ング電源回路の構成例を示している。なお、この図にお
いて図10に示した回路図と同一部分は同一符号を付し
て、スイッチングコンバータの構成及び定電圧制御方式
等については説明を省略する。The power supply circuit shown in FIG. 10 has a load power of 1
It was decided that the load power 120
The present applicant has previously proposed a switching power supply circuit that is compatible with a wide range under the condition of W or less and has a power factor improved. Then, FIG. 13 shows a configuration example of a switching power supply circuit based on this application. In this figure, the same parts as those in the circuit diagram shown in FIG. 10 are designated by the same reference numerals, and the description of the configuration of the switching converter, the constant voltage control system, and the like will be omitted.
【0022】この図の電源回路においては、全波整流ラ
インに対してフィルタチョークコイルLN と高速リカバ
リ型ダイオードD2 が直列接続して挿入される。また、
フィルタコンデンサCN がブリッジ整流回路D1 の正極
出力端子とアース間に接続される。つまり、ブリッジ整
流回路D1 の正極と負極の間に挿入され、この場合にも
フィルタチョークコイルLN とフィルタコンデンサCN
によりノーマルモードのLCローパスフィルタを形成し
ている。In the power supply circuit of this figure, a filter choke coil L N and a fast recovery type diode D 2 are connected in series and inserted into the full-wave rectification line. Also,
A filter capacitor C N is connected between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 and ground. That is, the bridge rectifier circuit D 1 is inserted between the positive electrode and the negative electrode, and in this case as well, the filter choke coil L N and the filter capacitor C N are inserted.
To form a normal mode LC low-pass filter.
【0023】この場合、共振コンデンサC2Aは図のよう
に高速リカバリ型ダイオードD2 に対して並列に接続さ
れて並列接続回路を形成している。この場合の共振コン
デンサC2Aの容量は、直列共振コンデンサC1 の容量と
比較して、C2 >C1 となるように設定され、また、フ
ィルタチョークコイルLNのインダクタンスと接続され
て共振回路を形成するものとされる。そして、この共振
回路の共振周波数は、スイッチング素子Q1 、Q2 に対
して設定された最小スイッチング周波数よりも低くなる
ように設定されている。In this case, the resonance capacitor C 2A is connected in parallel with the fast recovery diode D 2 as shown in the figure to form a parallel connection circuit. The capacitance of the resonance capacitor C 2A in this case is set so that C 2 > C 1 as compared with the capacitance of the series resonance capacitor C 1 , and is connected to the inductance of the filter choke coil L N to form a resonance circuit. Is formed. The resonance frequency of this resonance circuit is set to be lower than the minimum switching frequency set for the switching elements Q 1 and Q 2 .
【0024】また、この場合には絶縁トランスの一次巻
線N1 とコンデンサC1 からなる直列共振回路は、フィ
ルタチョークコイルLN と高速リカバリ型ダイオードD
2 のアノードの接続点に対して接続されて、スイッチン
グ出力を全波整流ラインに帰還するようにしており、直
列共振電流I0 が共振コンデンサC2Aを介して流れるこ
とができるようにされている。Further, in this case, the series resonance circuit composed of the primary winding N 1 of the insulating transformer and the capacitor C 1 is composed of a filter choke coil L N and a high speed recovery type diode D.
The switching output is fed back to the full-wave rectification line by being connected to the connection point of the second anode, and the series resonance current I 0 can flow through the resonance capacitor C 2A . .
【0025】そして、この接続形態によると、直列共振
回路からのスイッチング電圧がフィルタチョークコイル
LN を介する整流出力電圧に重畳されるように構成され
ることになり、これによって、図10の電源回路の場合
と同様に整流ラインにスイッチング電圧が重畳されて平
滑コンデンサCiに充電する動作となる結果、交流入力
電流の導通角が拡大されて力率改善を図ることが可能に
なる。Further, according to this connection form, the switching voltage from the series resonance circuit is configured to be superimposed on the rectified output voltage via the filter choke coil L N , whereby the power supply circuit of FIG. As in the case of, the switching voltage is superimposed on the rectification line and the smoothing capacitor Ci is charged, and as a result, the conduction angle of the AC input current is expanded and the power factor can be improved.
【0026】[0026]
【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型/軽量化及び低コスト
を化を図ることが好ましく、また、直流出力電圧のリッ
プル抑制などの特性面でも向上が図られることが好まし
い。例えば、上記図10に示したスイッチング電源回路
で、前述のように素子を選定して交流入力電圧VAC=2
30V時に対応して力率を0.8程度に改善できるよう
に構成した場合、図12の交流入力電圧−力率の関係図
に示すように、交流入力電圧VAC=100V時には力率
がほぼ0.95程度となるが、ここまで力率が向上され
ると、実際には直流出力電圧EO の電源周期のリップル
電圧成分が増加することになる。そこで、このリップル
電圧成分を抑制する手段として、例えば、二次側の平滑
コンデンサC3 の静電容量を増加することが考えられる
が、この場合には二次側の平滑コンデンサC3 の大型化
及びコストアップを招くことになる。また、図13に示
した構成の電源回路においても同様である。From the viewpoint of the size and cost of equipment, the switching power supply circuit is reduced in size and weight by reducing the number of parts as much as possible and using small and inexpensive parts. It is preferable to reduce the cost and cost, and it is also preferable to improve the characteristics such as the ripple suppression of the DC output voltage. For example, in the switching power supply circuit shown in FIG. 10, the elements are selected as described above and the AC input voltage V AC = 2.
When the power factor is configured to be improved to about 0.8 at 30 V, as shown in the relationship diagram of AC input voltage-power factor of FIG. 12, when the AC input voltage V AC = 100 V, the power factor is almost constant. Although it is about 0.95, if the power factor is improved to this extent, the ripple voltage component of the power supply cycle of the DC output voltage E O actually increases. Therefore, as means for suppressing the ripple voltage component, for example, it is conceivable to increase the capacitance of the smoothing capacitor C 3 of the secondary side, an increase in the size of the smoothing capacitor C 3 of the secondary side in this case In addition, the cost is increased. The same applies to the power supply circuit having the configuration shown in FIG.
【0027】[0027]
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を考慮して、電流共振形のスイッチング電源回路
において、第2の直列共振コンデンサと共振用巻線によ
り形成されてスイッチングコンバータのスイッチング出
力を整流回路と平滑コンデンサ間のラインに対して供給
する第2の直列共振回路を設け、この第2の直列共振回
路を流れる共振電流のレベルを交流入力電圧レベルに応
じて可変する共振電流制御回路を設けることとした。In view of the above-mentioned problems, the present invention is directed to a switching power supply circuit of a current resonance type, which is formed by a second series resonance capacitor and a resonance winding, and which is a switching converter of a switching converter. A resonance current control is provided in which a second series resonance circuit that supplies an output to a line between the rectifier circuit and the smoothing capacitor is provided, and the level of the resonance current flowing through the second series resonance circuit is changed according to the AC input voltage level. It was decided to provide a circuit.
【0028】[0028]
【作用】上記構成によれば、電流共振形のスイッチング
電源回路において、交流入力電圧の上昇に応じて第2の
直列共振回路から整流ラインに供給されるスイッチング
電流のレベルを減少させるように制御することで、交流
入力電圧の変動に関わらず力率を一定にすることが可能
となる。According to the above construction, in the current resonance type switching power supply circuit, the level of the switching current supplied from the second series resonance circuit to the rectification line is controlled so as to decrease in accordance with the rise of the AC input voltage. This makes it possible to keep the power factor constant regardless of the fluctuation of the AC input voltage.
【0029】[0029]
【実施例】図1は本発明によるスイッチング電源回路の
一実施例を示すものであり、100V系〜200V系の
ワイドレンジの交流入力電圧に対応するものとされる。
また、この電源回路はハーフブリッジ結合による自励式
の電流共振形コンバータとされていると共に、直流出力
電圧の定電圧化にスイッチング周波数制御方式を採って
いることから、図10と同一部分は同一符号を付してス
イッチング動作及び定電圧制御などについては説明を省
略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows an embodiment of a switching power supply circuit according to the present invention, which corresponds to a wide range AC input voltage of 100V to 200V.
Further, since this power supply circuit is a self-exciting current resonance type converter by half-bridge coupling and adopts a switching frequency control system to make the DC output voltage a constant voltage, the same parts as those in FIG. The description of the switching operation and constant voltage control will be omitted.
【0030】この実施例の回路においては、フィルタコ
ンデンサCN がブリッジ整流回路D1 の正極出力端子と
平滑コンデンサCiの正極間に挿入される。なお、フィ
ルタコンデンサCN はブリッジ整流回路D1 の正極出力
端子と一次側アース間に挿入されても構わないが、フィ
ルタコンデンサCN に流れる電流はスイッチング周期の
高周波であることから、この図のように平滑コンデンサ
Ciを介しても、フィルタコンデンサCN は直接アース
に接地したものとして見做すことができ、このように接
続することで、フィルタコンデンサCN に耐圧品を選定
する必要がなくなってそれだけ低コストとすることがで
きる。そして、フィルタチョークコイルLN は全波整流
ラインにおいて高速リカバリ型ダイオードD2 と直列接
続されて挿入される。即ち、フィルタチョークコイルL
N は上記ブリッジ整流回路D1 の正極出力端子の接続点
に対して接続されると共に、他端は高速リカバリ型ダイ
オードD2 のアノード側と接続され、そのカソード側が
平滑コンデンサCiの正極に接続されている。また、こ
の場合の共振コンデンサC2Aは、図13の回路の場合と
同様に高速リカバリ型ダイオードD2 に対して並列に接
続されて並列接続回路を形成している。In the circuit of this embodiment, the filter capacitor C N is inserted between the positive electrode output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci. The filter capacitor C N may be inserted between the positive electrode output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 and the primary side ground, but the current flowing through the filter capacitor C N has a high switching frequency. As described above, even though the smoothing capacitor Ci is used, the filter capacitor C N can be regarded as being directly grounded to the ground. By connecting in this way, it is not necessary to select a withstand voltage product for the filter capacitor C N. The cost can be reduced accordingly. The filter choke coil L N is connected in series with the fast recovery diode D 2 in the full-wave rectification line and inserted. That is, the filter choke coil L
N is connected to the connection point of the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 , the other end is connected to the anode side of the fast recovery diode D 2 , and the cathode side is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci. ing. Further, the resonance capacitor C 2A in this case is connected in parallel to the fast recovery diode D 2 as in the case of the circuit of FIG. 13 to form a parallel connection circuit.
【0031】また、この場合の絶縁トランスPITの一
次巻線N1 と直列共振コンデンサC1 からなる直列共振
回路は、一次巻線N1 の一端が直列共振コンデンサC1
及びドライブトランスPRTの共振電流検出巻線ND を
介してスイッチング素子Q1、Q2 の出力点に接続さ
れ、他端は一次側アースに接地されている。なお、本明
細書においては、上記一次巻線N1 と直列共振コンデン
サC1 からなる直列共振回路を「第1直列共振回路」と
いうことにし、後述する磁気結合トランスMCTの一次
被制御巻線NR と第2直列共振コンデンサC1Aとにより
形成される第2直列共振回路と区別するものとする。Further, the series resonant circuit consisting of the primary winding N 1 and the series resonant capacitor C 1 of the insulating transformer PIT in this case, the primary winding N 1 of the end series resonant capacitor C 1
And the resonance current detection winding N D of the drive transformer PRT, and are connected to the output points of the switching elements Q 1 and Q 2 , and the other end is grounded to the primary side ground. In the present specification, the series resonance circuit composed of the primary winding N 1 and the series resonance capacitor C 1 is referred to as “first series resonance circuit”, and the primary controlled winding N of the magnetic coupling transformer MCT described later is described. It is to be distinguished from the second series resonance circuit formed by R and the second series resonance capacitor C 1A .
【0032】本実施例における磁気結合トランスMCT
(A)は、一次被制御巻線NR と二次制御巻線NC1が互
いに直交するように巻装された可飽和型のリアクタとさ
れる。具体的な構造としては例えば図7に示すように、
4本の磁脚を有する同形状のコアCR1、CR2を、互いの
磁脚の端部同志が対向するように組み合わされた箱形の
コアを形成する。そして、この箱形のコアに対して、図
のように一次被制御巻線NR と二次制御巻線NC1の巻方
向を互いに直交させて2本の磁脚にまたがるようにして
巻装して構成される。Magnetic coupling transformer MCT in this embodiment
(A) is a saturable reactor in which a primary controlled winding N R and a secondary controlled winding N C1 are wound so as to be orthogonal to each other. As a concrete structure, for example, as shown in FIG.
A box-shaped core is formed by combining cores C R1 and C R2 of the same shape having four magnetic legs such that the ends of the magnetic legs face each other. Then, as shown in the figure, the primary controlled winding N R and the secondary control winding N C1 are wound around the box-shaped core so that the winding directions are orthogonal to each other and straddle two magnetic legs. Configured.
【0033】そして、磁気結合トランスMCT(A)の
一次被制御巻線NR は、図1に示すようにその一端がス
イッチング素子Q1 、Q2 の出力点に対して接続されて
おり、また、他端は第2直列共振コンデンサC1Aと直列
接続を介して高速リカバリ型ダイオードD2 のアノード
に対して接続されている。そして、この場合には当該一
次被制御巻線NR のインダクタンスLR と第2直列共振
コンデンサC1Aのキャパシタンスとによって第2直列共
振回路を形成するようにされることから、スイッチング
コンバータのスイッチング出力はこの第2直列共振回路
を介して全波整流ラインに帰還するようにされている。The primary controlled winding N R of the magnetic coupling transformer MCT (A) has one end connected to the output points of the switching elements Q 1 and Q 2 as shown in FIG. The other end is connected to the anode of the fast recovery diode D 2 via the second series resonance capacitor C 1A and the series connection. In this case, the inductance L R of the primary controlled winding N R and the capacitance of the second series resonant capacitor C 1A form the second series resonant circuit, so that the switching output of the switching converter is obtained. Is fed back to the full-wave rectification line via the second series resonance circuit.
【0034】また、磁気結合トランスMCT(A)の二
次制御巻線NC1にはMCT制御回路1Aが設けられてお
り、この場合には、例えば、トランジスタQ3 及び抵抗
R1、R2 、R3 から形成されるA級増幅回路で構成さ
れており、二次制御巻線NC1は、その一端がトランジス
タQ3 のコレクタと接続され、他端はアースに対して接
地されている。このMCT制御回路1AにおけるA級増
幅回路の構成としてはトランジスタQ3 のベースが抵抗
R2 を介してアースに接地されると共に、抵抗R1 を介
して平滑コンデンサCiの正極端子と接続されて、整流
平滑電圧Eiに応じたレベルのベース電流が供給される
ようになっている。また、エミッタは抵抗R3 を介して
絶縁トランスPITの一次巻線N1 を巻上げて形成され
た三次巻線N3 と整流ダイオードD4 及び平滑コンデン
サC4 からなる整流平滑回路と接続されて、動作電源が
供給されるようになっている。なお、MCT制御回路1
Aとしては特にこの図のようにバイポーラトランジスタ
を用いたA級増幅回路の構成に限定されるものではな
い。Further, an MCT control circuit 1A is provided on the secondary control winding N C1 of the magnetic coupling transformer MCT (A). In this case, for example, a transistor Q 3 and resistors R 1 , R 2 , The secondary control winding N C1 is composed of a class A amplifier circuit formed of R 3 and has one end connected to the collector of the transistor Q 3 and the other end grounded to the ground. As the configuration of the class A amplifier circuit in the MCT control circuit 1A, the base of the transistor Q 3 is grounded via the resistor R 2 and is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via the resistor R 1 . A base current having a level corresponding to the rectified and smoothed voltage Ei is supplied. The emitter is connected through a resistor R 3 to a tertiary winding N 3 formed by winding the primary winding N 1 of the insulating transformer PIT, a rectifying / smoothing circuit including a rectifying diode D 4 and a smoothing capacitor C 4 , Operating power is supplied. The MCT control circuit 1
A is not particularly limited to the configuration of a class A amplifier circuit using a bipolar transistor as shown in this figure.
【0035】このような構成のスイッチング電源回路の
場合、例えばフィルタチョークコイルLN 、フィルタコ
ンデンサCN 、高速リカバリ型ダイオード、共振コンデ
ンサC2Aより形成される力率改善回路部の接続形態は、
先行技術として図13に示した電源回路の力率改善回路
部分と同様であり、本実施例では、前述した第2直列共
振回路を介して整流ラインにスイッチング出力が帰還さ
れることで、図13の電源回路の場合と同様の作用によ
って力率改善がなされることとなる。In the case of the switching power supply circuit having such a configuration, for example, the connection form of the power factor correction circuit portion formed by the filter choke coil L N , the filter capacitor C N , the high speed recovery type diode, and the resonance capacitor C 2A is as follows.
This is similar to the power factor correction circuit portion of the power supply circuit shown in FIG. 13 as the prior art, and in this embodiment, the switching output is fed back to the rectification line via the above-mentioned second series resonance circuit, so that FIG. The power factor is improved by the same action as in the case of the power supply circuit.
【0036】そして、本実施例における磁気結合トラン
スMCT(A)による動作は次のようになる。前述のよ
うに本実施例の電源回路は、交流入力電圧VACが100
V系〜200V系のワイドレンジに対応するものとされ
るが、この交流入力電圧VACの変化に対応して整流平滑
電圧Eiも変化する。そこで、例えば交流入力電圧VAC
が上昇すれば整流平滑電圧Eiもこれに応じて上昇する
が、この際、MCT制御回路1Aの動作により、磁気結
合トランスMCT(A)の二次制御巻線NC1に流れる制
御電流IC1(トランジスタQ3 のコレクタ電流)が増加
していくようにされる。この制御電流IC1により、磁気
結合トランスMCT(A)においては、図2(a)に示
すように交流入力電圧VACの上昇に応じて一次被制御巻
線NR のインダクタンスLR の値も増加する。そして、
これに伴って第2直列共振回路の共振条件が変化するこ
とで、第2直列共振回路を流れる第2直列共振電流IO1
は、図2(a)に示すように整流平滑電圧Eiの上昇に
比例して減少するようにされる。The operation of the magnetic coupling transformer MCT (A) in this embodiment is as follows. As described above, in the power supply circuit of this embodiment, the AC input voltage V AC is 100
Although it is supposed to correspond to a wide range of V system to 200 V system, the rectified and smoothed voltage Ei also changes in accordance with the change of the AC input voltage V AC . Therefore, for example, the AC input voltage V AC
Rectifying and smoothing voltage Ei also rises accordingly, but at this time, due to the operation of MCT control circuit 1A, control current I C1 (which flows through secondary control winding N C1 of magnetic coupling transformer MCT (A) ( The collector current of the transistor Q 3 ) is made to increase. Due to this control current I C1 , in the magnetic coupling transformer MCT (A), the value of the inductance L R of the primary controlled winding N R also increases as the AC input voltage V AC increases, as shown in FIG. 2A. To increase. And
The resonance condition of the second series resonance circuit changes accordingly, so that the second series resonance current I O1 flowing through the second series resonance circuit.
Is decreased in proportion to the rise of the rectified and smoothed voltage Ei as shown in FIG.
【0037】そして、上述のようにして入力された交流
入力電圧VACの電圧値に応じてレベルが変化する第2直
列共振電流IO1が全波整流ラインに重畳されて力率改善
が図られることで、後述する図3及び図4に示すような
動作波形が得られ、結果としてはワイドレンジの交流入
力電圧に対して、ほぼ一定の力率を得るようにすること
が可能となる。例えば図2(b)は、本実施例の回路の
交流入力電圧VACと力率の関係の計測結果を示す図とさ
れるが、この図のように交流入力電圧VAC=80〜24
0V付近の範囲で力率を0.8程度に保つことができ
る。Then, the second series resonant current I O1 whose level changes according to the voltage value of the AC input voltage V AC input as described above is superimposed on the full-wave rectification line to improve the power factor. As a result, operation waveforms as shown in FIGS. 3 and 4 to be described later are obtained, and as a result, it becomes possible to obtain a substantially constant power factor for a wide range AC input voltage. For example, FIG. 2B is a diagram showing the measurement result of the relationship between the AC input voltage V AC and the power factor of the circuit of this embodiment, but as shown in this figure, the AC input voltage V AC = 80 to 24
The power factor can be maintained at about 0.8 in the range near 0V.
【0038】このように、本実施例の磁気結合トランス
MCT(A)は、図13に示した磁気結合トランスMC
T(D)のように整流平滑電圧Eiを昇圧させる目的で
設けられるのではなく、ワイドレンジの交流入力電圧に
対して力率を一定に制御可能なように構成されて設けら
れるものである。Thus, the magnetic coupling transformer MCT (A) of this embodiment is the magnetic coupling transformer MC shown in FIG.
It is not provided for the purpose of boosting the rectified and smoothed voltage Ei like T (D), but is configured and provided so that the power factor can be constantly controlled with respect to a wide range AC input voltage.
【0039】そして、例えば上記のように力率を0.8
程度に一定とするための本実施例における具体的な素子
の選定としては、負荷電力PO =150W時の場合とし
て、第2直列共振コンデンサC1A=0.033μF、共
振コンデンサC2A=0.1μF、平滑コンデンサCi=
470μF/400Vとされる。また、磁気結合トラン
スMCT(A)としては、例えば先に図7に示した構造
において、幅6mm×6mmの角柱形状の磁脚に対し
て、60μφ×80束のリッツ線により一次被制御巻線
NR を20T巻装し、二次制御巻線NC1は60μφの単
線を1000T巻装して構成される。Then, for example, the power factor is 0.8 as described above.
As a specific element selection in the present embodiment for keeping the degree constant, the second series resonance capacitor C 1A = 0.033 μF and the resonance capacitor C 2A = 0.30 when load power P O = 150 W. 1 μF, smoothing capacitor Ci =
It is set to 470 μF / 400V. As the magnetic coupling transformer MCT (A), for example, in the structure shown in FIG. 7, the primary controlled winding is formed by a 60 μφ × 80 bundle of litz wires for a prismatic magnetic leg having a width of 6 mm × 6 mm. N R is wound by 20 T, and the secondary control winding N C1 is formed by winding a 60 μφ single wire by 1000 T.
【0040】また、本実施例の電源回路では、上述のよ
うにして力率を0.8程度で一定に保つことが可能にな
ることで、二次側平滑コンデンサC3 の静電容量を増加
させることなく、100V系の交流入力電圧が入力され
た場合の直流出力電圧EO のリップル電圧成分の増加を
抑止することができる。例えば本実施例において用いら
れる二次側平滑コンデンサC3 の静電容量が100μF
/160Vとされる場合に、図10あるいは図13に示
した電源回路で同等のリップル電圧レベルとするために
は100VμF/160Vの大容量の二次側平滑コンデ
ンサC3 が必要となる。Further, in the power supply circuit of this embodiment, the power factor can be kept constant at about 0.8 as described above, thereby increasing the electrostatic capacitance of the secondary side smoothing capacitor C 3. Without doing so, it is possible to suppress an increase in the ripple voltage component of the DC output voltage E O when an AC input voltage of 100 V system is input. For example, the electrostatic capacity of the secondary side smoothing capacitor C 3 used in this embodiment is 100 μF.
When the voltage is set to / 160V, a large-capacity secondary side smoothing capacitor C 3 of 100VμF / 160V is required in order to obtain an equivalent ripple voltage level in the power supply circuit shown in FIG. 10 or 13.
【0041】また、本実施例では負荷電力120W以上
の条件においても、交流入力電圧100V系入力時の下
限のレギュレーション範囲も保証されるため、図10の
電源回路のように整流平滑電圧Eiを昇圧するための回
路構成を設ける必要はない。従って、図10の回路に示
した昇圧用に設けた磁気結合トランスMCT(D)(図
11に示す)、ショットキーダイオードにより高価とな
る昇圧用のブリッジ整流回路D4 と、大容量の電圧重畳
コンデンサC4 は削除され、代わりに、力率制御用の磁
気結合トランスMCT(A)と、小容量の第2直列共振
コンデンサC1Aと、簡略で安価に構成可能なMCT制御
回路1A(トランジスタQ3 、抵抗R1、R2 、R3 に
よるA級増幅回路)、及びこのMCT制御回路1Aに動
作電源を供給する低圧用整流平滑回路(例えば三次巻線
N3 =3Tとされ、整流ダイオードD4 、平滑コンデン
サC4 により12Vの直流電圧が出力される)が設けら
れることとなる。そして、結果的には図10に示した回
路よりも小規模とすることが可能でそれだけコストを抑
制することも可能となる。Further, in the present embodiment, the lower limit regulation range when the AC input voltage of 100 V system is input is guaranteed even under the condition that the load power is 120 W or more. Therefore, the rectified smoothed voltage Ei is boosted as in the power supply circuit of FIG. It is not necessary to provide a circuit configuration for doing so. Therefore, the magnetic coupling transformer MCT (D) (shown in FIG. 11) provided for boosting shown in the circuit of FIG. 10, the bridge rectifier circuit D 4 for boosting which is expensive due to the Schottky diode, and the large-capacity voltage superposition. The capacitor C 4 is deleted, and instead, a magnetic coupling transformer MCT (A) for power factor control, a small-capacity second series resonance capacitor C 1A, and a simple and inexpensive MCT control circuit 1A (transistor Q). 3 , a class A amplifier circuit composed of resistors R 1 , R 2 , and R 3 , and a low-voltage rectifying / smoothing circuit for supplying operating power to the MCT control circuit 1A (for example, tertiary winding N 3 = 3T, rectifying diode D 4 , a smoothing capacitor C 4 outputs a DC voltage of 12V). As a result, the circuit can be made smaller than the circuit shown in FIG. 10, and the cost can be suppressed accordingly.
【0042】ここで、図3及び図4の波形図により上記
図1にて説明したスイッチング電源回路の各部の動作波
形を示す。図3は交流入力電圧VAC=100V時の場合
を示し、図4は交流入力電圧VAC=230V時の場合を
示している。例えば、図3(a)に示すように交流入力
電圧VAC=100Vが供給されている場合には、図2
(a)により説明したように、200V系の交流入力電
圧が入力されている場合よりもレベルの増加した第2直
列共振電流IO1が、図2(d)に示す波形により流れ
て、整流出力ラインに供給される。そして、このときの
整流出力ライン電圧(この場合はフィルタチョークコイ
ルLN と高速リカバリ型ダイオードD2 の接続点とアー
ス間電位とされる)V1 は、図2(b)に示すように交
流入力電圧VAC=100Vに応じたレベルの整流平滑波
形にスイッチング周期の高周波成分が重畳されたものと
なり、この場合には、その波形レベルが実際の整流平滑
電圧(平滑コンデンサCiの両端電圧)Eiに相当す
る。また、高速リカバリ型ダイオードD2 を介して流れ
る電流I1 は、この高速リカバリ型ダイオードD2 が整
流出力ライン電圧V1 の高周波成分によってスイッチン
グされて、図2(c)に示す波形により、交流入力電圧
VACの絶対値が平滑コンデンサCiの両端電圧よりも高
いとされるτ期間においてスイッチング周期の高周波電
流が流れることとなる。なお、τ期間以外において第2
直列共振回路から供給される高周波電流(IO1)は、こ
こでは図示しないが、共振コンデンサC2Aによりパスさ
れて平滑コンデンサに対して流入するようにされる。そ
して、商用交流電源ACに流れる交流入力電流IACの平
均的な波形は、図4(e)に示す波形とされ、実際には
前述した素子の選定に応じて例えばPF(力率)=0.
8程度までに力率改善が図られるように導通角が拡大さ
れている。Here, the operation waveforms of the respective parts of the switching power supply circuit described in FIG. 1 are shown by the waveform diagrams of FIGS. 3 and 4. Figure 3 shows the case when the AC input voltage V AC = 100 V, and FIG. 4 shows the case when the AC input voltage V AC = 230V. For example, when the AC input voltage V AC = 100V is supplied as shown in FIG.
As described in (a), the second series resonance current I O1 whose level is higher than that in the case where the AC input voltage of 200 V system is input flows according to the waveform shown in FIG. Supplied on line. The rectified output line voltage at this time (in this case, the potential between the connection point of the filter choke coil L N and the fast recovery diode D 2 and the ground) V 1 is an alternating current as shown in FIG. The high-frequency component of the switching cycle is superimposed on the rectified and smoothed waveform of the level corresponding to the input voltage V AC = 100V, and in this case, the waveform level is the actual rectified and smoothed voltage (voltage across the smoothing capacitor Ci) Ei. Equivalent to. The current I 1 flowing through the high speed recovery type diode D 2, the high speed recovery type diode D 2 is switched by the high frequency components of the rectified output line voltage V 1, the waveform shown in FIG. 2 (c), AC The high frequency current of the switching cycle flows during the period τ where the absolute value of the input voltage V AC is higher than the voltage across the smoothing capacitor Ci. In addition, in the period other than the τ period, the second
The high frequency current (I O1 ) supplied from the series resonance circuit is passed through the resonance capacitor C 2A and flows into the smoothing capacitor (not shown here). The average waveform of the AC input current I AC flowing through the commercial AC power supply AC is the waveform shown in FIG. 4 (e). Actually, for example, PF (power factor) = 0 according to the selection of the element described above. .
The conduction angle is enlarged so that the power factor can be improved up to about 8.
【0043】そして、図4(a)に示すように交流入力
電圧VAC=230V、即ち200V系の商用交流電源A
Cが供給されている場合であるが、第2直列共振電流I
O1は図2(a)にて説明したように、交流入力電圧の上
昇に比例して減少するように磁気結合トランスMCT
(A)によって制御されることから、このときの第2直
列共振電流IO1(図4(d))としては、図3(d)の
交流入力電圧VAC=100V時の第2直列共振電流IO1
と比較して分かるように、交流入力電圧の比例して減少
されたレベルの波形となる。また、整流出力ライン電圧
V1 は、図4(b)に示されるように交流入力電圧VAC
=230Vに応じて図3(b)よりも増加したレベルの
波形となり、一方高速リカバリ型ダイオードD2 を介し
て流れる電流I1 は、第2直列共振電流IO1の減少に応
じて図3(c)の場合よりも減少したレベルの波形とな
る。そして、交流入力電流IACの平均的な波形は、図4
(e)に示すものとなるが、この場合交流入力電流IAC
の導通角に対応するτ期間は、交流入力電圧VAC=10
0V時の場合の交流入力電流IAC(図3(e))と同程
度となる。即ち、交流入力電圧VAC=100V時と同様
に0.8程度の力率が得られていることになる。Then, as shown in FIG. 4A, an AC input voltage V AC = 230V, that is, a 200V commercial AC power supply A
When C is supplied, the second series resonance current I
As described with reference to FIG. 2A, O1 decreases so as to increase in proportion to the increase of the AC input voltage.
Since it is controlled by (A), the second series resonance current I O1 (FIG. 4 (d)) at this time is the second series resonance current when the AC input voltage V AC = 100V in FIG. 3 (d). I O1
As can be seen by comparison with the above, the waveform has a level that is proportionally reduced of the AC input voltage. In addition, the rectified output line voltage V 1 is the AC input voltage V AC as shown in FIG.
= 230V, the waveform has an increased level compared to that of FIG. 3B, while the current I 1 flowing through the fast recovery diode D 2 corresponds to that of the second series resonance current I O1 as shown in FIG. The waveform has a reduced level compared to the case of c). The average waveform of the AC input current I AC is shown in FIG.
As shown in (e), in this case, the AC input current I AC
The AC input voltage V AC = 10 during the τ period corresponding to the conduction angle of
It is about the same as the AC input current I AC (FIG. 3 (e)) in the case of 0V. That is, the power factor of about 0.8 is obtained as in the case of the AC input voltage V AC = 100V.
【0044】次に、図5の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示し、図1と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この実施例に
て設けられる磁気結合トランスMCT(B)は、例えば
図8に示すように4本の磁脚を有するフェライト材によ
るコアCR11 、CR12 を組合わせていわゆる目字型コア
を形成して、この場合には4本の磁脚のうち1本の外磁
脚とこの外磁脚の隣にある1本の中側の磁脚の2本の磁
脚に対して一次被制御巻線NR を巻装し、中央側の2本
の磁脚に対して二次側制御巻線NC1を巻装して構成され
ている。また、この図におけるMCT制御回路1Aはブ
ロックにより示されているが、例えば図1に示したよう
なA級増幅回路に基づく構成とされればよく、あるいは
他の増幅回路により形成されていても構わない。そし
て、本実施例においてもMCT制御回路1Aにより、整
流平滑電圧Eiの上昇に応じて磁気結合トランスMCT
(B)の二次制御巻線NC1に供給するMCT制御電流I
O1を可変し、一次被制御巻線NR のインダクタンスLR
を増加させるように制御している。これにより、先の実
施例と同様に交流入力電圧VACの上昇に比例して第2直
列共振回路(一次被制御巻線NR 、第2直列共振コンデ
ンサC1A)を流れて全波整流ラインに帰還される第2直
列共振電流のレベルが減少するようにされる結果、例え
ば図2(b)にて説明したように、100V系〜200
V系の交流入力電圧に対して力率を一定に保つことが可
能とされ、具体的には力率を0.8程度に維持するよう
にすれば、先の実施例と同様に100V系の交流入力電
圧入力時の直流出力電圧EO に現れるリップル電圧成分
の増加を抑制することができ、このときのレギュレーシ
ョン範囲も保証される。Next, the circuit diagram of FIG. 5 shows the configuration of a switching power supply circuit which is another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. The magnetic coupling transformer MCT (B) provided in this embodiment forms a so-called eye-shaped core by combining cores C R11 and C R12 made of a ferrite material having four magnetic legs as shown in FIG. Then, in this case, one of the four magnetic legs and one of the magnetic legs on the inner side adjacent to the outer magnetic leg are two primary magnetic controlled windings. The wire N R is wound, and the secondary side control winding N C1 is wound around the two magnetic legs on the center side. Further, although the MCT control circuit 1A in this figure is shown as a block, it may have a structure based on the class A amplifier circuit as shown in FIG. 1, or may be formed by another amplifier circuit. I do not care. Also in this embodiment, the magnetic coupling transformer MCT is controlled by the MCT control circuit 1A in response to the rise of the rectified smoothed voltage Ei.
(B) MCT control current I supplied to the secondary control winding N C1
By changing O1 , the inductance of the primary controlled winding N R L R
Are controlled to increase. As a result, in the same manner as in the previous embodiment, the full-wave rectification line flows through the second series resonance circuit (primary controlled winding N R , second series resonance capacitor C 1A ) in proportion to the rise of the AC input voltage V AC. As a result of reducing the level of the second series resonance current fed back to the device, for example, as described with reference to FIG.
It is possible to keep the power factor constant with respect to the AC input voltage of the V system. Specifically, if the power factor is maintained at about 0.8, the power factor of the 100 V system is the same as in the previous embodiment. An increase in the ripple voltage component appearing in the DC output voltage E O when the AC input voltage is input can be suppressed, and the regulation range at this time is also guaranteed.
【0045】また、この場合スイッチング素子Q1 、Q
2 を自励発振させるドライブトランスCDT(Converte
r Drive Transformer)は制御巻線NC が設けられておら
ず、従って、スイッチング周波数は固定とされている。
そして、絶縁トランスPRT(Power Regulating Trans
former)は、一次及び二次巻線N1 、N2 に対して制御
巻線NC が直交して設けられる直交型の可飽和リアクタ
とされ、制御回路1が直流出力電圧EO に基づいて制御
巻線NC に流す制御電流IC を可変して絶縁トランスP
RTの漏洩磁束をコントロールし、直列共振回路に流れ
る共振電流を変化させて定電圧制御を行う、いわゆる直
列共振周波数制御方式が採られている。Further, in this case, the switching elements Q 1 , Q
2 self-excited oscillation is to drive transformer CDT (Converte
r Drive Transformer) is not provided with the control winding N C , and therefore the switching frequency is fixed.
And insulation transformer PRT (Power Regulating Trans)
former) is an orthogonal type saturable reactor in which the control winding N C is provided orthogonally to the primary and secondary windings N 1 and N 2 , and the control circuit 1 is based on the DC output voltage E O. Insulation transformer P by varying the control current I C flowing through the control winding N C
A so-called series resonance frequency control method is adopted in which the leakage magnetic flux of RT is controlled and the resonance current flowing in the series resonance circuit is changed to perform constant voltage control.
【0046】なお、この実施例のような直列共振周波数
制御方式に対して、先に図1に示した磁気結合トランス
MCT(B)を備えた力率制御方式を適用可能であるこ
とはいうまでもなく、また、図1に示したスイッチング
周波数制御方式に、この図に示す磁気結合トランスMC
T(B)による力率制御方式を当然適用することができ
る。It is needless to say that the power factor control method including the magnetic coupling transformer MCT (B) shown in FIG. 1 can be applied to the series resonance frequency control method as in this embodiment. In addition, the switching frequency control system shown in FIG.
The power factor control method based on T (B) can naturally be applied.
【0047】次に、図6の回路図にMOS−FETを使
用した他励式のスイッチング電源回路の構成を示し、図
1及び図5と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す実施例に用いられる磁気結合トランス
MCT(C)は、例えば図9に示すように、フェライト
材によるE型コアCR21 、CR22 を組合わせたEE型コ
アの中央磁脚に二次制御巻線NC1を巻装する。そして、
この場合には一次被制御巻線NR を分割するようにして
一次被制御巻線NR1とNR2を設け(なお、一次被制御巻
線NR1とNR2を合成してインダクタンスLR となるよう
にされる)、これら一次被制御巻線NR1、NR2をそれぞ
れEE型コアの外側の磁脚に巻装して構成されている。Next, the circuit diagram of FIG. 6 shows the structure of a separately excited switching power supply circuit using a MOS-FET. The same parts as those in FIGS. The magnetic coupling transformer MCT (C) used in the embodiment shown in this figure has, for example, as shown in FIG. 9, a magnetic core of an EE type core formed by combining E type cores C R21 and C R22 made of a ferrite material. The next control winding N C1 is wound. And
In this case, provided the primary controlled winding N R so as to divide the primary controlled winding N R1 and N R2 (Note that the inductance L R by combining the primary controlled winding N R1 and N R2 The primary controlled windings N R1 and N R2 are respectively wound around the magnetic legs outside the EE type core.
【0048】そして、この実施例においても第2直列共
振電流IO1のレベルが交流入力電圧の上昇に比例して減
少するように、MCT制御回路1Aが磁気結合トランス
MCT(C)の二次制御巻線に供給するMCT制御電流
IC1のレベルを可変して一次被制御巻線NR1とNR2のイ
ンダクタンスLR を制御することで、100V系〜20
0V系の交流入力電圧にわたって力率を一定に保つよう
にされ、レギュレーション範囲も保証される。Also in this embodiment, the MCT control circuit 1A performs the secondary control of the magnetic coupling transformer MCT (C) so that the level of the second series resonance current I O1 decreases in proportion to the increase of the AC input voltage. By varying the level of the MCT control current I C1 supplied to the winding to control the inductance L R of the primary controlled windings N R1 and N R2 , the 100 V system to 20
The power factor is kept constant over the AC input voltage of the 0V system, and the regulation range is also guaranteed.
【0049】また、この図の実施例における電流共振形
コンバータは、スイッチング素子Q11、Q12に例えばM
OS−FETを用いた、ハーフブリッジ接続による他励
式とされている。この場合には、制御回路1が直流出力
電圧EO に基づいて発振ドライブ回路2を制御し、発振
ドライブ回路2からスイッチング素子Q11、Q12の各ゲ
ートに供給するスイッチング駆動電圧を変化させる(例
えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行う)ことで、定電
圧制御を行うようにされる。なお、各スイッチング素子
Q11、Q12のドレイン−ソース間に対して図に示す方向
に接続されるDCL、DCLは、スイッチング素子Q11、Q
12のオフ時に帰還される電流の経路を形成するダンパー
ダイオードとされる。また、起動回路3は電源始動時に
整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検出し
て、発振ドライブ回路2を起動させるために設けられて
いる。この場合、絶縁トランスPITに巻装された三次
巻線N3 と整流ダイオードD4 及び平滑コンデンサC4
によって供給される低圧直流電圧は、MCT制御回路1
Aだけでなく起動回路3の動作電源としても供給される
ように接続されている。この実施例で用いられるよう
な、電界効果型のスイッチング素子は電圧駆動であり自
励発振が困難になるため、この図のように発振ドライブ
回路2と起動回路3を設けることが好ましい。Further, in the current resonance type converter in the embodiment of this figure, the switching elements Q 11 and Q 12 are, for example, M.
It is a separately excited type with half-bridge connection using an OS-FET. In this case, the control circuit 1 controls the oscillation drive circuit 2 based on the DC output voltage E O , and changes the switching drive voltage supplied from the oscillation drive circuit 2 to the gates of the switching elements Q 11 and Q 12 ( For example, the constant voltage control is performed by performing the pulse width variable control of the drive voltage. The drain of the switching elements Q 11, Q 12 - D CL connected in the direction shown with respect to between the source, D CL is the switching element Q 11, Q
It is a damper diode that forms a current path that is fed back when 12 is turned off. The starting circuit 3 is provided to detect the voltage or current obtained in the rectifying and smoothing line at the time of starting the power supply and start the oscillation drive circuit 2. In this case, the tertiary winding N 3 wound around the insulating transformer PIT, the rectifying diode D 4, and the smoothing capacitor C 4
The low voltage DC voltage supplied by the MCT control circuit 1
It is connected so that it is supplied not only as A but also as the operating power supply of the starting circuit 3. Since the field effect type switching element used in this embodiment is driven by voltage and self-excited oscillation becomes difficult, it is preferable to provide the oscillation drive circuit 2 and the starting circuit 3 as shown in this figure.
【0050】なお、この実施例のような他励式の電流共
振形コンバータに対しても、先に図1および図5の各実
施例に示した磁気結合トランスMCT(A)、あるいは
磁気結合トランスMCT(B)を備えた力率制御方式が
適用可能であり、逆に、本実施例の磁気結合トランスM
CT(C)による力率制御方式を図1および図5の各実
施例のような自励式電流共振形コンバータの構成に対し
て適用することも可能である。Also for the separately excited current resonance type converter as in this embodiment, the magnetic coupling transformer MCT (A) or the magnetic coupling transformer MCT shown in the respective embodiments of FIGS. 1 and 5 is used. The power factor control method including (B) can be applied, and conversely, the magnetic coupling transformer M of the present embodiment.
It is also possible to apply the power factor control method by CT (C) to the configuration of the self-excited current resonance type converter as in the embodiments of FIGS. 1 and 5.
【0051】また、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形/他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式(ドライブトランスを直交形のP
RT(Power Regulating Transformer)とする)/直列
共振周波数制御方式(絶縁トランスを直交形のPRTと
する)、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ
/フルブリッジ結合タイプ、さらには倍電圧整流方式な
どの各種方式・タイプの組み合わせパターンにより構成
される電源回路に対して適用が可能であって、上記各図
に実施例として示した組み合わせのパターンに限定され
るものでないことはいうまでもない。Further, the power factor improving method of the present invention which has been described so far in each of the above-described embodiments is the self-excited oscillation type / other-excited oscillation type as the current resonance type switching power supply circuit, the switching frequency control method (the drive transformer is Orthogonal P
Various methods such as RT (Power Regulating Transformer) / series resonance frequency control method (isolation transformer is orthogonal PRT), switching element half bridge coupling type / full bridge coupling type, and double voltage rectification method It is needless to say that the present invention can be applied to a power supply circuit configured by a combination pattern of types and is not limited to the combination pattern shown as an embodiment in each of the above figures.
【0052】[0052]
【発明の効果】以上説明したように本発明は、各種タイ
プの電流共振形のスイッチング電源回路において、スイ
ッチング出力を全波整流ラインに帰還する第2の直列共
振回路を設け、例えば、磁気結合トランスを備えること
により交流入力電圧の上昇に比例して第2の直列共振回
路の直列共振電流を減少させることようにしたことで、
100V系から200V系の交流入力電圧にわたって力
率を一定に保つことが可能とされ、交流入力電圧100
V系時のレギュレーション範囲も保証されることとな
る。そして本発明では、例えばレギュレーション範囲の
保証のために整流平滑電圧を昇圧させるための回路構成
を必要としなくなり、また、低交流入力電圧時に増加す
る直流出力電圧EO のリップル電圧成分を抑制するため
に二次側の平滑コンデンサを大容量化する必要もなくな
るために、結果として、電源回路の小規模化及び低コス
ト化を図ることも可能となるという効果が得られる。As described above, according to the present invention, in various types of current resonance type switching power supply circuits, the second series resonance circuit for returning the switching output to the full-wave rectification line is provided. Since the series resonance current of the second series resonance circuit is reduced in proportion to the increase of the AC input voltage by including
It is possible to keep the power factor constant over an AC input voltage of 100 V to 200 V, and the AC input voltage 100
The regulation range for the V system is also guaranteed. Further, in the present invention, for example, a circuit configuration for boosting the rectified and smoothed voltage is not required to guarantee the regulation range, and the ripple voltage component of the DC output voltage E O that increases at a low AC input voltage is suppressed. In addition, since it is not necessary to increase the capacity of the smoothing capacitor on the secondary side, as a result, it is possible to reduce the size and cost of the power supply circuit.
【図1】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention.
【図2】実施例において交流入力電圧に対する磁気結合
トランスMCTの一次被制御巻線のインダクタンス/第
2直列共振電流特性、および力率特性を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an inductance / second series resonance current characteristic of the primary controlled winding of the magnetic coupling transformer MCT with respect to an AC input voltage and a power factor characteristic in the example.
【図3】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。FIG. 3 is a waveform chart showing the operation of the switching power supply circuit in the example.
【図4】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit in the example.
【図5】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as another embodiment.
【図6】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図7】実施例における磁気結合トランスの構造を示す
斜視図である。FIG. 7 is a perspective view showing a structure of a magnetic coupling transformer according to an embodiment.
【図8】実施例における磁気結合トランスの構造を示す
斜視図である。FIG. 8 is a perspective view showing a structure of a magnetic coupling transformer according to an embodiment.
【図9】実施例における磁気結合トランスの構造を示す
斜視図である。FIG. 9 is a perspective view showing a structure of a magnetic coupling transformer according to an embodiment.
【図10】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as a prior art.
【図11】先行技術における磁気結合トランスの構造を
示す斜視図である。FIG. 11 is a perspective view showing the structure of a magnetic coupling transformer in the prior art.
【図12】先行技術において交流入力電圧に対する力率
特性を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a power factor characteristic with respect to an AC input voltage in the prior art.
【図13】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as a prior art.
1 制御回路 1A MCT制御回路 2 発振ドライブ回路 3 起動回路 LN フィルタチョークコイル CN フィルタコンデンサ D1 ブリッジ整流回路 D2 高速リカバリ型ダイオード C2A 共振コンデンサ MCT(A),MCT(B)、MCT(C) 磁気結合
トランス NR 一次被制御巻線 NC1 二次制御巻線 PIT(PRT) 絶縁トランス CDT(PRT)ドライブトランス Q1 ,Q2 ,Q11,Q12 スイッチング素子 Q3 トランジスタ Ci 平滑コンデンサ C1 直列共振コンデンサ C1A 第2直列共振コンデンサ N1 一次巻線1 Control circuit 1A MCT control circuit 2 Oscillation drive circuit 3 Starting circuit L N Filter choke coil C N filter capacitor D 1 Bridge rectifier circuit D 2 Fast recovery type diode C 2A Resonant capacitor MCT (A), MCT (B), MCT ( C) Magnetic coupling transformer N R Primary controlled winding N C1 Secondary control winding PIT (PRT) Isolation transformer CDT (PRT) Drive transformer Q 1 , Q 2 , Q 11 , Q 12 Switching element Q 3 transistor Ci Smoothing capacitor C 1 series resonance capacitor C 1A 2nd series resonance capacitor N 1 primary winding
Claims (9)
手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び第1の直列共振コンデンサ
により形成され、上記スイッチング手段のスイッチング
出力が供給される第1の直列共振回路と、 上記整流手段と上記平滑手段間のラインに直列に挿入さ
れるフィルタチョークコイルと、高速リカバリ型整流素
子と、 上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するように設けられるフィルタコンデンサと、 上記高速リカバリ型整流素子に対して並列に接続される
共振用コンデンサと、 第2の直列共振コンデンサと共振用巻線により形成さ
れ、上記スイッチング手段のスイッチング出力を上記整
流手段と上記平滑手段間のラインに対して供給するよう
に設けられる第2の直列共振回路と、 上記第2の直列共振回路を流れる共振電流のレベルを交
流入力電圧レベルに応じて可変する共振電流制御手段
と、 を備えて構成されることを特徴とする電流共振形スイッ
チング電源回路。1. A rectifying means for rectifying a commercial power source, a smoothing means for smoothing an output of the rectifying means, a switching means for connecting and disconnecting a voltage output from the smoothing means, a primary winding of an insulation transformer and a first transformer. First series resonance circuit formed by the series resonance capacitor of the above, to which the switching output of the switching means is supplied, a filter choke coil inserted in series in the line between the rectifying means and the smoothing means, and a high speed recovery type A rectifying element, a filter capacitor provided so as to form a low-pass filter together with the filter choke coil, a resonance capacitor connected in parallel to the high-speed recovery type rectifying element, a second series resonance capacitor, and a resonance capacitor. The switching output of the switching means is formed by a winding and is connected to the rectifying means and the flat output. A second series resonance circuit provided so as to be supplied to a line between the means; and a resonance current control means for varying the level of the resonance current flowing through the second series resonance circuit according to the AC input voltage level. A current resonance type switching power supply circuit comprising:
ランスと、 交流入力電圧レベルに応じたレベルの制御電流を上記制
御巻線に供給することにより、上記共振用巻線のインダ
クタンスを可変制御する制御回路と、 を備えて構成されていることを特徴とする請求項1に記
載の電流共振形スイッチング電源回路。2. The resonance current control means supplies to the control winding a magnetic coupling transformer in which the resonance winding and the control winding are magnetically coupled, and a control current having a level corresponding to an AC input voltage level. Accordingly, the current resonance type switching power supply circuit according to claim 1, further comprising: a control circuit that variably controls the inductance of the resonance winding.
線と上記制御巻線の巻装方向が互いに直交するようにさ
れた直交型の可飽和リアクタとして構成されていること
を特徴とする請求項2に記載の電流共振形スイッチング
電源回路。3. The magnetic coupling transformer is configured as an orthogonal saturable reactor in which the winding directions of the resonance winding and the control winding are orthogonal to each other. Item 2. A current resonance type switching power supply circuit according to item 2.
線と上記制御巻線の何れか一方を、目字型コアの2本の
中央磁脚にわたって巻装し、他方を1本の外磁脚と該外
磁脚に隣り合う1本の中央磁脚にわたって巻装した可飽
和リアクタとして構成されていることを特徴とする請求
項2に記載の電流共振形スイッチング電源回路。4. The magnetic coupling transformer according to claim 1, wherein either one of the resonance winding and the control winding is wound over two central magnetic legs of the eye-shaped core, and the other is wound with one outer magnet. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 2, wherein the saturable reactor is wound around a leg and one central magnetic leg adjacent to the outer magnetic leg.
中央磁脚に対して上記制御巻線を巻装し、 外側の2本の磁脚に対してそれぞれ上記共振用巻線を巻
装した可飽和リアクタとして構成されていることを特徴
とする請求項2に記載の電流共振形スイッチング電源回
路。5. In the magnetic coupling transformer, the control winding is wound around a central magnetic leg of an EE type core, and the resonance winding is wound around two outer magnetic legs. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 2, wherein the current resonance type switching power supply circuit is configured as a saturable reactor.
基づいて増幅動作を行うように設けられる増幅回路とさ
れていることを特徴とする請求項2乃至請求項5の何れ
かに記載の電流共振形スイッチング電源回路。6. The current control circuit according to claim 2, wherein the control circuit is an amplification circuit provided so as to perform an amplification operation based on a rectified and smoothed voltage level. Resonant switching power supply circuit.
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項1乃至請求
項6の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回
路。7. The constant voltage control is performed by changing the switching frequency of the switching means based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The current resonance type switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 6.
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項1乃至請求項6の何れかに記載の電流共振
形スイッチング電源回路。8. A constant voltage control is performed by varying a magnetic flux of the insulation transformer based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. 7. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 6.
流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次側
で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆動
信号を可変させることにより定電圧制御を行うように構
成されていることを特徴とする請求項1乃至請求項6の
何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。9. The switching means is a separately-excited current resonance type converter, and constant voltage control is performed by changing a switching drive signal based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. 7. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 1, wherein the current resonance type switching power supply circuit is configured as follows.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12736595A JPH08308235A (en) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | Current resonance type switching power source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12736595A JPH08308235A (en) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | Current resonance type switching power source circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08308235A true JPH08308235A (en) | 1996-11-22 |
Family
ID=14958167
Family Applications (1)
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JP12736595A Withdrawn JPH08308235A (en) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | Current resonance type switching power source circuit |
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JP (1) | JPH08308235A (en) |
-
1995
- 1995-04-28 JP JP12736595A patent/JPH08308235A/en not_active Withdrawn
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