JP2001119939A - Switching power supply circuit - Google Patents

Switching power supply circuit

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JP2001119939A
JP2001119939A JP29319699A JP29319699A JP2001119939A JP 2001119939 A JP2001119939 A JP 2001119939A JP 29319699 A JP29319699 A JP 29319699A JP 29319699 A JP29319699 A JP 29319699A JP 2001119939 A JP2001119939 A JP 2001119939A
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JP
Japan
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winding
circuit
voltage
switching
resonance
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JP29319699A
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Japanese (ja)
Inventor
Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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Publication date
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To maintain a power factor responding to the actual application condition for a load and AC input voltage and also to control ripple elements. SOLUTION: A boost circuit 12 for generating a higher voltage rectifying and smoothing voltage than the peak level of commercial AC power supply is provided for the power supply circuit as a complex resonance type converter provided with a power factor improving circuit 10. The boost circuit 12 can generate a boosted rectifying and smoothing voltage by connecting in series a the smoothing capacitor Ci, the serial resonance circuit formed of the serially connected resonance capacitor C3 in the power factor improving circuit 10, inductance element Ls and a boost winding N3.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路として、特に
力率を改善するための構成を備えたスイッチング電源回
路に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices, and more particularly to a switching power supply circuit having a configuration for improving a power factor.

【0002】[0002]

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、電流
共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改
善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
2. Description of the Related Art The applicant has previously proposed various power supply circuits having a resonance type converter on the primary side. In addition, various types of power supply circuits including a power factor improvement circuit for improving a power factor of a current resonance type converter have been proposed.

【0003】図8は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電流共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply circuit constructed based on the invention previously filed by the present applicant. This power supply circuit has a configuration in which a power factor improvement circuit for improving a power factor is provided for a self-excited current resonance type switching converter.

【0004】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ACを全波整流するブリッジ整流回路Diが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Diにより整
流された整流出力は、力率改善回路20を介して平滑コ
ンデンサCiに充電され、平滑コンデンサCiの両端に
は、交流入力電圧VACの1倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Eiが得られることになる。また、この整流平滑
回路(Di,Ci)に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Riが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。
The power supply circuit shown in FIG. 1 includes a bridge rectifier circuit Di for full-wave rectification of a commercial AC power supply AC. In this case, the rectified output rectified by the bridge rectification circuit Di is charged to the smoothing capacitor Ci via the power factor correction circuit 20, and both ends of the smoothing capacitor Ci correspond to the level of one time of the AC input voltage VAC. The rectified smoothed voltage Ei is obtained. Also, in the rectifying / smoothing circuit (Di, Ci), an inrush current limiting resistor Ri is inserted in the rectification current path so as to suppress an inrush current flowing into the smoothing capacitor when the power is turned on, for example. ing.

【0005】この図に示す力率改善回路20において
は、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と平滑コンデ
ンサCiの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルLN−高速リカバリ型ダイオードD1 −チョークコイ
ルLS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サCN は高速リカバリ型ダイオードD1 のアノード側と
平滑コンデンサCiの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルLN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。
In the power factor correction circuit 20 shown in FIG. 1, a filter choke coil LN, a high-speed recovery type diode D1 and a choke coil LS are provided between a positive output terminal of a bridge rectifier circuit Di and a positive terminal of a smoothing capacitor Ci. They are connected in series and inserted. The filter capacitor CN is inserted between the anode side of the high-speed recovery diode D1 and the positive terminal of the smoothing capacitor Ci to form a normal mode low-pass filter together with the filter choke coil LN.

【0006】また、力率改善回路20に対しては、高速
リカバリ型ダイオードD1 のカソードとチョークコイル
LSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路20による力率改善動作については後述する。
In the power factor correction circuit 20, an end of a primary side series resonance circuit, which will be described later, is connected to a connection point between the cathode of the high-speed recovery type diode D1 and the choke coil LS. The switching output obtained in the series resonance circuit is fed back. The power factor improving operation by the power factor improving circuit 20 will be described later.

【0007】この電源回路には、平滑コンデンサCiの
両端電圧である整流平滑電圧Eiを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように2つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Q1 、Q2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサCiの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Q1 、Q2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗RS1、RS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の
各ベースに対して接続される抵抗RB1、RB2は、スイッ
チング素子Q1 、Q2 のベース電流(ドライブ電流)を
設定する。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードDD1,
DD2が挿入される。クランプダイオードDD1,DD2は、
それぞれスイッチング素子Q1,Q2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサCB1,C
B2は次に説明するドライブトランスPRTの駆動巻線N
B1、NB2と共に、自励発振用の直列共振回路(自励発振
駆動回路)を形成しており、スイッチング素子Q1 、Q
2 のスイッチング周波数を決定する。
This power supply circuit includes a self-excited current resonance type converter using a rectified smoothed voltage Ei, which is a voltage across a smoothing capacitor Ci, as an operating power supply. In this current resonance type converter, as shown in the figure, switching elements Q1 and Q2 of two bipolar transistors are half-bridge-coupled and then inserted between the connection point on the positive side of the smoothing capacitor Ci and ground. It is connected. Starting resistors RS1 and RS2 are inserted between the collectors and the bases of the switching elements Q1 and Q2, respectively. The resistors RB1 and RB2 connected to the bases of the switching elements Q1 and Q2 set the base current (drive current) of the switching elements Q1 and Q2. Further, clamp diodes DD1 and Q2 are connected between the base and the emitter of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
DD2 is inserted. The clamp diodes DD1 and DD2 are
A current path for a clamp current flowing through the base-emitter is formed during a period in which the switching elements Q1 and Q2 are turned off. And the resonance capacitors CB1, C
B2 is a drive winding N of a drive transformer PRT described below.
A series resonance circuit (self-excited oscillation drive circuit) for self-excited oscillation is formed together with B1 and NB2, and the switching elements Q1, Q2
Determine the switching frequency of 2.

【0008】ドライブトランスPRT (Power Regulati
ng Transformer)はスイッチング素子Q1 、Q2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線NB1、NB2及び共振電流検出巻線N
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線N
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスPRTの駆動巻
線NB1の一端は、抵抗RB1−共振用コンデンサCB1の直
列接続を介してスイッチング素子Q1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Q1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線NB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗RB2−共振用コンデンサCB2の直列接
続を介してスイッチング素子Q2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線NB1と駆動巻線NB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。
[0008] Drive transformer PRT (Power Regulati
ng Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control by variably controlling the switching frequency. In this case, the drive windings NB1 and NB2 and the resonance current detection are performed. Winding N
D is wound, and a control winding N is provided for each of these windings.
C is an orthogonal saturable reactor wound in the orthogonal direction. One end of the drive winding NB1 of the drive transformer PRT is connected to the base of the switching element Q1 via a series connection of the resistor RB1 and the resonance capacitor CB1, and the other end is connected to the emitter of the switching element Q1. One end of the drive winding NB2 is grounded, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 via a series connection of a resistor RB2 and a resonance capacitor CB2. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages of opposite polarities are generated.

【0009】絶縁コンバータトランスPIT (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Q1 、Q2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスPITの一次巻線N1 の一端は、共振電
流検出巻線ND を介してスイッチング素子Q1 のエミッ
タとスイッチング素子Q2 のコレクタの接点(スイッチ
ング出力点)に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。
Insulated converter transformer PIT (Power Is
olation Transformer) is the switching element Q1, Q2
Is transmitted to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the insulation converter transformer PIT is connected to the contact point (switching output point) between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND, thereby providing a switching output. Is obtained.

【0010】また、一次巻線N1 の他端は、直列共振コ
ンデンサC1 を介するようにして、力率改善回路20内
の高速リカバリ型ダイオードD1 のカソードとチョーク
コイルLS の接続点に対して接続されている。
The other end of the primary winding N1 is connected to a connection point between the cathode of the high-speed recovery type diode D1 and the choke coil LS in the power factor correction circuit 20 via the series resonance capacitor C1. ing.

【0011】この場合、上記直列共振コンデンサC1 及
び一次巻線N1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサC1 のキャパシタンス及び一次巻線N1
(直列共振巻線)を含む絶縁コンバータトランスPIT
の漏洩インダクタンス(リーケージインダクタンス)成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。
In this case, the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 are connected in series, but the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 are connected.
Converter transformer PIT including (series resonance winding)
The primary side series resonance circuit for making the operation of the switching converter a current resonance type is formed by the leakage inductance (leakage inductance) component.

【0012】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスPITの二次側では、二次巻線N2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2,D
O3,DO4及び平滑コンデンサCO1,CO2を図のように接
続することで、[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コン
デンサCO1]の組と、[整流ダイオードDO3,DO4,平
滑コンデンサCO2]の組とによる、2組の全波整流回路
が設けられる。[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コン
デンサCO1]から成る全波整流回路は直流出力電圧EO1
を生成し、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデン
サCO2]から成る全波整流回路は直流出力電圧EO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧EO1及び直
流出力電圧EO2は制御回路1に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路1においては、直流出力電圧EO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧EO2を制御回路1の動
作電源として利用する。
On the secondary side of the insulated converter transformer PIT shown in FIG. 1, a center tap is provided for the secondary winding N2, and the rectifier diodes DO1, DO2, D
By connecting O3, DO4 and smoothing capacitors CO1, CO2 as shown in the figure, a set of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] and a set of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2] are obtained. Two sets of full wave rectifier circuits are provided. The full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] has a DC output voltage EO1.
And a full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2] generates a DC output voltage EO2. In this case, the DC output voltage EO1 and the DC output voltage EO2 are also branched and input to the control circuit 1. In the control circuit 1, the DC output voltage EO1 is used as a detection voltage, and the DC output voltage EO2 is used as an operation power supply of the control circuit 1.

【0013】制御回路1は、例えば二次側の直流電圧出
力EO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスPRTの制御巻
線NC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。
The control circuit 1 supplies a DC current whose level varies in accordance with the level of the DC voltage output EO1 on the secondary side to the control winding NC of the drive transformer PRT as a control current, as will be described later. The constant voltage control is performed as described above.

【0014】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗RS1、RS2を介してスイッチング素子Q1 、Q
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Q1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Q2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Q1 の出力として、共振電流検
出巻線ND →一次巻線N1 →直列共振コンデンサC1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が0となる近傍でス
イッチング素子Q2 がオン、スイッチング素子Q1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Q2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Q1 、Q2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサCiの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Q1 、Q2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線N2に交
番出力を得る。
The switching operation of the power supply circuit according to the above configuration is as follows. First, when a commercial AC power supply is turned on, the switching elements Q1, Q2 are activated via, for example, start-up resistors RS1, RS2.
2 is supplied with a starting current. For example, if the switching element Q1 is turned on first,
The switching element Q2 is controlled to be turned off.
Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows through the resonance current detection winding ND → the primary winding N1 → the series resonance capacitor C1. When the resonance current becomes zero, the switching element Q2 is turned on, and It is controlled to be off. Then, a resonance current flows in the opposite direction through the switching element Q2. Or later,
A self-excited switching operation in which the switching elements Q1 and Q2 are turned on alternately is started. As described above, by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power source, the switching elements Q1 and Q2 alternately open and close,
A drive current close to the resonance current waveform is supplied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and an alternating output is obtained at the secondary winding N2.

【0015】また、ドライブトランスPRTによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧EO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線NC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧EO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスPRTに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスPRTにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線NB1,NB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サC1 及び一次巻線N1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る(アッパーサイド制御)が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。
The constant voltage control by the drive transformer PRT is performed as follows. For example, assuming that the secondary output voltage EO1 fluctuates so as to increase with the AC input voltage level or load fluctuation, the level of the control current flowing through the control winding NC as described above is also changed to the secondary output voltage EO1.
Is controlled so as to increase in accordance with the rise of. Under the influence of the magnetic flux generated in the drive transformer PRT by this control current, the drive transformer PRT tends to approach a saturation state, and acts to reduce the inductance of the drive windings NB1 and NB2. The switching frequency is controlled so as to increase by changing the condition of the oscillation circuit. In this power supply circuit, the switching frequency is set in a frequency region higher than the resonance frequency of the series resonance circuit of the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 (upper side control). Then, the switching frequency is separated from the resonance frequency of the series resonance circuit.
Thereby, the resonance impedance of the series resonance circuit with respect to the switching output increases.

【0016】このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線N1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。
By increasing the resonance impedance in this way, the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary series resonance circuit is suppressed, and as a result, the secondary output voltage is suppressed. , Constant voltage control is achieved. Hereinafter, the constant voltage control method using the above method will be referred to as “switching frequency control method”.

【0017】また、力率改善回路20による力率改善動
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路20の
構成では、直列共振回路(N1,C1)に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルLS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンスを介して整流電流経路に帰還する
ようにされる。
The power factor improving operation by the power factor improving circuit 20 is as follows. In the configuration of the power factor correction circuit 20 shown in this figure, the switching output supplied to the series resonance circuit (N1, C1) is fed back to the rectified current path via the inductive reactance assumed to be included in the choke coil LS itself. To be.

【0018】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドD1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルLN,チョークコイルLS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサCiの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサCiへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。
The switching output fed back as described above causes the alternating voltage of the switching cycle to be superimposed on the rectified current path. The superimposed voltage of the switching cycle causes the high speed recovery type diode D1 to be superimposed. In this case, an operation of interrupting the rectified current in the switching cycle is obtained, and the apparent inductance of the filter choke coil LN and choke coil LS also increases due to the intermittent action. This allows the charging current to flow to the smoothing capacitor Ci even during a period in which the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci. As a result, the average waveform of the AC input current is made closer to the waveform of the AC input voltage, and the conduction angle of the AC input current is increased. As a result, the power factor is improved.

【0019】図9は、先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回
路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も2
本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電流
共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につい
ては他励式とされている。また、この場合にも力率改善
を図るための力率改善回路が備えられた構成とされてい
る。なお、図8と同一部分については同一符号を付して
説明を省略する。
FIG. 9 is a circuit diagram showing another example of the configuration of a switching power supply circuit that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant. This power supply circuit is also 2
A current resonance type converter in which the switching elements are half-bridge-coupled is provided, and its driving method is separately excited. Also in this case, a power factor improving circuit for improving the power factor is provided. Note that the same parts as those in FIG.

【0020】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばMOS−FETとされる2石のスイ
ッチング素子Q11、Q12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Q11のドレインを整流平滑電圧Eiの
ラインと接続し、スイッチング素子Q11のソースとスイ
ッチング素子Q12のドレインを接続し、スイッチング
素子Q12のソースを一次側アースに接続することで、他
励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これら
スイッチング素子Q11、Q12は、発振ドライブ回路2に
よって交互にオン/オフ動作が繰り返されるようにスイ
ッチング駆動されて、整流平滑電圧Eiを断続してスイ
ッチング出力とする。また、この場合には、各スイッチ
ング素子Q11、Q12のドレイン−ソース間に対して、図
に示す方向によって接続されるクランプダイオードDD
1、DD2が設けられる。
The primary-side current resonance type converter shown in FIG. 1 includes two switching elements Q11 and Q12, for example, MOS-FETs. here,
By connecting the drain of the switching element Q11 to the line of the rectified and smoothed voltage Ei, connecting the source of the switching element Q11 and the drain of the switching element Q12, and connecting the source of the switching element Q12 to the primary side ground, it is compatible with the separately excited type. A half-bridge connection is obtained. These switching elements Q11 and Q12 are switching-driven by the oscillation drive circuit 2 so that on / off operations are alternately repeated, and intermittently output the rectified smoothed voltage Ei as a switching output. In this case, a clamp diode DD connected between the drain and source of each of the switching elements Q11 and Q12 in the direction shown in FIG.
1, DD2 are provided.

【0021】また、この場合には、スイッチング素子Q
11、Q12のソース−ドレインの接続点(スイッチング出
力点)に対して、絶縁コンバータトランスPITの一次
巻線N1 の一端を接続することで、一次巻線N1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
N1 の他端は、直列共振コンデンサC1を介して、次に
述べる力率改善回路21のフィルタチョークコイルLN
と高速リカバリ型ダイオードD1 のアノードとの接続点
に対して接続される。
In this case, the switching element Q
11. By connecting one end of the primary winding N1 of the isolated converter transformer PIT to the source-drain connection point (switching output point) of Q12, the switching output is supplied to the primary winding N1. Is done. The other end of the primary winding N1 is connected via a series resonance capacitor C1 to a filter choke coil LN of a power factor improving circuit 21 described below.
And the anode of the high speed recovery type diode D1.

【0022】この場合にも、直列共振コンデンサC1 の
キャパシタンス及び一次巻線N1 を含む絶縁コンバータ
トランスPITの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。
Also in this case, a series resonance circuit for making the switching power supply circuit a current resonance type is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1. .

【0023】この場合の制御回路1は、例えば直流出力
電圧EO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路2に出力する。発振ドライブ回路2では制御
回路1から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路2からスイッチング素子Q11,Q12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図に示す電源回路においても、図8に示した電
源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振周波数
よりも高い領域として設定されている。そして、例えば
直流出力電圧EO1 が上昇すると、そのレベルに応じ
て、制御回路1はスイッチング周波数を高くするように
発振ドライブ回路2に対する制御を行う。これにより、
図8にて説明したのと同様にして定電圧制御が行われ
る。起動回路3は、電源投入直後に整流平滑ラインに得
られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路
2を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバー
タトランスPITに追加的に巻装した巻線を整流して得
られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力してい
る。
In this case, the control circuit 1 outputs a control signal having a level corresponding to the fluctuation of the DC output voltage EO1 to the oscillation drive circuit 2, for example. The oscillation drive circuit 2 changes the frequency of the switching drive signal supplied from the oscillation drive circuit 2 to each gate of the switching elements Q11 and Q12 based on the control signal supplied from the control circuit 1,
The switching frequency is made variable. Also, in the power supply circuit shown in this figure, similarly to the power supply circuit shown in FIG. 8, the switching frequency is set as a region higher than the series resonance frequency. When the DC output voltage EO1 rises, for example, the control circuit 1 controls the oscillation drive circuit 2 to increase the switching frequency according to the level. This allows
Constant voltage control is performed in the same manner as described with reference to FIG. The starting circuit 3 is provided for detecting the voltage or current obtained on the rectifying / smoothing line immediately after the power is turned on, and for starting the oscillation drive circuit 2. Is input as an operation power supply.

【0024】この図に示す力率改善回路21では、ブリ
ッジ整流回路Diの正極出力端子と平滑コンデンサCi
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルLN −
高速リカバリ型ダイオードD1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサCN はフィルタチョ
ークコイルLN −高速リカバリ型ダイオードD1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサCN はフィ
ルタチョークコイルLN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサC3
は、高速リカバリ型ダイオードD1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサC3 は例えばフィルタチョークコイルLN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Eiの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路21に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルLN と高速
リカバリ型ダイオードD1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路(N1,C1)の端部が接続される。
In the power factor correction circuit 21 shown in this figure, the positive output terminal of the bridge rectification circuit Di and the smoothing capacitor Ci
Of the filter choke coil LN−
A fast recovery diode D1 is inserted in series. Here, the filter capacitor CN is provided in parallel with the series connection circuit of the filter choke coil LN and the high-speed recovery type diode D1. Also in this connection form, the filter capacitor CN forms a normal mode low-pass filter together with the filter choke coil LN. The resonance capacitor C3
Are provided in parallel with the high-speed recovery type diode D1. Although a detailed description is omitted here, for example, the resonance capacitor C3 forms a parallel resonance circuit together with, for example, the filter choke coil LN and the like, so that its resonance frequency is substantially equal to the resonance frequency of the series resonance circuit described later. Is set. This has the effect of suppressing an increase in the rectified smoothed voltage Ei when the load is reduced. As described above, the power factor improving circuit 21 is connected to the end of the series resonance circuit (N1, C1) with respect to the connection point between the filter choke coil LN and the anode of the fast recovery type diode D1. Is connected.

【0025】このような接続形態では、一次巻線N1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサC1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルLN と高速リカバリ型ダイオードD1 の
アノードとの接続点に対して、一次巻線N1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。
In such a connection form, the switching output obtained on the primary winding N1 is connected to the series resonance capacitor C1.
The switching output is fed back to the rectified current path through the capacitive coupling of the switch. In this case, the switching output is applied to the connection point between the filter choke coil LN and the anode of the high speed recovery type diode D1 so that the resonance current obtained in the primary winding N1 flows. become.

【0026】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードD1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルLN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサC3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Eiのレベルは、この共振コンデ
ンサC3の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサCiの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサC
iへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。
As the switching output is fed back as described above, the alternating voltage of the switching cycle is superimposed on the rectified current path. In the diode D1, an operation of interrupting the rectified current in the switching cycle is obtained, and the apparent inductance of the filter choke coil LN also increases due to the interrupting action. Further, a voltage is generated at both ends of the resonance capacitor C3 when a current of a switching period flows through the resonance capacitor C3. However, the level of the rectified smoothed voltage Ei is reduced by the voltage across the resonance capacitor C3. Accordingly, even during the period when the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci, the smoothing capacitor C
The charging current to i flows. As a result, the average waveform of the AC input current is made closer to the waveform of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current is expanded, and the power factor is also improved.

【0027】このように、上記図8及び図9に示した電
源回路では力率改善回路(20,21)を備えること
で、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示し
た力率改善回路は、少ない部品点数によって形成されて
いるため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストによ
り、力率改善を図ることができるというメリットを有し
ている。
As described above, in the power supply circuits shown in FIGS. 8 and 9, the power factor can be improved by providing the power factor improvement circuits (20, 21). Since the power factor improving circuit is formed with a small number of components, it has the advantage that the power factor can be improved with high efficiency, low noise, small size, light weight, and low cost.

【0028】[0028]

【発明が解決しようとする課題】ここで、図10に、上
記図8及び図9に示した電源回路についての、負荷電力
Poと力率PFとの関係を示す。なお、ここでは、交流
入力電圧VAC=100V時の条件が示されている。この
図によれば、力率PFは、負荷電力Poが減少するのに
応じて、低下していくという特性が得られていることが
分かる。
FIG. 10 shows the relationship between the load power Po and the power factor PF of the power supply circuit shown in FIGS. 8 and 9. Here, the conditions when the AC input voltage VAC = 100 V are shown. According to this figure, it can be seen that the characteristic that the power factor PF decreases as the load power Po decreases.

【0029】また、図11には、交流入力電圧VACと力
率PFとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Pomax=120W時と、最小負荷電力Pomin=40
W時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率PFは、交流入力電圧VACが上昇
するのに応じて、力率PFは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Pomin=40W時の条
件での力率PFとしては、最大負荷電力Pomax=12
0Wよりも低い力率となっている。つまり、上記図10
によっても述べたように、負荷電力が小さい場合のほう
が、力率PFとしては低くなるという特性がここでも得
られている。
FIG. 11 shows the relationship between the AC input voltage VAC and the power factor PF. Here, the maximum load power Pomax = 120 W and the minimum load power Pomin = 40
The characteristics under each condition at the time of W are shown. As shown in this figure, it can be seen that the power factor PF decreases proportionally as the AC input voltage VAC increases. As the power factor PF under the condition of the minimum load power Pomin = 40 W, the maximum load power Pomax = 12
The power factor is lower than 0W. That is, FIG.
As described above, the characteristic that the power factor PF is lower when the load power is smaller is also obtained here.

【0030】また、上記図11に示した特性は、動作波
形図としては図12のようにして示される。ここで、図
12(a)(b)には、交流入力電圧VAC=100Vで
最大負荷電力Pomax=120W時の交流入力電圧VA
C、交流入力電流IACが示され、図12(c)(d)に
は、交流入力電圧VAC=100Vで最小負荷電力Pomi
n=40W時の交流入力電圧VAC、交流入力電流IACが
示されている。ここで、交流入力電圧VACの半周期が1
0msであるとして、最大負荷電力Pomax=120W
時には、交流入力電流IACの導通期間τは実際には5m
s程度とされて、力率としてはPF=0.85となる。
これに対して、最小負荷電力Pomin=40W時には、
交流入力電流IACの導通期間τは2.5ms程度にまで
短くなり、力率としてはPF=0.65程度にまで低下
する。この最小負荷電力Pomin=40W時に得られる
力率PFの値では、実用上要求される力率としての値を
満足しない場合がある。
The characteristic shown in FIG. 11 is shown as an operation waveform diagram as shown in FIG. Here, FIGS. 12A and 12B show the AC input voltage VA when the AC input voltage VAC = 100 V and the maximum load power Pomax = 120 W.
C, the AC input current IAC is shown. FIGS. 12C and 12D show the minimum load power Pomi at the AC input voltage VAC = 100V.
The AC input voltage VAC and the AC input current IAC when n = 40 W are shown. Here, the half cycle of the AC input voltage VAC is 1
0 ms, the maximum load power Pomax = 120 W
Sometimes, the conduction period τ of the AC input current IAC is actually 5 m
s, and the power factor is PF = 0.85.
On the other hand, when the minimum load power Pomin = 40W,
The conduction period τ of the AC input current IAC is reduced to about 2.5 ms, and the power factor is reduced to about PF = 0.65. The value of the power factor PF obtained when the minimum load power Pomin = 40 W may not satisfy the value as the power factor required for practical use.

【0031】また、図8及び図9に示した力率改善のた
めの構成では、一次側の直列共振回路が商用交流電源の
整流電流経路と接続される形態を採るために、直列共振
回路に対して商用交流電源周期(50Hz/60Hz)
のリップルが重畳することが分かっている。このリップ
ル成分の重畳レベルは、負荷電力の増加に従って大きく
なる。そして、例えば、実用性に対応する所定の測定条
件のもとでPF=0.8程度の力率が維持できるように
所要の部品の選定を行って構成したとすると、力率改善
回路が備えられない場合と比較して、最大負荷電力時の
二次側直流出力電圧に表れるリップル電圧レベルとして
は約3倍〜4倍程度にまで増加してしまうことが分かっ
ている。
In the configuration for improving the power factor shown in FIGS. 8 and 9, the series resonance circuit on the primary side is connected to the rectified current path of the commercial AC power supply. For commercial AC power cycle (50Hz / 60Hz)
It has been found that the ripples overlap. The superimposed level of the ripple component increases as the load power increases. If, for example, required components are selected so as to maintain a power factor of about PF = 0.8 under predetermined measurement conditions corresponding to practicality, the power factor improving circuit is provided. It is known that the ripple voltage level appearing on the secondary side DC output voltage at the time of maximum load power increases to about 3 to 4 times as compared with the case where it is not possible.

【0032】上記のようなリップル成分の増加を抑制す
るために、例えば図8及び図9に示した電源回路の実際
においては、制御回路1の利得の向上や、一次側の平滑
コンデンサCiのキャパシタンスの増加などの対策をと
ることになるのであるが、この場合には、部品素子のコ
ストアップを招くと共に、スイッチング動作が異常発振
しやすくなるという問題を招く。
In order to suppress the increase in the ripple component as described above, for example, in the actual power supply circuit shown in FIGS. 8 and 9, the gain of the control circuit 1 is improved, and the capacitance of the primary-side smoothing capacitor Ci is increased. However, in this case, the cost of the component element is increased, and the switching operation is liable to abnormally oscillate.

【0033】[0033]

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、商用交流電源を入力して整流平滑
電圧を生成する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の
結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側
出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバー
タトランスと、整流平滑電圧をスイッチング素子により
断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力
するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、絶
縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタ
ンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
って形成されてスイッチング手段の動作を電圧共振形と
する一次側並列共振回路とを備える。また、一次巻線に
得られるスイッチング出力を整流電流経路に帰還し、こ
の帰還されたスイッチング出力に基づいて整流電流を断
続することよって力率改善を図るようにされた力率改善
手段と、この力率改善手段内に設けられるコンデンサと
同じく力率改善手段内に設けられるインダクタンス素子
と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線側に巻回さ
れるブースト巻線との直列接続による直列共振回路が、
上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサと直列接続
されることで、上記商用交流電源のピークレベルよりも
高いとされるレベルの上記整流平滑電圧を生成するよう
にされたブースト手段と、絶縁コンバータトランスの二
次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側共振コンデン
サのキャパシタンスとによって二次側において形成され
る二次側共振回路と、この二次側共振回路を含んで形成
され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られ
る交番電圧を入力して、全波整流動作を行って二次側直
流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生
成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記ス
イッチング手段のスイッチング周波数を可変制御するこ
とで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよ
うに構成された定電圧制御手段とを備えるものである。
In view of the above-mentioned problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows. That is, a gap is formed so as to obtain a required coupling coefficient that is loosely coupled with a rectifying / smoothing unit that generates a rectified smoothed voltage by inputting a commercial AC power supply, and a primary output is transmitted to the secondary. And a switching means for intermittently outputting a rectified and smoothed voltage by a switching element and outputting the rectified smoothed voltage to a primary winding of the insulating converter transformer, and a leakage inductance including at least a primary winding of the insulating converter transformer. A primary-side parallel resonance circuit formed by the component and the capacitance of the parallel resonance capacitor to make the operation of the switching means a voltage resonance type. Further, a power factor improving means configured to feed back a switching output obtained in the primary winding to a rectified current path and to interrupt a rectified current based on the returned switching output to improve a power factor, and A series resonance circuit formed by a series connection of an inductance element provided in the power factor improvement unit as well as a capacitor provided in the power factor improvement unit, and a boost winding wound on the primary winding side of the insulating converter transformer,
A boost means connected in series with a smoothing capacitor forming the rectifying and smoothing means to generate the rectified and smoothed voltage at a level higher than a peak level of the commercial AC power supply; A secondary resonance circuit formed on the secondary side by the leakage inductance component of the secondary winding and the capacitance of the secondary side resonance capacitor; and a secondary resonance circuit formed including the secondary side resonance circuit. DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to the secondary winding and perform a full-wave rectification operation to generate a secondary DC output voltage; and a level of the secondary DC output voltage. A constant voltage control for the secondary DC output voltage is performed by variably controlling the switching frequency of the switching means according to Is intended and a pressure control means.

【0034】またブースト手段は、上記ブースト巻線の
巻き始めに上記インダクタンス素子が直列接続され、上
記ブースト巻線の巻き終わりに上記平滑コンデンサが直
列接続されて成るようにする。又は上記ブースト手段
は、上記ブースト巻線の巻き終わりに上記インダクタン
ス素子が直列接続され、さらに上記インダクタンス素子
に上記平滑コンデンサが直列接続されて成るようにす
る。
Further, the boost means is configured such that the inductance element is connected in series at the beginning of the winding of the boost winding, and the smoothing capacitor is connected in series at the end of the winding of the boost winding. Alternatively, the boost means is configured such that the inductance element is connected in series at the end of the winding of the boost winding, and the smoothing capacitor is connected in series to the inductance element.

【0035】上記構成によれば、スイッチング出力を整
流電流経路に帰還して整流電流を断続することで力率改
善を行う力率改善回路と併せて、力率改善回路にてスイ
ッチングされた整流出力に対してブースト巻線によって
交番電圧を重畳するように動作するブースト手段が設け
られる。これにより、力率改善動作と共に商用交流電源
の等倍レベルよりも高圧の整流平滑電圧が得られること
になる。
According to the above configuration, the switching output is fed back to the rectification current path to interrupt the rectification current, thereby improving the power factor. And a boosting means operable to superimpose an alternating voltage by a boost winding. Thereby, together with the power factor improving operation, a rectified and smoothed voltage higher than the equal level of the commercial AC power supply can be obtained.

【0036】[0036]

【発明の実施の形態】図1は、本発明の第1の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。なお、この図において図8又は図9と同一部分に
は同一符号を付して説明を省略する。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIG. 8 or FIG.

【0037】この図に示す力率改善回路10において
は、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子に対して、フ
ィルタチョークコイルLN −高速リカバリ型ダイオード
D1 −チョークコイルLSが直列に接続される。チョー
クコイルLSの端部は、後述するブースト巻線N3の巻き
始めに接続される。また、共振コンデンサC3は、ここ
では高速リカバリ型ダイオードD1に対して並列に接続
されているが、チョークコイルLSとの接続関係として
は直列とされ、共振コンデンサC3−チョークコイルLS
−ブースト巻線N3の直列接続回路により直列共振回路
を形成しているものと見ることができる。
In the power factor correction circuit 10 shown in this figure, a filter choke coil LN, a high-speed recovery type diode D1, and a choke coil LS are connected in series to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. The end of the choke coil LS is connected to the beginning of a later-described boost winding N3. The resonance capacitor C3 is connected in parallel to the high-speed recovery type diode D1 here, but is connected in series with the choke coil LS, so that the resonance capacitor C3 and the choke coil LS
-It can be seen that a series resonance circuit is formed by the series connection circuit of the boost winding N3.

【0038】また、この場合のフィルタコンデンサCN
は、高速リカバリ型ダイオードD1のアノード側と一次
側アース間に対して挿入されることで、フィルタチョー
クコイルLN と共にノーマルモードのローパスフィルタ
を形成している。
In this case, the filter capacitor CN
Is inserted between the anode side of the high speed recovery type diode D1 and the primary side ground to form a normal mode low pass filter together with the filter choke coil LN.

【0039】この場合、絶縁コンバータトランスPIT
にはブースト巻線N3が備えられる。このブースト巻線
N3は、一次巻線N1側に、一次巻線とは独立して形成さ
れており、その巻始めに対しては、前述のようにして、
チョークコイルLSの端部が接続され、その巻終わりは
平滑コンデンサCiの正極端子に対して接続される。つ
まり上記した直列共振回路(C3−LS−N3)と平滑コ
ンデンサCiの正極端子は直列に接続されているものと
なる。
In this case, the insulation converter transformer PIT
Is provided with a boost winding N3. This boost winding N3 is formed on the primary winding N1 side independently of the primary winding, and at the beginning of the winding, as described above,
The end of the choke coil LS is connected, and the end of the winding is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci. That is, the above-described series resonance circuit (C3-LS-N3) and the positive terminal of the smoothing capacitor Ci are connected in series.

【0040】このような構成によると、平滑コンデンサ
Ciに対しては、力率改善回路10からブースト巻線N
3を介して得られる整流電流が充電されることで、整流
平滑電圧Eiを得るようにされる。そして、本実施の形
態では、力率改善回路10内の共振コンデンサC3、高
速リカバリ型ダイオードD1、チョークコイルLsと、
ブースト巻線N3,平滑コンデンサCiとによってブー
スト回路12を形成するものとされる。なお、力率改善
回路10及びブースト回路12の動作については後述す
る。
According to such a configuration, for the smoothing capacitor Ci, the boost winding N
By charging the rectified current obtained via 3, a rectified smoothed voltage Ei is obtained. In the present embodiment, the resonance capacitor C3, the high-speed recovery type diode D1, the choke coil Ls in the power factor correction circuit 10,
The boost circuit 12 is formed by the boost winding N3 and the smoothing capacitor Ci. The operations of the power factor correction circuit 10 and the boost circuit 12 will be described later.

【0041】この図に示す電源回路の一次側には電圧共
振形のスイッチングコンバータが設けられる。ここでの
電圧共振形のスイッチングコンバータは、1石のスイッ
チング素子Q1 を備えた自励式の構成を採っている。こ
の場合、スイッチング素子Q1には、高耐圧のバイポー
ラトランジスタ(BJT;接合型トランジスタ)が採用
されている。
A voltage-resonant type switching converter is provided on the primary side of the power supply circuit shown in FIG. The switching converter of the voltage resonance type here adopts a self-excited configuration provided with a single switching element Q1. In this case, a high withstand voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is employed as the switching element Q1.

【0042】スイッチング素子Q1 のベースは、起動抵
抗RS、チョークコイルLS、ブースト巻線N3を介して
平滑コンデンサCi(整流平滑電圧Ei)の正極側に接
続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得
られるようにしている。また、スイッチング素子Q1 の
ベースと一次側アース間には駆動巻線NB,共振コンデ
ンサCB ,ベース電流制限抵抗RB の直列接続回路より
なる自励発振駆動用の共振回路(自励発振駆動回路)が
接続される。また、スイッチング素子Q1 のベースと平
滑コンデンサCiの負極(1次側アース)間に挿入され
るクランプダイオードDD により、スイッチング素子Q
1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされている。スイッチング素子Q1 のコレクタは、検
出巻線ND−一次巻線N1−チョークコイルLS−ブース
ト巻線N3の直列接続を介して平滑コンデンサCiの正
極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接地さ
れる。
The base of the switching element Q1 is connected to the positive electrode of a smoothing capacitor Ci (rectified and smoothed voltage Ei) via a starting resistor RS, a choke coil LS and a boost winding N3, so that the base current at the time of starting is rectified and smoothed. I get it from the line. Between the base of the switching element Q1 and the primary side ground, a resonance circuit (self-excited oscillation drive circuit) for driving self-oscillation composed of a series connection circuit of a drive winding NB, a resonance capacitor CB, and a base current limiting resistor RB. Connected. Further, the clamp diode DD inserted between the base of the switching element Q1 and the negative electrode (primary ground) of the smoothing capacitor Ci allows the switching element Q1 to be switched.
1 to form a path for a clamp current flowing when the switch is off. The collector of the switching element Q1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci through a series connection of the detection winding ND, the primary winding N1, the choke coil LS, and the boost winding N3. The emitter is grounded to the primary side ground.

【0043】また、上記スイッチング素子Q1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサCrが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサCr
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスPITの一次巻線N1側のリーケージインダク
タンスL1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Q1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサCrの両端電
圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られるようになっている。
A parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q1. This parallel resonance capacitor Cr
Forms a primary parallel resonance circuit of the voltage resonance type converter by its own capacitance and a leakage inductance L1 on the primary winding N1 side of the insulating converter transformer PIT described later. Although the detailed description is omitted here, when the switching element Q1 is turned off, the voltage across the resonance capacitor Cr becomes a sinusoidal pulse waveform due to the action of the parallel resonance circuit, and the voltage resonance type operation is performed. You can get it.

【0044】この図に示す直交型制御トランスPRT
は、検出巻線ND,駆動巻線NB,及び制御巻線NCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
PRTは、スイッチング素子Q1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
PRTの構造としては、図示は省略するが、4本の磁脚
を有する2つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部
を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、
この立体型コアの所定の2本の磁脚に対して、同じ巻回
方向に検出巻線ND,駆動巻線NBを巻装し、更に制御巻
線NCを、上記検出巻線ND,駆動巻線NBに対して直交
する方向に巻装して構成される。
The orthogonal control transformer PRT shown in FIG.
Is a saturable reactor on which a detection winding ND, a drive winding NB, and a control winding NC are wound. The orthogonal transformer PRT drives the switching element Q1 and is provided for constant voltage control. As the structure of the orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the two magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. I do. And
The detection winding ND and the drive winding NB are wound around the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core in the same winding direction, and the control winding NC is further connected to the detection winding ND and the drive winding ND. It is configured by being wound in a direction orthogonal to the line NB.

【0045】この場合、直交型制御トランスPRT(周
波数可変手段)の検出巻線NDは、絶縁コンバータトラ
ンスPITの一次巻線N1と直列に接続されていること
で、スイッチング素子Q1のスイッチング出力は、一次
巻線N1を介して検出巻線NDに伝達される。直交型制御
トランスPRTにおいては、検出巻線NDに得られたス
イッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線NBに
励起されることで、駆動巻線NBにはドライブ電圧とし
ての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発
振駆動回路を形成する直列共振回路(NB,CB)からベ
ース電流制限抵抗RBを介して、ドライブ電流としてス
イッチング素子Q1のベースに出力される。これによ
り、スイッチング素子Q1は、直列共振回路(NB,C
B)の共振周波数により決定されるスイッチング周波数
でスイッチング動作を行うことになる。
In this case, since the detection winding ND of the orthogonal control transformer PRT (frequency variable means) is connected in series with the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, the switching output of the switching element Q1 is: The signal is transmitted to the detection winding ND via the primary winding N1. In the orthogonal control transformer PRT, the switching output obtained on the detection winding ND is excited by the drive winding NB via the transformer coupling, so that an alternating voltage as a drive voltage is generated on the drive winding NB. . This drive voltage is output from the series resonance circuit (NB, CB) forming the self-excited oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1 as a drive current via the base current limiting resistor RB. Thus, the switching element Q1 is connected to the series resonance circuit (NB, C
The switching operation is performed at the switching frequency determined by the resonance frequency of B).

【0046】本実施の形態の絶縁コンバータトランスP
ITは、図2に示すように、例えばフェライト材による
E型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたEE型コアが備えられ、このEE型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンBを利用して一次巻線N
1,ブースト巻線N3 と、二次巻線N2をそれぞれ分割し
た状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図
のようにギャップGを形成するようにしている。これに
よって、所要の結合係数による疎結合が得られるように
している。ギャップGは、E型コアCR1,CR2の中
央磁脚を、2本の外磁脚よりも短く形成することで形成
することが出来る。また、結合係数kとしては、例えば
k≒0.85という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
Insulated converter transformer P of the present embodiment
As shown in FIG. 2, the IT is provided with an EE-type core in which E-type cores CR1 and CR2 made of, for example, a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. , The primary winding N using the divided bobbin B
1. The boost winding N3 and the secondary winding N2 are wound separately. A gap G is formed for the center magnetic leg as shown in the figure. As a result, loose coupling with a required coupling coefficient can be obtained. The gap G can be formed by forming the central magnetic legs of the E-shaped cores CR1 and CR2 shorter than the two outer magnetic legs. The coupling coefficient k is set to a loosely coupled state of, for example, k ≒ 0.85, so that a saturated state is hardly obtained.

【0047】上記絶縁コンバ−タトランスPITの一次
巻線N1の一端は、検出巻線NDの直列接続を介してスイ
ッチング素子Q1 のコレクタと接続され、他端側はチョ
ークコイルLS、ブースト巻線N3を介して平滑コンデン
サCiの正極(整流平滑電圧Ei)と接続されている。
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the collector of the switching element Q1 through a series connection of the detection winding ND, and the other end is connected to the choke coil LS and the boost winding N3. It is connected to the positive electrode (rectified smoothed voltage Ei) of the smoothing capacitor Ci via the capacitor.

【0048】絶縁コンバ−タトランスPITの二次側で
は、一次巻線N1 により誘起された交番電圧が二次巻線
N2に発生する。この場合、二次巻線N2に対しては、二
次側並列共振コンデンサC2 が並列に接続されること
で、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2と二次
側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線N2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2. In this case, the secondary parallel resonance capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that the leakage inductance L2 of the secondary winding N2 and the capacitance of the secondary parallel resonance capacitor C2 are determined. A parallel resonance circuit is formed. With this parallel resonance circuit,
The alternating voltage excited by the secondary winding N2 becomes a resonance voltage.
That is, a voltage resonance operation is obtained on the secondary side.

【0049】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には、全波整流動作(電圧共振動作)
を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細
書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路
が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータに
ついては、「複合共振形スイッチングコンバータ」とも
いうことにする。
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for performing a voltage resonance type switching operation, and the secondary side is provided with a full-wave rectification operation (voltage resonance operation).
And a parallel resonance circuit for obtaining In the present specification, such a switching converter configured to operate with a resonance circuit provided on the primary side and the secondary side is also referred to as a “composite resonance type switching converter”.

【0050】上記のようにして形成される二次側の並列
共振回路に対しては、二次巻線N2に対してセンタータ
ップを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2,DO3,
DO4及び平滑コンデンサCO1,CO2を図のように接続す
ることで、[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデン
サCO1]の組と、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コ
ンデンサCO2]の組とによる、2組の全波整流回路が設
けられる。[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデン
サCO1]から成る全波整流回路は二次側並列共振回路か
ら供給される共振電圧を入力して直流出力電圧EO1を生
成し、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデンサC
O2]から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共振回
路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧EO2
を生成する。なお、この場合には、直流出力電圧EO1及
び直流出力電圧EO2は制御回路1に対しても分岐して入
力される。制御回路1においては、直流出力電圧EO1を
検出電圧として利用し、直流出力電圧EO2を制御回路1
の動作電源として利用する。
For the secondary parallel resonance circuit formed as described above, a center tap is provided for the secondary winding N2, and then the rectifier diodes DO1, DO2, DO3,
By connecting DO4 and the smoothing capacitors CO1 and CO2 as shown in the figure, two sets of a set of [rectifying diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] and a set of [rectifying diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2] are provided. Is provided. A full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] receives a resonance voltage supplied from the secondary parallel resonance circuit to generate a DC output voltage EO1, and generates a [rectifier diode DO3, DO4, smoother. Capacitor C
Similarly, the full-wave rectifier circuit of O2] receives the resonance voltage supplied from the secondary side parallel resonance circuit and receives the DC output voltage EO2.
Generate In this case, the DC output voltage EO1 and the DC output voltage EO2 are also branched and input to the control circuit 1. In the control circuit 1, the DC output voltage EO1 is used as the detection voltage, and the DC output voltage EO2 is used as the control circuit 1.
It is used as an operation power supply.

【0051】ところで、絶縁コンバータトランスPIT
においては、一次巻線N1 、二次巻線N2 の極性(巻方
向)と整流ダイオードDO (DO1,DO2/DO3,DO4)
の接続との関係によって、一次巻線N1 のインダクタン
スL1と二次巻線N2 のインダクタンスL2 との相互イ
ンダクタンスMについて、+Mとなる場合と−Mとなる
場合とがある。例えば、図3(a)に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは+Mとなり、図3(b)
に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−M
となる。これを、二次側の動作に対応させてみると、例
えば二次巻線N2に得られる交番電圧が正極性のときに
整流ダイオードDO1(DO3)に整流電流が流れる動作は
+Mの動作モード(フォワード方式)とみることがで
き、逆に、二次巻線N2に得られる交番電圧が負極性の
ときに整流ダイオードDO2(DO4)に流れる整流電流は
−Mの動作モード(フライバック方式)であるとみるこ
とができる。即ち、この電源回路では、二次巻線に得ら
れる交番電圧が正/負となるごとに、相互インダクタン
スが+M/−Mのモードで動作することになる。
Incidentally, the insulating converter transformer PIT
, The polarity (winding direction) of the primary winding N1 and the secondary winding N2 and the rectifier diode DO (DO1, DO2 / DO3, DO4)
, The mutual inductance M between the inductance L1 of the primary winding N1 and the inductance L2 of the secondary winding N2 may be + M or -M. For example, when the connection form shown in FIG. 3A is adopted, the mutual inductance becomes + M, and FIG.
The mutual inductance is -M
Becomes If this is made to correspond to the operation on the secondary side, for example, when the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 has a positive polarity, the operation in which the rectified current flows through the rectifier diode DO1 (DO3) is the + M operation mode ( In contrast, when the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 has a negative polarity, the rectified current flowing through the rectifier diode DO2 (DO4) is in the -M operation mode (flyback method). It can be seen that there is. That is, in this power supply circuit, each time the alternating voltage obtained in the secondary winding becomes positive / negative, the mutual inductance operates in the mode of + M / -M.

【0052】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これと共に、この図に示す回路のようにして、二次側並
列共振回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述
のように、相互インダクタンスが+M/−Mの両方の動
作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。つま
り、交番電圧が正極と負極との両期間において整流出力
が得られるようにされる。このような動作によって、そ
れだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電
力の増加率も向上する。
In such a configuration, power is supplied to the load side increased by the operation of the secondary side parallel resonance circuit.
In addition, when a full-wave rectifier circuit is connected to the secondary-side parallel resonance circuit as in the circuit shown in this figure, as described above, the mutual inductance alternates in both operation modes of + M / -M. A rectified current is caused to flow through the That is, a rectified output is obtained in both periods of the alternating voltage of the positive electrode and the negative electrode. With such an operation, the power supplied to the load side increases accordingly, and the rate of increase of the maximum load power also improves.

【0053】上記図3に示す全波整流動作を得るための
構成は、先に図2にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスPITに対してギャップGを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態
となりにくい状態を得たことで実現されるものである。
例えば、絶縁コンバータトランスPITに対してギャッ
プGが設けられない場合には、フライバック動作時にお
いて絶縁コンバータトランスPITが飽和状態となって
動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作
が適正に行われるのを望むのは難しい。
The configuration for obtaining the full-wave rectification operation shown in FIG. 3 is, as described above with reference to FIG. 2, by forming a gap G with respect to the insulating converter transformer PIT and loosely coupling by a required coupling coefficient. This is achieved by obtaining a state that is more difficult to be saturated.
For example, when the gap G is not provided for the insulating converter transformer PIT, there is a high possibility that the insulating converter transformer PIT becomes saturated during flyback operation and the operation becomes abnormal. It is difficult to hope that this is done properly.

【0054】制御回路1では、二次側直流出力電圧レベ
ル(EO1)の変化に応じて、制御巻線NCに流す制御電
流(直流電流)レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスPRTに巻装された駆動巻線NBのインダクタン
スLBを可変制御する。これにより、駆動巻線NBのイン
ダクタンスLBを含んで形成されるスイッチング素子Q1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Q1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
In the control circuit 1, the level of the control current (DC current) flowing through the control winding NC is varied according to the change in the secondary DC output voltage level (EO1), so that the winding is wound around the orthogonal control transformer PRT. The inductance LB of the mounted drive winding NB is variably controlled. Thereby, the switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB is formed.
The resonance condition of the series resonance circuit in the self-excited oscillation driving circuit for the above changes. This is an operation of varying the switching frequency of the switching element Q1, and this operation has an effect of stabilizing the secondary DC output voltage.

【0055】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Q1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御(PWM制御)も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を1組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。
In the circuit shown in this figure, when the switching frequency is varied, the period during which the switching element Q1 is off is fixed, and the period during which the switching element Q1 is on is variably controlled. In other words, in this power supply circuit, as a constant voltage control operation, an operation is performed to variably control the switching frequency, thereby performing resonance impedance control on the switching output, and at the same time, controlling the conduction angle of the switching element in the switching cycle (PWM). Control). This complex control operation is realized by a set of control circuit systems. Here, as the switching frequency control, when the secondary output voltage increases due to, for example, a tendency toward light load, the control is performed so as to suppress the secondary output by increasing the switching frequency. It is supposed to be done.

【0056】続いて、先にその回路構成について述べ
た、力率改善回路10及びブースト回路12の動作につ
いて説明する。力率改善回路10の基本的動作として
は、一次巻線N1の一端が高速リカバリ型ダイオードD1
のカソードに接続されることで、一次巻線N1に得られ
たスイッチング出力を整流電流経路に対して帰還するよ
うにされる。そして、この帰還されたスイッチング出力
によって、高速リカバリ型ダイオードD1がスイッチン
グ動作を行って整流電流を断続するように動作する。
Next, the operation of the power factor improving circuit 10 and the boost circuit 12 described above for the circuit configuration will be described. As a basic operation of the power factor correction circuit 10, one end of the primary winding N1 is connected to a high-speed recovery type diode D1.
, The switching output obtained in the primary winding N1 is fed back to the rectified current path. Then, the high-speed recovery type diode D1 performs a switching operation and operates so as to interrupt the rectified current by the feedback switching output.

【0057】また、ブースト回路12の動作としては、
次のようになる。ブースト巻線N3は、力率改善回路1
0と平滑コンデンサCi間に対して直列に挿入されてい
る。そしてブースト巻線N3には一次巻線N1に得られる
スイッチング出力が伝達されるとともに、力率改善回路
10の動作により得られる交番出力が印加され、平滑コ
ンデンサCiに対して充電が行われる。これによって、
平滑コンデンサCiの両端に発生する整流平滑電圧Ei
としては、交流入力電圧の等倍に対応するレベルよりも
高いレベルが得られることになる。即ち、ブースト巻線
N3の挿入によって、整流平滑電圧Eiのレベルがブー
ストされるものである。
The operation of the boost circuit 12 is as follows.
It looks like this: The boost winding N3 is a power factor correction circuit 1
It is inserted in series between 0 and the smoothing capacitor Ci. The switching output obtained from the primary winding N1 is transmitted to the boost winding N3, and the alternating output obtained by the operation of the power factor correction circuit 10 is applied to charge the smoothing capacitor Ci. by this,
Rectified smoothing voltage Ei generated at both ends of smoothing capacitor Ci
As a result, a level higher than a level corresponding to the same multiple of the AC input voltage is obtained. That is, the level of the rectified smoothed voltage Ei is boosted by the insertion of the boost winding N3.

【0058】ここで、ブースト回路12によりブースト
アップされる整流平滑電圧Eiについては、 Ei≒V1(1+L3/Ls)・・・(式1) で表される。上記式1において、L3はブースト巻線N3
のインダクタンス、LSはチョークコイルLSのインダク
タンスを示す。
Here, the rectified and smoothed voltage Ei boosted up by the boost circuit 12 is expressed by Ei 式 V1 (1 + L3 / Ls) (Equation 1). In the above equation 1, L3 is the boost winding N3
Ls represents the inductance of the choke coil LS.

【0059】上記式1により、整流平滑電圧Eiとして
は、インダクタンスL3、LSに応じて、交流入力電圧V
ACに対応する等倍レベルよりも高いレベルが得られるこ
とが分かる。実際としては、交流入力電圧VACのピーク
値(例えば141Vp)よりも高いレベルが得られる。
According to the above equation (1), the rectified smoothed voltage Ei is determined based on the AC input voltage V according to the inductances L3 and LS.
It can be seen that a level higher than the unity level corresponding to AC can be obtained. In practice, a level higher than the peak value (for example, 141 Vp) of the AC input voltage VAC is obtained.

【0060】図4に、上記図1に示す電源回路の動作波
形を示す。例えばここでは商用電源の周波数は50Hz
とされ、交流入力電圧VACは図4(a)に示すように、
半周期が10msとなる正弦波状の波形が得られてい
る。そして、ブリッジ整流回路Diに流れる整流電流と
して、交流入力電流IACが図4(b)に示すようにして
流れると、高速リカバリ型ダイオードD1ではこれを断
続するようにスイッチングすることで、図4(c)に示
す波形によるスイッチング電流ID1が流れることにな
る。
FIG. 4 shows operation waveforms of the power supply circuit shown in FIG. For example, here, the frequency of the commercial power supply is 50 Hz.
And the AC input voltage VAC is, as shown in FIG.
A sinusoidal waveform having a half cycle of 10 ms is obtained. When the AC input current IAC flows as shown in FIG. 4B as the rectified current flowing through the bridge rectifier circuit Di, the high-speed recovery type diode D1 switches so as to intermittently switch the current, as shown in FIG. The switching current ID1 according to the waveform shown in c) flows.

【0061】また、ブースト巻線N3に得られる交番電
圧と、チョークコイルLSのインダクタンスの作用によ
って、共振コンデンサC3には、図4(d)に示す波形
によるスイッチング周期の共振電流IC3が流れる。そし
て、チョークコイルLS自体には、図4(e)に示すよ
うにして、スイッチング電流ID1と共振電流IC3が合成
されたスイッチング周期の交番電流ILSが流れるように
される。また、このときに高速リカバリ型ダイオードD
1のカソード側と一次側アース間に発生する電圧(カソ
ード電位)V2としては、図4(f)に示すようにし
て、交流入力電圧VACがピークとなるタイミングに対応
して140Vとなり、また、交流入力電圧VACの位相が
0°又は180°となるタイミングに対応しては、10
0Vの下限値となる交番電圧が得られ、共振コンデンサ
C3に流れる共振電流IC3に対応した動作波形となって
いる。
Further, due to the action of the alternating voltage obtained in the boost winding N3 and the inductance of the choke coil LS, a resonance current IC3 having a switching cycle with a waveform shown in FIG. 4D flows through the resonance capacitor C3. Then, as shown in FIG. 4 (e), the alternating current ILS of the switching cycle in which the switching current ID1 and the resonance current IC3 are combined flows through the choke coil LS itself. At this time, the high-speed recovery type diode D
As shown in FIG. 4 (f), the voltage (cathode potential) V2 generated between the cathode side and the primary side ground is 140 V corresponding to the timing at which the AC input voltage VAC reaches a peak, According to the timing when the phase of the AC input voltage VAC becomes 0 ° or 180 °, 10
An alternating voltage having a lower limit of 0 V is obtained, and has an operation waveform corresponding to the resonance current IC3 flowing through the resonance capacitor C3.

【0062】ここで、図4(g)〜図4(j)には、図
4(a)〜図4(f)側に示す時点aにおけるスイッチ
ング周期の動作として、図4(c)〜図4(f)に示し
た部位の各波形が示されている。期間Toff(1.5
μs)はスイッチング素子Q1がオフとなる期間であ
り、期間Ton(3.5μs)はスイッチング素子Q1
がオンとなる期間である。
Here, FIGS. 4 (g) to 4 (j) show the operation of the switching cycle at the time point a shown in FIGS. 4 (a) to 4 (f), as shown in FIGS. 4 (f) shows the respective waveforms of the part. Period Toff (1.5
μs) is a period during which the switching element Q1 is turned off, and a period Ton (3.5 μs) is a period during which the switching element Q1 is turned off.
Is a period during which is turned on.

【0063】フィルタコンデンサCNと平滑コンデンサ
Ciには、共振コンデンサC3のキャパシタンスと、チ
ョークコイルLs及びブースト巻線N3のインダクタン
スによる直列共振電流IC3、ILSが流れるが、図4
(g)〜(j)により分かるように、重負荷時の交流入
力電圧VACのピーク時のa時点の直列共振周波数が、ス
イッチング素子Q1のスイッチング周波数fsの約4倍
となるように、チョークコイルLsのインダクタンスと
共振コンデンサC3のキャパシタンスを選定すると、高
速リカバリ型ダイオードD1のスイッチング動作は、カ
ソード電位V2が交流入力電圧VACの入力電圧V1より
も低い全領域で継続し、交流入力電流IACの導通角が拡
大することによって、力率(PF)が向上するものとな
る。
The series resonance currents IC3 and ILS due to the capacitance of the resonance capacitor C3 and the inductances of the choke coil Ls and the boost winding N3 flow through the filter capacitor CN and the smoothing capacitor Ci.
As can be seen from (g) to (j), the choke coil is set so that the series resonance frequency at the point a at the peak of the AC input voltage VAC under heavy load is about four times the switching frequency fs of the switching element Q1. When the inductance of Ls and the capacitance of the resonance capacitor C3 are selected, the switching operation of the fast recovery diode D1 continues in the entire region where the cathode potential V2 is lower than the input voltage V1 of the AC input voltage VAC, and the conduction of the AC input current IAC is performed. As the angle increases, the power factor (PF) improves.

【0064】ここで図5、図6に、上記図1に示した電
源回路についての実験結果を示す。なお、これらの図に
示す実験結果を得るのにあたっては、フィルタチョーク
コイルLN=100μH、フィルタコンデンサCN=1μ
F、共振コンデンサC3=0.082μF、チョークコ
イルLS=4.7μH、一次巻線N1=30T、ブースト
巻線N3=5T、平滑コンデンサCi=1000μF、
並列共振コンデンサCr=2700pFを選定し、スイ
ッチング周波数fsとしては、fs=100KHz〜2
00Hzの制御範囲が得られるようにされている。ま
た、動作条件としては、負荷電力Po=140W〜0
W、交流入力電圧VAC=80V〜140V時とされる。
FIGS. 5 and 6 show experimental results of the power supply circuit shown in FIG. In order to obtain the experimental results shown in these figures, the filter choke coil LN = 100 μH and the filter capacitor CN = 1 μm
F, resonance capacitor C3 = 0.082 µF, choke coil LS = 4.7 µH, primary winding N1 = 30T, boost winding N3 = 5T, smoothing capacitor Ci = 1000 µF,
A parallel resonance capacitor Cr = 2700 pF is selected, and the switching frequency fs is fs = 100 KHz to 2
A control range of 00 Hz is obtained. The operating conditions are as follows: load power Po = 140 W to 0
W, AC input voltage VAC = 80V-140V.

【0065】まず図5には、交流入力電圧VAC=100
Vで一定とした条件の下での、負荷と力率との関係を示
している。この図に示されるように、本実施の形態で
は、負荷電力Poとして0W〜140W程度の範囲にお
いて、負荷電力Poの低下に伴って力率(PF)は上昇
する。特にPo=60W以下の範囲では、力率PF=
0.8程度という高い値が得られている。
First, FIG. 5 shows that the AC input voltage VAC = 100
7 shows the relationship between the load and the power factor under the condition that V is constant. As shown in this figure, in the present embodiment, the power factor (PF) increases as the load power Po decreases in the range of about 0 W to 140 W as the load power Po. In particular, in the range of Po = 60W or less, the power factor PF =
A high value of about 0.8 is obtained.

【0066】また、図6には、負荷電力Po=140W
で一定とした条件の下での、交流入力電圧VACと力率と
の関係が示されている。この図から分かるように、力率
PFとしては、交流入力電圧VAC=80V〜140Vの
範囲において、力率(PF)はほぼ一定に維持される。
FIG. 6 shows that the load power Po = 140 W
2 shows the relationship between the AC input voltage VAC and the power factor under the condition that is constant. As can be seen from this figure, the power factor (PF) is maintained substantially constant in the range of AC input voltage VAC = 80 V to 140 V.

【0067】このように、本実施の形態の電源回路で
は、交流入力電圧の変動に対しては力率はほぼ一定にな
り、また負荷電力の低下に伴って力率は上昇するという
特性が得られる。このために、交流入力電圧や負荷条件
が指定されるテレビジョン受像機などに限定されず、例
えば負荷条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュ
ータなどに対して本実施の形態の電源回路を搭載するこ
とが実用上充分に可能となるものである。
As described above, the power supply circuit according to the present embodiment has such characteristics that the power factor becomes almost constant with respect to the fluctuation of the AC input voltage, and the power factor rises as the load power decreases. Can be For this reason, the power supply circuit according to the present embodiment is not limited to a television receiver in which an AC input voltage or a load condition is specified, but is mounted on, for example, office equipment or a personal computer in which the load condition varies. Is practically sufficient.

【0068】また、二次側直流出力電圧EO1=135V
の50Hz成分のリップル電圧は、力率改善回路10を
搭載しない場合とほぼ同等であり、リップル成分が問題
となることもない。また力率改善回路10、ブースト回
路20の動作としては、図4(g)(j)の波形図に示
したように、正弦波状の滑らかな波形が得られているた
めに、低ノイズであり、また、ブースト電圧による直流
入力電圧の昇圧により力率改善前より高効率となる。ま
た、チョークコイルLSの実際としては、例えばそのイ
ンダクタンス値も小さいために小型軽量な素子を選択す
ることができるので、回路の小型軽量化及び低コスト化
も図ることができる。
Also, the secondary side DC output voltage EO1 = 135V
The ripple voltage of the 50 Hz component is almost the same as when the power factor correction circuit 10 is not mounted, and the ripple component does not pose a problem. The operation of the power factor correction circuit 10 and the boost circuit 20 is low noise because a smooth sinusoidal waveform is obtained as shown in the waveform diagrams of FIGS. In addition, the boosting of the DC input voltage by the boost voltage results in higher efficiency than before the power factor improvement. Further, in practice, the choke coil LS has a small inductance value, so that a small and light element can be selected, so that the circuit can be reduced in size and weight and cost can be reduced.

【0069】なお、力率の変化特性は、共振コンデンサ
C3、チョークコイルLS、ブースト巻線N3の各値の選
定によって任意に選定できるものとなる。
The power factor change characteristics can be arbitrarily selected by selecting the respective values of the resonance capacitor C3, the choke coil LS, and the boost winding N3.

【0070】図7は、本発明の第2の実施の形態として
の電源回路の構成を示す回路図である。なお、この図に
おいて図1、及び図8、図9と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。また、この図に示される絶縁コ
ンバータトランスPITとしては、先に図2に示したも
のと同様の構造を有しているものとされる。
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit according to a second embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIG. 1, FIG. 8, and FIG. The insulating converter transformer PIT shown in this figure has the same structure as that shown in FIG.

【0071】この図において、一次側に備えられる電圧
共振形コンバータは他励式の構成を採っており、例えば
1石のMOS−FETによるスイッチング素子Q21が備
えられる。スイッチング素子Q21のドレインは、一次巻
線N1−ブースト巻線N3の直列接続を介して平滑コンデ
ンサCiの正極と接続され、ソースは一次側アースに接
続される。また、ここでは、並列共振コンデンサCrは
ドレイン−ソース間に対して並列に接続される。更に、
ドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードD
Dが並列に接続されている。
In this figure, the voltage resonance type converter provided on the primary side has a separately-excited configuration, and is provided with, for example, a single MOS-FET switching element Q21. The drain of the switching element Q21 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci through the series connection of the primary winding N1 and the boost winding N3, and the source is connected to the primary side ground. Here, the parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel between the drain and the source. Furthermore,
A clamp diode D is provided between the drain and the source.
D is connected in parallel.

【0072】上記スイッチング素子Q21は、発振・ドラ
イブ回路2によって、先に図1にて説明したスイッチン
グ動作が得られるようにスイッチング駆動される。つま
り、制御回路1では二次側直流出力電圧E01の変動に応
じて変動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回
路2に対して供給する。発振・ドライブ回路2では、二
次側直流出力電圧E01の安定化が図られるように、制御
回路1からの出力レベルに応じて、その周期が可変され
たスイッチング駆動信号(電圧)をスイッチング素子Q
21のゲートに対して出力する。これによってスイッチン
グ素子Q21のスイッチング周波数が可変されるのである
が、この際においては、図1にても述べたように、スイ
ッチング素子Q21がオフとなる期間は一定として、オン
となる期間が可変されるべくして生成したスイッチング
駆動信号を出力するようにされる。
The switching element Q21 is driven by the oscillation / drive circuit 2 so that the switching operation described above with reference to FIG. 1 is obtained. That is, the control circuit 1 supplies a current or voltage of a level fluctuated according to the fluctuation of the secondary DC output voltage E01 to the oscillation / drive circuit 2. In the oscillation / drive circuit 2, a switching drive signal (voltage) whose cycle is varied in accordance with the output level from the control circuit 1 is switched by the switching element Q so as to stabilize the secondary side DC output voltage E01.
Output to 21 gates. Thereby, the switching frequency of the switching element Q21 is varied. In this case, as described in FIG. 1, the period during which the switching element Q21 is off is constant, and the period during which the switching element Q21 is on is varied. The switching drive signal generated as much as possible is output.

【0073】この場合、起動回路3に対しては、平滑コ
ンデンサCiに得られる整流平滑電圧Eiが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスP
ITに追加的に巻装された巻線N4に得られた起動時の
電圧によって、起動回路3は、発振・ドライブ回路2を
起動させるための動作を実行するようにされている。
In this case, the starting circuit 3 is supplied with the rectified and smoothed voltage Ei obtained from the smoothing capacitor Ci as an operating power source.
The start-up circuit 3 performs an operation for starting the oscillation / drive circuit 2 by the start-up voltage obtained in the winding N4 additionally wound around the IT.

【0074】また、この図に示す力率改善回路11は次
のような接続形態を採っている。力率改善回路11にお
いては、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子に対し
て、フィルタチョークコイルLN −高速リカバリ型ダイ
オードD1 が直列に接続されている。高速リカバリ型ダ
イオードD1については、そのアノードがフィルタチョ
ークコイルLNに対して接続され、カソードがブースト
巻線N3と一次巻線N1の接続点(ブースト巻線N3の巻
き始め側)に対して接続されている。共振コンデンサC
3は高速リカバリ型ダイオードD1に対して並列に接続さ
れる。また、ブースト巻線N3の巻終わり側はチョーク
コイルLSが接続され、さらにそのチョークコイルLSと
直列に平滑コンデンサCiが接続されている。
The power factor improving circuit 11 shown in this figure employs the following connection form. In the power factor improving circuit 11, a filter choke coil LN and a high-speed recovery type diode D1 are connected in series to a positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. As for the fast recovery diode D1, the anode is connected to the filter choke coil LN, and the cathode is connected to the connection point between the boost winding N3 and the primary winding N1 (the winding start side of the boost winding N3). ing. Resonant capacitor C
3 is connected in parallel to the fast recovery type diode D1. A choke coil LS is connected to the winding end side of the boost winding N3, and a smoothing capacitor Ci is connected in series with the choke coil LS.

【0075】この場合にもチョークコイルLS、ブース
ト巻線N3、共振コンデンサC3は直列接続の関係にあ
り、従って直列共振回路を形成する。また、この図に示
す回路においても、ブースト回路12は共振コンデンサ
C3、チョークコイルLS、高速リカバリ型ダイオードD
1、ブースト巻線N3、平滑コンデンサCiによって形成
される。
Also in this case, the choke coil LS, the boost winding N3, and the resonance capacitor C3 are connected in series, and thus form a series resonance circuit. Also in the circuit shown in this figure, the boost circuit 12 includes the resonance capacitor C3, the choke coil LS, and the high-speed recovery type diode D
1, formed by the boost winding N3 and the smoothing capacitor Ci.

【0076】このような構成によっても、平滑コンデン
サCiの両端に得られる整流平滑電圧Eiとしては、先
に記述した(式1)より表されるものとなる。従って交
流入力電圧VACのピークレベルよりも高いレベルの整流
平滑電圧Eiが得られることになる。そして、このよう
にして構成される電源回路の動作としても、図4の波形
図を参照して説明したのと同様の動作が得られる。ま
た、特性としても図5、図6に示したのと同様の結果が
得られる。またこの例においても、力率の変化特性は、
共振コンデンサC3、チョークコイルLS、ブースト巻線
N3の各値の選定によって任意に選定できる。
Even with such a configuration, the rectified and smoothed voltage Ei obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci is represented by (Equation 1) described above. Therefore, a rectified smoothed voltage Ei having a higher level than the peak level of the AC input voltage VAC is obtained. The same operation as that described with reference to the waveform diagram of FIG. 4 is obtained as the operation of the power supply circuit configured as described above. Also, the same results as those shown in FIGS. 5 and 6 can be obtained as characteristics. Also in this example, the change characteristic of the power factor is as follows.
It can be arbitrarily selected by selecting each value of the resonance capacitor C3, the choke coil LS, and the boost winding N3.

【0077】ところで、この図に示す電源回路の二次側
においては、二次巻線N2の一端は二次側アースに接続
され、他端は直列共振コンデンサCs1の直列接続を介
して整流ダイオードDO1のアノードと整流ダイオードD
O2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオ
ードDO1のカソードは平滑コンデンサCO1の正極と接続
され、整流ダイオードDO2のアノードは二次側アースに
対して接続される。平滑コンデンサCO1の負極側は二次
側アースに対して接続される。
On the secondary side of the power supply circuit shown in this figure, one end of the secondary winding N2 is connected to the secondary side ground, and the other end is connected to the rectifier diode DO1 via the series connection of the series resonance capacitor Cs1. Anode and rectifier diode D
Connected to the O2 cathode connection point. The cathode of the rectifier diode DO1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor CO1, and the anode of the rectifier diode DO2 is connected to the secondary side ground. The negative side of the smoothing capacitor CO1 is connected to the secondary side ground.

【0078】このような接続形態では結果的に、[直列
共振コンデンサCs1,整流ダイオードDO1,DO2、平
滑コンデンサCO1]の組から成る倍電圧全波整流回路が
設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサC
s1は、自身のキャパシタンスと二次巻線N2の漏洩イン
ダクタンス成分とによって、整流ダイオードDO1,DO2
のオン/オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチ
ング動作を電流共振形とするための直列共振回路が備え
られ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直
列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバ
ータの構成を採る。
As a result, in such a connection form, a voltage doubler full-wave rectifier circuit comprising a set of [series resonance capacitor Cs1, rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] is provided. Here, the series resonance capacitor C
s1 is a rectifier diode DO1, DO2 due to its own capacitance and the leakage inductance component of the secondary winding N2.
To form a series resonance circuit corresponding to the on / off operation.
That is, the power supply circuit of the present embodiment is provided with a series resonance circuit on the primary side for making the switching operation a current resonance type, and a series resonance circuit for obtaining the voltage doubler full-wave rectification operation on the secondary side. A complex resonance type switching converter provided with a circuit is employed.

【0079】ここで、上記[直列共振コンデンサCs
1,整流ダイオードDO1,DO2、平滑コンデンサCO1]
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線N1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線N2に励起される。そして、整流ダイオードDO
1がオフとなり、整流ダイオードDO2がオンとなる期間
においては、一次巻線N1と二次巻線N2との極性(相互
インダクタンスM)が−Mとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線N2の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサCs1による直列共振作用によって、整流ダイオ
ードDO2により整流した整流電流IC2を直列共振コンデ
ンサCs1に対して充電する動作が得られる。そして、
整流ダイオードDO2がオフとなり、整流ダイオードDO1
がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻
線N1と二次巻線N2との極性(相互インダクタンスM)
が+Mとなる加極性モードとなり、二次巻線N2に誘起
された電圧に直列共振コンデンサCs1の電位が加わる
という直列共振が生じる状態で平滑コンデンサCO1に対
して充電が行われる動作となる。上記のようにして、加
極性モード(+M;フォワード動作)と減極性モード
(−M;フライバック動作)との両者のモードを利用し
て整流動作が行われることで、平滑コンデンサCO1にお
いては、二次巻線N2の誘起電圧のほぼ2倍に対応する
直流出力電圧EO1が得られる。
Here, the [series resonance capacitor Cs]
1, rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1]
The double voltage full-wave rectification operation by the set is as follows. When a switching output is obtained on the primary winding N1 by the switching operation on the primary side, this switching output is excited by the secondary winding N2. And a rectifier diode DO
During the period when 1 is off and the rectifier diode DO2 is on, the secondary winding N1 operates in the depolarization mode in which the polarity (mutual inductance M) of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is -M. The operation of charging the series resonant capacitor Cs1 with the rectified current IC2 rectified by the rectifier diode DO2 is obtained by the series resonance effect of the leakage inductance of the line N2 and the series resonant capacitor Cs1. And
The rectifier diode DO2 turns off, and the rectifier diode DO1
Is turned on to perform the rectification operation, the polarity (mutual inductance M) of the primary winding N1 and the secondary winding N2.
Becomes + M, and the smoothing capacitor C01 is charged in a state where series resonance occurs in which the potential of the series resonance capacitor Cs1 is added to the voltage induced in the secondary winding N2. As described above, the rectifying operation is performed by using both the positive polarity mode (+ M; forward operation) and the depolarization mode (-M; flyback operation), so that the smoothing capacitor CO1 has: A DC output voltage EO1 corresponding to almost twice the induced voltage of the secondary winding N2 is obtained.

【0080】上記構成によると、図8に示す回路の二次
側では相互インダクタンスが+Mと−Mの動作モードと
なる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次
側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、一次側
の電流共振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エ
ネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしているた
め、それだけ負荷側に供給される電力も更に増加して、
最大負荷電力の大幅な増加が図られることになる。
According to the above configuration, on the secondary side of the circuit shown in FIG. 8, by utilizing the state in which the mutual inductance is in the operation mode of + M and -M, voltage doubler full-wave rectification is performed, thereby making the secondary side DC output I try to get the voltage. That is, since the electromagnetic energy due to the primary side current resonance action and the secondary side current resonance action is simultaneously supplied to the load side, the power supplied to the load side further increases accordingly.
A large increase in the maximum load power will be achieved.

【0081】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
N2としては、従来の1/2の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスPITの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。なお、この図7
の場合には、二次巻線N2とは独立して二次巻線N2Aを
巻装し、この二次巻線N2Aに対してはセンタータップを
アースに接地したうえで、整流ダイオードDO3,DO4及
び平滑コンデンサCO2からなる全波整流回路が接続され
ることで、直流出力電圧EO2を生成するようにしてい
る。
Further, since the secondary side DC output voltage is obtained by the voltage doubler full-wave rectifier circuit, for example, it is possible to obtain a level equivalent to the secondary side DC output voltage obtained by the unity voltage rectifier circuit. In this case, the secondary winding N2 of the present embodiment requires only half the number of turns of the conventional winding.
This reduction in the number of turns leads to a reduction in the size and weight of the insulating converter transformer PIT and a reduction in cost. Note that FIG.
In the case of, a secondary winding N2A is wound independently of the secondary winding N2, and a center tap is grounded to the secondary winding N2A, and then the rectifier diodes DO3, DO4 A DC output voltage EO2 is generated by connecting a full-wave rectifier circuit including a smoothing capacitor CO2.

【0082】なお、本出願人は、複合共振形スイッチン
グコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した4
倍電圧整流回路を備えた構成も既に提案しているが、こ
のような構成も本実施の形態の変形例として成立し得
る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及
び整流回路の構成として特に限定されるものではない。
また、このような二次側の倍電圧整流回路、4倍電圧整
流回路は、先に図1に示したような、一次側に自励式の
電圧共振形コンバータを備えた回路に対しても採用する
ことができる。
The applicant of the present invention uses a secondary-side series resonance circuit as a composite resonance type switching converter.
Although a configuration having a voltage doubler rectifier circuit has already been proposed, such a configuration can be realized as a modification of the present embodiment. That is, the present embodiment is not particularly limited as the configuration of the secondary-side resonance circuit and the rectifier circuit.
Such a secondary voltage doubler rectifier circuit and quadruple voltage rectifier circuit are also employed for a circuit having a self-excited voltage resonance type converter on the primary side as shown in FIG. can do.

【0083】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、1石のスイッチング
素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成が採ら
れているが、2石のスイッチング素子を交互にスイッチ
ングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用
できるものである。
Further, in each of the above embodiments, the so-called single-ended configuration having one switching element is adopted as the primary-side voltage resonance type converter, but two switching elements are used. The present invention can also be applied to a so-called push-pull method in which switching is alternately performed.

【0084】[0084]

【発明の効果】以上説明したように本発明は、力率改善
回路を備えた複合共振形コンバータとしての電源回路に
おいて、交流入力電圧の変動に対しては力率はほぼ一定
になり、また負荷電力の低下に伴って力率は上昇すると
いう特性が得られ、このために負荷条件が変動する事務
機器やパーソナルコンピュータなどに対して、実用上十
分に採用できる電源回路を提供できるという効果があ
る。また、二次側直流出力電圧のリップル電圧成分の増
加はないため、リップル対策は不要であるという利点も
ある。また動作波形が滑らかな波形であるために低ノイ
ズであり、また、ブースト電圧による直流入力電圧の昇
圧により力率改善前より高効率となる。また追加される
インダクタンス素子、例えばチョークコイルなどの素子
は、そのインダクタンス値も小さいために小型軽量な素
子を選択することができ、回路の小型軽量化及び低コス
ト化も図られる。
As described above, according to the present invention, in a power supply circuit as a complex resonance type converter provided with a power factor improving circuit, the power factor becomes substantially constant with respect to the fluctuation of the AC input voltage, and the load is reduced. The characteristic that the power factor rises with the decrease in power is obtained, and therefore, there is an effect that a power supply circuit that can be practically used sufficiently for office equipment and personal computers in which the load conditions fluctuate can be provided. . In addition, there is no increase in the ripple voltage component of the secondary-side DC output voltage, so that there is an advantage that no countermeasures against ripple are required. In addition, since the operation waveform is a smooth waveform, the noise is low, and the boosting of the DC input voltage by the boost voltage makes the efficiency higher than before the power factor improvement. Further, since an inductance element to be added, for example, an element such as a choke coil, has a small inductance value, a small and light element can be selected, and the circuit can be reduced in size and weight and cost can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の第1の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.

【図2】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。
FIG. 2 is a side sectional view showing a structure of an insulating converter transformer employed in the power supply circuit of the present embodiment.

【図3】相互インダクタンスが+M/−Mの場合の各動
作を示す説明図である。
FIG. 3 is an explanatory diagram showing each operation when the mutual inductance is + M / -M.

【図4】本実施の形態のスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。
FIG. 4 is a waveform chart showing an operation of the switching power supply circuit of the present embodiment.

【図5】本実施の形態のスイッチング電源回路につい
て、負荷電力と力率との関係を示す特性図である。
FIG. 5 is a characteristic diagram showing the relationship between load power and power factor for the switching power supply circuit of the present embodiment.

【図6】本実施の形態のスイッチング電源回路につい
て、交流入力電圧と力率との関係を示す特性図である。
FIG. 6 is a characteristic diagram illustrating a relationship between an AC input voltage and a power factor in the switching power supply circuit according to the present embodiment.

【図7】第2の実施の形態の電源回路の構成を示す回路
図である。
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power supply circuit according to a second embodiment.

【図8】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.

【図9】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.

【図10】先行技術の電源回路について、負荷電力と力
率との関係を示す特性図である。
FIG. 10 is a characteristic diagram showing the relationship between load power and power factor for a power supply circuit according to the prior art.

【図11】先行技術の電源回路について、交流入力電圧
と力率との関係を示す特性図である。
FIG. 11 is a characteristic diagram illustrating a relationship between an AC input voltage and a power factor in a power supply circuit according to the related art.

【図12】先行技術の電源回路について、負荷電力に応
じた商用交流電源の入力に対する動作を示す波形図であ
る。
FIG. 12 is a waveform diagram showing the operation of a prior art power supply circuit with respect to the input of a commercial AC power supply according to load power.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 制御回路、10,11 力率改善回路、12 ブー
スト回路、Di ブリッジ整流回路、Ci 平滑コンデ
ンサ、LS チョークコイル、D1 高速リカバリ型ダイ
オード、C3 共振コンデンサ、C2 二次側並列共振コ
ンデンサ、Cs1 二次側直列共振コンデンサ、PRT
直交型制御トランス、PIT 絶縁コンバータトラン
ス、Q1,Q21 スイッチング素子、N3 ブースト巻線
Reference Signs List 1 control circuit, 10, 11 power factor improvement circuit, 12 boost circuit, Di bridge rectifier circuit, Ci smoothing capacitor, LS choke coil, D1 high-speed recovery type diode, C3 resonance capacitor, C2 secondary side parallel resonance capacitor, Cs1 secondary Side series resonance capacitor, PRT
Quadrature control transformer, PIT isolation converter transformer, Q1, Q21 switching element, N3 boost winding

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
生成する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、 上記整流平滑電圧をスイッチング素子により断続して上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 上記一次巻線に得られるスイッチング出力を整流電流経
路に帰還し、この帰還されたスイッチング出力に基づい
て整流電流を断続することよって力率改善を図るように
された力率改善手段と、 上記力率改善手段内に設けられるコンデンサと、同じく
上記力率改善手段内に設けられるインダクタンス素子
と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線側に巻回さ
れるブースト巻線との直列接続による直列共振回路が、
上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサと直列接続
されることで、上記商用交流電源のピークレベルよりも
高いとされるレベルの上記整流平滑電圧を生成するよう
にされたブースト手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
とによって二次側において形成される二次側共振回路
と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て、全波整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成す
るように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
ング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、
二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構
成された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
1. A rectifying / smoothing means for receiving a commercial AC power supply to generate a rectified / smoothed voltage, and a gap is formed so as to obtain a required coupling coefficient which is loosely coupled, and a primary output is supplied to a secondary side. An insulating converter transformer provided for transmission; switching means for intermittently outputting the rectified and smoothed voltage by a switching element to output to a primary winding of the insulating converter transformer; and at least a primary winding of the insulating converter transformer. A primary-side parallel resonance circuit formed by a leakage inductance component including a line and a capacitance of the parallel resonance capacitor, and making the operation of the switching means a voltage resonance type; and a switching output obtained in the primary winding to a rectification current path. Feedback and intermittent rectification current based on this returned switching output. Power factor improving means designed to improve the power factor; a capacitor provided in the power factor improving means; an inductance element also provided in the power factor improving means; and a primary winding side of the insulating converter transformer. A series resonance circuit by series connection with the wound boost winding,
A boosting means configured to be connected in series with a smoothing capacitor forming the rectifying and smoothing means to generate the rectified and smoothed voltage at a level higher than a peak level of the commercial AC power supply; A secondary resonance circuit formed on a secondary side by a leakage inductance component of a secondary winding of a transformer and a capacitance of a secondary resonance capacitor; and an insulation converter formed including the secondary resonance circuit. DC output voltage generation means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of a transformer and perform a full-wave rectification operation to generate a secondary DC output voltage; and the secondary DC output By variably controlling the switching frequency of the switching means according to the voltage level,
And a constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage.
【請求項2】 上記ブースト手段は、上記ブースト巻線
の巻き始めに上記インダクタンス素子が直列接続され、
上記ブースト巻線の巻き終わりに上記平滑コンデンサが
直列接続されて成ることを特徴とする請求項1に記載の
スイッチング電源回路。
2. The boost means, wherein the inductance element is connected in series at the beginning of winding of the boost winding,
2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the smoothing capacitor is connected in series at the end of the boost winding.
【請求項3】 上記ブースト手段は、上記ブースト巻線
の巻き終わりに上記インダクタンス素子が直列接続さ
れ、さらに上記インダクタンス素子に上記平滑コンデン
サが直列接続されて成ることを特徴とする請求項1に記
載のスイッチング電源回路。
3. The boosting means according to claim 1, wherein the inductance element is connected in series at the end of the winding of the boost winding, and the smoothing capacitor is connected in series to the inductance element. Switching power supply circuit.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102709880A (en) * 2012-06-07 2012-10-03 无锡市晶源微电子有限公司 Module with optocoupler protection function

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