JPH0830723B2

JPH0830723B2 - コヒーレント周波数バースト検出装置及びその検出方法

Info

Publication number: JPH0830723B2
Application number: JP2515580A
Authority: JP
Inventors: ジェンソン、レスリー・エム
Original assignee: TEII ESU AI Inc
Current assignee: TEII ESU AI Inc
Priority date: 1990-01-16
Filing date: 1990-10-12
Publication date: 1996-03-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: DE69004970D1; DE69004970T2; JPH05503356A; US4973969A; CA2077337A1; EP0511213A1; EP0511213B1; WO1991010913A1

Description

【発明の詳細な説明】発明の技術分野本発明は、一般的には、ランダムなエネルギーに存在
する情報の検出に関し、より具体的には、コヒーレント
周波数バーストの自動検出回路と、バーストの近似周波
数及びバーストの持続時間の決定回路に関する。

発明の背景今日、多くの装置が、電気信号から最大限の情報を抜
き出すためにデジタル信号処理（以下、「DSP」とい
う。）を必要としている。DSPは、しばしば、信号が、
所定の期間、メモリにサンプルされ、記憶されることを
必要とする。上記所定の期間の長さは、DSPに用いられ
るアルゴリズムによる。多くの場合、注目する信号は、
短時間のバースト中に、また、不規則な間隔で発生す
る。このため、適当な情報を含む信号が、いつ、発生す
るのかもしくは消滅するのかが、予測不可能になる。ま
た、DSPアルゴリズムの処理時間は、信号バースト時間
に比べて長い。このように、もし連続ブロックサンプリ
ング技術を用いた場合、信号の処理効率は、非常に低く
いものになるかもしれない。

多くの測定器、特にレーダーやソナーは、トランスジ
ューサにより発生された基本信号が、白ノイズの背景上
のコヒーレントな周波数の不規則なバーストを含むよう
に動作するが、本実施例で用いる例は、レーザドップラ
速度計（以下、「LDV」という。）である。当業者に知
られているように、LDVは、２本のレーザビームの交点
を横切る粒子の速度を示す信号を生成するように動作す
る。生成された信号は、注目すべき持続時間及び周波数
を備える。

従来では、典型的には、アナログレベル検出器が、バ
ーストがLDV信号中に存在する時を決定するために利用
されていた。しかしながら、そのようなシステムは、以
下のような欠点を備えていた。即ち、上記システムは、
コヒーレンスよりもむしろ振幅を検出する。上記システ
ムは、振幅に依存する。上記システムは、低振幅のダイ
ナミックレンジを備える。さらに、上記システムは、比
較的大きな信号雑音比を必要とする。

このため、希望の信号のサンプルブロックを得るブロ
ックサンプル装置をトリガできるバースト検出器が必要
となってくるのである。そのようにすることによって、
DSPアルゴリズムの効率（即ち、適当な情報を持たない
信号の処理時間と、適当な情報を備える信号の処理時間
との比率）は、著しく改善される。さらに、時間の小さ
なパーセンテージに発生するデータの消失を防ぐバース
ト検出器が必要となってくる。本発明は、従来技術のこ
の問題点に直接的に取り組み、これを克服するものであ
る。

発明の要約本発明の１つの見地では、コヒーレント周波数バース
トを自動的かつ継続的に計測する簡単で、かつ比較的安
価で、しかも確実な方法及び装置を提供する。一旦、バ
ーストが検出されると、近似周波数と持続時間とが決定
されると共に、バーストを効果的に解析するためにDSP
のブロックサンプル装置へ通過される。

本発明の原理に基づいて構成される好ましい実施例で
は、LDV等により発生される入力信号は、注目するレン
ジより低い周波数を除去するローパスフィルターの後で
ダブルクリッピング装置に入力される。この装置は、入
力信号の極性に対応してデジタル信号（例えば、論理＋
１もしくは−１）を生成する。デジタル信号は、直列に
接続された遅延回路と、複数の排他的論理和（以下、EX
OR）ゲートとから構成される自己相関ネットワークに供
給され、２重にクリップされた信号が、種々の遅延され
たデジタル信号により掛け合わされる。当業者に知られ
ているように、自己相関ネットワークは、ある時のデー
タ量の他の時のデータ量に対する一般的依存性を示す。
このため、不規則なノイズに対して、自己相関信号は、
どんな時でも、０に近づく。

掛け合わされた信号は、それぞれ対応する平均化回路
とコンパレータからなる基準レベル検出ネットワークに
入力される。前記したように、自己相関信号は、いかな
る時であっても０に近づく。このため、基準レベル検出
ネットワークは、コヒーレントなバーストが発生しなけ
れば、信号が、検出ネットワーク内の複数の基準レベル
検出器の何れをもトリガしないような回路構成を備え
る。

基準レベル検出器の出力は、次にトリガされた基準レ
ベル検出器に係る最初の（即ち、優先順位が付された）
時間遅延回路を決定する優先符号器に入力される。この
決定は、一定の複数の自己相関係数（即ち、時間遅延回
路）に係る近似周波数によるバーストの近似周波数を提
供する。更には、優先符号器は、優先順位の付けられた
基準レベル検出器がトリガされる期間を決定することに
よってバーストの持続時間を与える。

本発明の別の見地では、さらに、ノイズ信号上に搬送
されるコヒーレント周波数バーストを検出する装置を提
供する。このコヒーレント周波数バースト検出装置は、
（ａ）ノイズ信号を受け取り、ノイズ信号を複数の異な
った増分だけ遅延させ、複数の遅延されたノイズ信号を
発生する遅延手段（30）と、（ｂ）上記遅延手段（30）
に接続され、遅延手段からノイズ信号を受け取り、上記
の複数の遅延されたノイズ信号とノイズ信号とを掛け合
わせ複数の第１信号を発生する掛算手段（40）と、
（ｃ）上記掛算手段（40）に接続され、複数の第１信号
の各々の時間平均をする平均化手段（50）と、（ｄ）上
記平均化手段に接続され、平均された複数の第１信号
を、コヒーレント周波数バーストを表すピークを検出す
るように設定された基準レベルと比較し、平均された第
１信号が基準レベルを越えるときに第２信号を発生する
ピーク検出手段（60）と、（ｅ）上記ピーク検出手段に
接続され、最短の遅延されたノイズ信号から発生される
第２信号を表わす信号を出力し、この第２信号の持続時
間の長さを決定する優先符号手段（70）とからなること
を特徴とする。

コヒーレント周波数バースト検出方法は、（ａ）ノイ
ズ信号を複数の異なった増分だけ遅延させ、複数の遅延
されたノイズ信号を発生するステップと、（ｂ）遅延さ
れたノイズ信号とノイズ信号とを掛け合わせ複数の第１
信号を発生するステップと、（ｃ）上記第１信号の各々
を平均化するステップと、（ｄ）平均された複数の第１
信号と、コヒーレント周波数バーストを表すピークを検
出するように設定された基準レベルとを比較し、検出さ
れたピークに対応する第２信号を発生するステップと、
（ｅ）どの第２信号が、最も短く遅延されたノイズ信号
に関連しているかを決定し、その第２信号の持続時間の
長さを決定するステップとからなる。

本発明は、好ましい実施例の回路構成、及び以下に示
す特定の回路部品に関して述べられるが、本発明は、そ
のような回路構成もしくは回路部品にも決して限定され
ないことが理解されるであろう。さらに、本発明の実施
例の説明に関して特定のタイプ（即ち、CMOS−型のよう
なタイプ）の回路構成が記述されるが、上記特定の回路
構成物は１つに限定されるものではないことが理解され
るであろう。

本発明を特徴付けるこれら及びその他の効果及び特徴
は、後に添付され本出願の一部を形成する請求の範囲に
抽出される。しかし、本発明、即ち、それを用いて達成
される効果及び目的をより良く理解するためには、本発
明の好ましい実施例に図示及び記載されている図面及び
その説明を参照する必要がある。

図面の簡単な説明図面には、複数の図面を通して存在する同様な部品に
同じ番号が付されている。

図１は、本発明の原理が用いられるコヒーレント周波
数検出器内の機能ブロック図である。

図２は、本発明の原理を用いる好ましい回路構成の概
略図である。

図３は、バーストを90度シフトする時間遅延回路で検
出した図２の回路の様々なノードに現れる信号の様子を
示す図である。

図４は、バーストを180度シフトする時間遅延回路で
検出した図２の回路の様々なノードに現れる信号の様子
を示す図である。

図５は、表示されたそれぞれの増分分の時間遅延を伴
う多様な周波数バーストの自己相関曲線を示す図であ
る。

図６は、バースト検出器10の周波数レンジを変化させ
る平均化手段50の平均時間を切り替えるために利用され
る回路の一例を示す図である。

好ましい実施例の詳細な説明前に記したように、本発明の原理は、ノイズもしくは
他のコヒーレント信号の載ったコヒーレント周波数バー
ストの自動検出回路に適用される。本発明のコヒーレン
ト周波数バースト検出器は、処理装置がバーストを効率
良く処理できるように、コヒーレント周波数バーストの
近似周波数及び持続時間を与える。本発明は、ある意味
において、下流の処理装置がこれら情報を搬送するデー
タのブロックのみをサンプルすることを保証する“前処
理装置”ネットワークを提供するものである。本発明の
好ましい適用例は、例えば、粒子の検出に使用される、
LDV処理装置の入力に印加されるコヒーレント周波数バ
ーストの監視及び処理にある。上記適用例は、本発明の
原理を用いることのできる適用例を典型例の一つにすぎ
ない。

最初に図１を参照すると、LDV信号処理ブロック12の
前処理装置として用いられたコヒーレント周波数バース
ト検出器10が図示されている。LDV光学装置11は、干渉
パターンを形成するレーザビームと、集光光学部品と、
光検出器（図示せず）から構成される。例としては、LD
V信号処理ブロック12及びLDV光学装置11は、本発明の譲
り受け人であり、ミネソタ州のセントポール市に在るTS
I社により製造された型番1990B及び9100−１である。当
業者は、この技術についてよく知っているため、LDV信
号処理ブロック12及びLDV光学装置11の動作を認識及び
理解することができるので、以下では、短く説明する。

LDV光学装置11は、不規則な間隔で発生する短いバー
スト中の電子信号を作成するシステムである。上記シス
テムにおいて、バースト検出器10は、LDV処理装置12の
効率を大きく改善するために用いることができる。LDV
システムにおいて、一対のレーザビーム（図示せず。）
は、空間内の一点で交わる。この交点において、干渉パ
ターンが形成される。流体サンプル内に漂う１個もしく
は複数の小さな粒子が、干渉パターンを通り抜けるにつ
れ、光のコヒーレントパターンは、あらゆる方向に散乱
される。散乱された光は、この後、光学的に集光され、
光電検出器（図示せず。）によって電子信号に変換され
る。電子信号は、この後、V_inとしてフィルタ13を介し
てバースト検出器10に入力され、V_sとして信号処理LDV1
2に入力される。光電検出器の出力は、連続している
が、粒子が実際にレーザビームの干渉パターンを通過し
た場合にのみ意味が在る。流体サンプル中の粒子の濃度
に依存して、これは、時間の１％に充たないかもしれな
い。ブロックサンプル装置（図示せず。）をトリガする
バースト検出器10の使用により、粒子がフリンジの隔間
を通過する時の信号のみが、抽出されてLDV信号処理装
置12（例えば、DSP）に出力される。

通常のDSPの使用において、バースト検出器は、規則
的な時間間隔で信号をサンプルするサンプリング回路を
トリガするのに用いられる。サンプルされた信号のアナ
ログ信号からデジタル信号への変換は、DSPが操作する
メモリ内に保持されるデジタル情報によって実行され
る。バースト検出器10は、利用できる信号のみが、処理
のためにDSPにサンプルされ入力されることを確保する
ために用いられる。LDVの例において、周波数は、粒子
が２本のレーザビームの交点を通り抜ける速度に直接比
例する。このように、バーストに含まれる周波数は、関
心がある。

LDVの例について続けると、当業者にとって理解され
るように、１つのバースト内の周波数は、基本的に一定
であるが、バースト間では10以上の因子で変化する。バ
ーストの長さは、LDVシステムの光学配列及び干渉パタ
ーンを通過する粒子の経路に依存して、10サイクルから
50サイクル以上に変換しうる。前のバーストとは無関係
な各バーストの周波数を測定することが望ましい。さら
に、周波数の測定を高精度で行う一方、背景のノイズか
ら信号を抜き取る能力を最適化することが重要である。

ノイズに埋もれた信号の周波数を決定するのに用いら
れる技術は、典型的には、相関装置もしくはスペクトル
解析装置である。しかし、これらの装置は、比較的長い
処理時間を必要とする。さらに、精度を最適にし、コス
トを抑えるためには、入力サンプリング周波数を、解析
される信号周波数の最適値とすることが最も望ましい。
これらの要請は、コヒーレント周波数バーストが発生す
る時（即ち、ノイズを処理するのな時間を消費せずに）
及び、その近似周波数を決定するための高速処理装置の
必要を示すものである。バースト検出器10は、これらの
機能を提供すると共に、更に、バーストの長さを測定す
るのに使用できる信号を出力する。

当業者に分かるように、自己相関関数は、以下のよう
に定義される。

特定量R_x（τ）は、常にτ＝０において最大値となる
実数の偶関数であり、正であっても負であってもよい。
本発明に用いる時、自己相関関数は、本質的に、ノイズ
をトリガしない一方、コヒーレント周波数バーストの表
示を与える。

次の図２は、本発明を実行する好ましい装置を示す。
コヒーレント周波数バースト検出器は、通常、10で表さ
れる。コヒーレント周波数バースト検出器10は、複数の
機能部より構成されている。最初の機能部は、ダブルク
リッピング装置20からなるデジタル化手段である、本実
施例において、ダブルクリッピング装置20は、ゼロ交差
検出器である。本実施例において、ゼロ交差検出器は、
カルフォルニア州サニーベルにあるアドバンスト・マイ
クロデバイセズ社（Advanced Micro Devises）によって
製造された、型番AMD687号のコンパレータタイプであ
る。

ダブルクリッピング装置20は、LDV光学器11から入力
されたアナログ入力信号V_inを、入力信号の値が０以上
である場合には、＋１のデジタル信号に変換し、入力信
号の値が０以下である場合には、−１のデジタル信号に
変換する。ダブルクリッピングは、アナログ入力信号V
_inを単純にデジタル信号に変換するが、有効な情報は、
ほとんど失われない。周知のように、このような方法
で、ダブルクリッピングは、正弦曲線を矩形波に変換す
る。また、これは当業者に分かるように、他のデジタル
化の技術でも有効である。

さらに図２では、ダブルクリッピングされた信号は、
ｎ個の遅延回路からなる遅延手段に入力される。遅延手
段は、遅延ライン30（例えば、シフトレジスタ）もしく
は、遅延信号を作成する他の方法から構成される。

当業者は、遅延ラインを形成するためにシフトレジス
タをどのように利用するかを容易に認識することができ
る。一例では、以下の表に、遅延ライン30及び平均化ネ
ットワーク50（後に説明する）に関する典型的なパラメ
ータを示す。

本実施例では、各遅延は、14.3ナノセカンドに等し
い。さらに、シフト及び遅延は、等しい。上記表は、説
明の目的で示したものであり、本発明を限定するもので
はない。当業者は、種々の異なるシフト遅延回路及び周
波数であっても、本発明で用いることができることが理
解できるであろう。

各々の遅延の増加の後で、信号は、オリジナルの信号
と共に、EXORゲート40に入力される。EXORゲート40は、
掛算器として機能する。出力は、また、EXORゲート40に
よって反転される（即ち、NOR出力が用いられる）。EXO
Rゲート40における出力は、入力される２つの信号の値
が逆である場合には、負の値となり、入力される２つの
信号の値が同論理レベルである場合には、正の値とにな
る。各EXORゲート40は、特定の遅延回路と連結される。
例えば、ｎ＝８の場合には、８個のEXORゲート40a,40b,
40c,…,40hが配設される。

各EXORゲート40a〜40hの出力は、それぞれ平均化ネッ
トワーク50a〜50hへ入力される。各平均化ネットワーク
50は、抵抗51及びコンデンサ52から構成される。各RC回
路の時定数は、関連する遅延回路により検出された周波
数の1/20に近似する遮断周波数を備える１極フィルター
となるようにされる。

各平均化ネットワーク50a〜50hは、コンパレータ60a
〜60hに接続される。平均された信号が十分に負の値と
なったときには、適当なコンパレータ60が、トリガさ
れ、これによって優先符号器70へ信号を送信する。V_ref
は、コンパレータ60a〜60hへ基準レベルを提供する。

優先符号器70は、コンパレータ60a〜60hにより印加さ
れる信号の各々に数値を定め、最小の遅延時間を決定す
る。優先符号器70は、処理装置12へ２つの信号を出力す
る。第１の信号V_outは、入力される信号の周波数に相当
する最も短い時間遅延を示す。当業者は、直列もしくは
並列のいずれかで発生される適当な時間遅延のデジタル
表示を確認するであろう。処理装置12は、この近似周波
数を、処理装置12に設定できる最適なサンプル率を決定
するのに用いる。第２の信号V_tは、ブロックサンプルを
トリガするのに用いられると共に、バーストの持続時間
を計測することができる。本実施例において、優先符号
器70は、カルフォルニア州サンタクララ市のナショナル
セミコンダクタ社（National Semiconductor）により製
造される部品番号74F148の装置である。

図２において、特に詳述していないが、機能ブロック
及び他の装置は、所定の作動のために適当なバイアス電
圧及び基準電圧が適当に印加されていることが理解され
る。また、ローパスフィルタ13（図１に示したもの）
は、注目するレンジよりも低い周波数を除去する。更
に、コヒーレント信号上に搬送されたバーストに対し
て、他のフィルターがバースト検出器10により前処理す
るためにバースト周波数を残しつつ、フィルタブロック
13において搬送波信号をろ波する。

図３及び図４は、ノードＡ〜ノードＦ（図２参照）に
おけるコヒーレント周波数バーストを示すグラフであ
る。図３では、90度位相シフトのために選択された遅延
回路“m"（即ち、ｎ個の遅延回路から予め選ばれた遅延
回路）における信号が、示されている。ノードＥにおけ
る信号に示されるように、時間平均された信号は、基準
レベルを越えない。一方、図４において、180度位相シ
フトのために選択された遅延回路“p"における信号が示
されている。図４から分かるように、180度位相シフト
においてEXOR信号は、その最大値（即ち、何れか一方、
もしくは両方の論理機能による）をとり、時間平均され
た信号は、基準レベルを越える。したがって、図３及び
図４は、当業者に対して、周波数レンジが、どのように
して180度位相シフトに対応した時間遅延回路に関連さ
れるのかを図示する。

次の図５では、幾つかのコヒーレント周波数バースト
の自己相関係数のグラフを示す。図５では、８個の遅延
が描かれているが、実際には、多くの遅延が使用でき
る。この例で、各遅延は、前の遅延よりも４対１レンジ
で22％だけ長く遅延していて、対数的もしくは一定の百
分率スケールを示す。周知のように、遅延レンジ間にお
ける百分率差は、周波数が、実際、どの程度正確に固定
されるのかを決定する。百分率差は、また、周波数の関
数としての変化と感度を決定するものであり、この例で
は、10％以下である。

さらに、図５を参照すると、この例において、周波数
F₂は、最初の遅延、２番目の遅延及び３番目の遅延によ
り計測されるであろう。優先符号器70は、最初の遅延を
優先させる。同様に、周波数F₃は、４番目の遅延、５番
目の遅延及び６番目の遅延により計測されるであろう。
優先符号器70は、４番目の遅延を優先させる。また、周
波数F₄は、７番目の遅延及び８番目の遅延により計測さ
れるであろう。優先符号器70は、７番目の遅延を優先さ
せる。

適当な周波数のコヒーレント信号が発生した際の平均
化回路50の出力信号（即ち、ノードＥでの信号）の例を
説明する図４を再度参照する。“バースト時間”とは、
平均化された信号値が、基準レベルよりも低い時間をい
う。当業者が認識するように、この基準レベルV_refは、
調節できる。もし、V_refが調整できれば、受け入れられ
る信号の最小の信号ノイズ比が、使用者により設定でき
るであろう。

コヒーレントバースト検出器10を使用すると、下流に
ある信号処理装置12は、実信号のみを解析し、入力サン
プリング率は、バーストの周波数に対し最適化できる。
さらに、バースト長は、不十分なバースト長の信号を排
除すると共に、バイアス電圧の補正のために用いること
ができる。費用の減少及び精度の向上の他に、コヒーレ
ントバースト検出器10の情報による信号処理の本質的な
完全自動化も行うことができる。

前に記した装置では、デジタル信号のみが解析できる
ようにダブルクリッピング装置20を、用いていたが、本
発明では、アナログ電子工学のみで実行することも可能
である。アナログシステムにおいては、入力V_inは、ア
ナログ遅延ライン（図示せず）に、印加される。EXORゲ
ート40は、アナログ掛算器（図示せず）に置き換えられ
るであろう。上記アナログ装置は、当業者にとって周知
な装置である。システムの残りの部品は、図２で説明し
たように配設される。さらに、自己相関関数からの、更
なる情報が（例えば、２番目及び３番目の負のピーク値
を用いる）、バーストを検出するのに用いられる、本実
施例では、極力単純化するため最初の負のピーク値のみ
を用いる一方、細かい点における精度及び感度を無視し
て用いる。

さらに、もし、コヒーレントバースト検出器10が互い
に接近する遅延増分を用いるならば（例えば1.2の因
子）、10,0000対１の電位範囲をカバーするために多数
の遅延増分を用いる。これをより具体的な数値（例えば
16）に減少するため、レンジを切り替えることができ
る。しかし、シフトレジスタ（例えば、遅延手段20）の
タイミングが変更された場合、平均化回路50a〜50hの時
定数もまた変更される。当業者は分かるように、本実施
例において利用されるように抵抗またはコンデンサのい
ずれかの値を切り替えることは、便利でない。

しかし、この問題は、図６に示されるように、サンプ
リングクロック（図示せず）から駆動されるタイミング
回路52と、デジタルインバータ及びトライ−ステート制
御51とからなる別の平均化回路50′を使用することで解
決される。図６に示されるように、タイミング回路52
は、インバータ51のトライ−ステート制御端子に接続さ
れ、インバータ51のゲート時間を制御する。最高の周波
数の1/10倍の大きさの周波数のレンジに対して、スイッ
チ（すなわち、インバータ51）は、10％の時間だけ作動
する。これは、抵抗とコンデンサの積の値が10倍に増加
するのと、同じ結果を生じるが、配設においてはコスト
でより有効になる。当業者が認識するように、デジタル
インバータ51を用いた際、デジタルインバータ51自体に
よって反転が達成されるため、EXORゲート40の出力信号
は、反転する必要はない。

実際のLDVでは、平均化回路の出力が基準レベルV_ref
を下回っている所定の周期の間の他は、バーストは、解
析されないかもしれない。このように、LDV処理装置12
は、（ａ）非常に短いバーストもしくは、（ｂ）短時間
の間、平均値が基準値を下回るほど長くコヒーレントで
ある不規則なノイズ信号とを解析するという時間の無駄
を省く。さらに、最初の所定の周期の後に、優先符号器
は、基準レベルを下回る最も短い時間遅延を抽出する。

前記の好ましいバースト検出器10は、要求された前処
理機能を実行するために求められた最小限の電子部品に
よる最高の性能のために最適化される。電子部品の総量
は、入力される信号を１ビットにデジタル化することに
より最小される。これは、要求される電子部品を減少さ
せるが、性能をある程度犠牲にするものである。バース
ト検出器10は、また、自己相関係数を求める信号の多重
ビットデジタル化を実行する。これが、種々の方法によ
り実行することができることは、当業者にとって自明の
ことである。そのような方法の一つとして、ｎビットの
ワードを受け取る多ビット遅延ライン（図示せず）によ
り、上記の遅延ラインを置き換える方法がある。掛算器
として用いられるEXORゲート40は、ｎビットの掛算器
（図示せず）により置き換えられるだろう。これは、掛
算処理を低速化させる。さらに、平均化装置は、ｎビッ
トの掛算結果の入力を示す重み付け入力を備えるだろ
う。

本発明の原理は、本発明の装置にのみ適用されるもの
ではなく、自動的にコヒーレント周波数バーストの周波
数を近似して出力し、該コヒーレント周波数バーストの
持続時間を出力する方法にも一般的に適用されるもので
ある。

本発明の原理を具体化した他の回路構成や、この発明
の技術的思想によって形成することができる他の応用例
が、当業者によって認識されるであろう。ここに示した
回路構成は、本発明の原理を組み入れ、応用した、一例
に過ぎない。他の変更及び変形例は、十分に当業者の知
識内であり、添付する請求の範囲に含まれるものであ
る。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ノイズ信号上に搬送されたコヒーレント周
波数バーストを検出する装置であって、（ａ）ノイズ信号を受け取り、ノイズ信号を複数の異な
った増分だけ遅延させ、複数の遅延されたノイズ信号を
発生する遅延手段（30）と、（ｂ）上記遅延手段（30）に接続され、遅延手段からノ
イズ信号を受け取り、上記の複数の遅延されたノイズ信
号とノイズ信号とを掛け合わせ複数の第１信号を発生す
る掛算手段（40）と、（ｃ）上記掛算手段（40）に接続され、複数の第１信号
の各々の時間平均をする平均化手段（50）と、（ｄ）上記平均化手段に接続され、平均された複数の第
１信号を、コヒーレント周波数バーストを表すピークを
検出するように設定された基準レベルと比較し、平均さ
れた第１信号が基準レベルを越えるときに第２信号を発
生するピーク検出手段（60）と、（ｅ）上記ピーク検出手段に接続され、最短の遅延され
たノイズ信号から発生される第２信号を表わす信号を出
力し、この第２信号の持続時間の長さを決定する優先符
号手段（70）とからなることを特徴とする装置。
【請求項２】請求項１の装置において、さらに、入力さ
れるノイズ信号をデジタル化するデジタル手段（20）を
備える装置。
【請求項３】請求項１の装置において、上記掛算手段
は、EXORゲートから構成される装置。
【請求項４】請求項１に記載された装置において、上記
平均化手段（50）は、RC回路からなり、上記ピーク値検
出手段（60）は、コンパレータを含む装置。
【請求項５】請求項１に記載された装置であって、さら
に、掛算手段（40）と平均化手段（50′）の間に接続さ
れるレンジ切換手段（51,52）を備え、このレンジ切換
手段は、選択可能なクロック速度に従い上記第１信号を
上記平均化手段に入力し、これにより、平均化された第
１信号が変更されると共に、コヒーレント周波数バース
トを検出するべき周波数レンジが変更される装置。
【請求項６】請求項１の装置において、上記優先符号手
段（70）は、複数のピークを決定して精度を増加する装
置。
【請求項７】請求項１の装置において、上記遅延手段
（30）は、複数の遅延増分値が相互に一定の比率を有す
ることを特徴とする装置。
【請求項８】ノイズ信号上に搬送されたコヒーレント周
波数バーストの検出方法であって、（ａ）ノイズ信号を複数の異なった増分だけ遅延させ、
複数の遅延されたノイズ信号を発生するステップと、（ｂ）遅延されたノイズ信号とノイズ信号とを掛け合わ
せ複数の第１信号を発生するステップと、（ｃ）上記第１信号の各々を平均化するステップと、（ｄ）平均された複数の第１信号と、コヒーレント周波
数バーストを表すピークを検出するように設定された基
準レベルとを比較し、検出されたピークに対応する第２
信号を発生するステップと、（ｅ）どの第２信号が、最も短く遅延されたノイズ信号
に関連しているかを決定し、その第２信号の持続時間の
長さを決定するステップとからなる方法。