JPH0829269A - Temperature compensating circuit - Google Patents
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- JPH0829269A JPH0829269A JP6185321A JP18532194A JPH0829269A JP H0829269 A JPH0829269 A JP H0829269A JP 6185321 A JP6185321 A JP 6185321A JP 18532194 A JP18532194 A JP 18532194A JP H0829269 A JPH0829269 A JP H0829269A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、温度依存性を有するア
ナログ信号を温度補償する回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a circuit for temperature compensating an analog signal having temperature dependence.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図５に、半導体圧力センサに用いられて
いる従来の一般的な温度補償回路の回路構成を示す。半
導体圧力センサ１００は、たとえばＳｉダイヤフラム型
の圧力センサであって、４個のストレンゲージ１００
Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄからなるホイースト
ンブリッジ回路として構成され、ダイヤフラムに加えら
れる圧力に比例した電圧を一対のブリッジ出力端子１０
０Ｅ，１００Ｆ間に出力する。この種の圧力センサの出
力特性を決めるファクタとして、圧力が加わっていない
状態での出力電圧を表すオフセット電圧と、圧力が加わ
ったときの出力電圧の変化量を表すスパン電圧とがあ
る。圧力センサ１００の出力電圧からオフセット電圧を
差し引いたものがスパン電圧である。オフセット電圧お
よびスパン電圧のいずれも温度によってその値が変化す
るので、それぞれに対して温度補償を行う必要がある。2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a circuit configuration of a conventional general temperature compensation circuit used in a semiconductor pressure sensor. The semiconductor pressure sensor 100 is, for example, a Si diaphragm type pressure sensor, and includes four strain gauges 100.
It is configured as a Wheatstone bridge circuit composed of A, 100B, 100C and 100D, and a voltage proportional to the pressure applied to the diaphragm is applied to the pair of bridge output terminals 10.
Output between 0E and 100F. Factors that determine the output characteristics of this type of pressure sensor include an offset voltage that represents the output voltage when pressure is not applied and a span voltage that represents the amount of change in the output voltage when pressure is applied. The span voltage is obtained by subtracting the offset voltage from the output voltage of the pressure sensor 100. Since both offset voltage and span voltage change in value depending on temperature, it is necessary to perform temperature compensation for each.
【０００３】圧力センサ１００からの出力電圧は、演算
増幅器１０４からなる差動増幅回路１０６で差動増幅さ
れる。圧力センサ１００と差動増幅回路１０６との間に
接続された演算増幅器１０２は、常温時のオフセット電
圧調整回路を構成する。この演算増幅器１０２の反転入
力端子に与えられる基準電圧ＶR を調整することによっ
て、常温時のオフセット電圧を調整するようにしてい
る。すなわち、可変抵抗１２２，１２３の値を適宜に選
択して常温時のオフセット電圧を調整している。また、
可変抵抗１２１の値を適宜に選択することにより、オフ
セット電圧の温度補償調整を行っている。The output voltage from the pressure sensor 100 is differentially amplified by a differential amplifier circuit 106 including an operational amplifier 104. The operational amplifier 102 connected between the pressure sensor 100 and the differential amplifier circuit 106 constitutes an offset voltage adjustment circuit at room temperature. By adjusting the reference voltage VR applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 102, the offset voltage at room temperature is adjusted. That is, the offset voltage at normal temperature is adjusted by appropriately selecting the values of the variable resistors 122 and 123. Also,
By appropriately selecting the value of the variable resistor 121, temperature compensation adjustment of the offset voltage is performed.
【０００４】演算増幅器１０４の出力端子には、上記の
ようにしてオフセット電圧について温度補償されている
センサ出力信号ＶS が得られる。この電圧信号ＶS は、
スパン電圧の温度補償を行うための演算増幅器１０８か
らなる反転増幅回路１１０に入力される。一般にスパン
電圧は、温度上昇とともに減少する負の温度係数を有し
ている。この反転増幅回路１１０では、増幅器のゲイン
を決定する帰還抵抗１１２に正の温度係数を有するもの
を選ぶことで、圧力センサ１００の負の温度依存性を補
償するようにしている。これにより、演算増幅器１０８
の出力端子にはスパン電圧についても温度補償されてい
るセンサ出力信号が得られる。この信号は、演算増幅器
１１４からなるバッファ用の反転増幅回路１１６で増幅
ののち、出力信号Ｖout として出力される。At the output terminal of the operational amplifier 104, the sensor output signal VS whose temperature is compensated for the offset voltage as described above is obtained. This voltage signal VS is
It is input to the inverting amplifier circuit 110 including the operational amplifier 108 for temperature compensation of the span voltage. Generally, span voltage has a negative temperature coefficient that decreases with increasing temperature. In the inverting amplifier circuit 110, the feedback resistor 112 that determines the gain of the amplifier is selected to have a positive temperature coefficient to compensate for the negative temperature dependence of the pressure sensor 100. As a result, the operational amplifier 108
A sensor output signal whose temperature is compensated for the span voltage can be obtained at the output terminal of. This signal is amplified by the buffer inverting amplifier circuit 116 including the operational amplifier 114, and then output as the output signal Vout.
【０００５】図６は、従来の温度補償回路の別の例を示
す。この温度補償回路は、上記したスパン電圧用の温度
補償回路（反転増幅回路）１１０において、帰還抵抗１
１２を抵抗ラダー回路１２０に置き換えたものである。
この温度補償回路では、温度センサ１２２のアナログ出
力信号をＡ／Ｄコンバータ１２４によってディジタル信
号に変換し、このディジタル信号をアドレス信号として
ＲＯＭ１２６に入力して、入力アドレスに対応したＲＯ
Ｍ１２６の読出データにしたがって抵抗ラダー回路１２
０内の各接点ｗ1,ｗ2,〜ｗn を開閉制御することで、ラ
ダー回路入出力端子間の抵抗値（帰還抵抗値）に温度依
存性を持たせている。したがって、温度センサ１２２を
入力信号Ｖin（ＶS ）の信号源（たとえば上記した圧力
センサ１００）の付近に配置し、ＲＯＭ１２６のルック
・アップ・テーブルに適当な設定値つまり帰還抵抗（抵
抗ラダー回路１２０）に所要の温度依存性を与えるため
の各温度に応じた接点開閉制御データを書き込むこと
で、信号源ないし入力信号Ｖinの温度依存性を補償する
ことが可能である。FIG. 6 shows another example of a conventional temperature compensation circuit. This temperature compensation circuit is the same as the temperature compensation circuit (inversion amplification circuit) 110 for the span voltage described above, except that the feedback resistor 1
12 is replaced with a resistance ladder circuit 120.
In this temperature compensating circuit, the analog output signal of the temperature sensor 122 is converted into a digital signal by the A / D converter 124, and this digital signal is input to the ROM 126 as an address signal and the RO corresponding to the input address.
The resistance ladder circuit 12 according to the read data of M126.
By controlling opening / closing of the contacts w1, w2, ..., Wn in 0, the resistance value (feedback resistance value) between the ladder circuit input / output terminals is given temperature dependency. Therefore, the temperature sensor 122 is arranged near the signal source of the input signal Vin (VS) (for example, the pressure sensor 100 described above), and the look-up table of the ROM 126 has an appropriate set value, that is, the feedback resistor (resistor ladder circuit 120). By writing the contact opening / closing control data according to each temperature for giving the required temperature dependence to the temperature dependence, it is possible to compensate the temperature dependence of the signal source or the input signal Vin.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】図５に示したスパン電
圧用の温度補償回路では、帰還抵抗１１２として、温度
補償のための適当な温度係数を有する抵抗を選ぶ（探
す）のが難しいという問題がある。また、圧力センサに
よってスパン電圧の温度係数にばらつきがあると、個々
の圧力センサ１００毎に帰還抵抗１１２の最適な特性値
を決定して、帰還抵抗１１２の取替えやトリミングを行
わなくてはならず、調整作業が極めて繁雑であり、生産
性の面で大きなデメリットとなっている。In the temperature compensating circuit for span voltage shown in FIG. 5, it is difficult to select (search) a resistor having an appropriate temperature coefficient for temperature compensation as the feedback resistor 112. There is. Further, if the temperature coefficient of the span voltage varies depending on the pressure sensor, the optimum characteristic value of the feedback resistor 112 must be determined for each pressure sensor 100, and the feedback resistor 112 must be replaced or trimmed. The adjustment work is extremely complicated, which is a big disadvantage in terms of productivity.
【０００７】この点、図６に示した温度補償回路では、
ラダー回路網１２０の抵抗値（帰還抵抗値）に任意の温
度依存性をもたせることができるため、帰還抵抗の選別
やトリミングの必要はない。しかし、ラダー回路網１２
０に所望の温度依存性をもたせるために温度センサ１２
２、Ａ／Ｄコンバータ１２４およびＲＯＭ１２６さらに
はタイミング回路等（図示せず）を必要とし、回路規模
が非常に大きくなり、コストも大幅にアップする欠点が
ある。また、ＲＯＭ１２６のルック・アップ・テーブル
に書き込むべき設定値は原理的には各温度毎に最適な値
に選ばなければならず、設定作業が極めて繁雑になると
いう問題もある。In this respect, in the temperature compensation circuit shown in FIG.
Since the resistance value (feedback resistance value) of the ladder network 120 can have arbitrary temperature dependence, it is not necessary to select or trim the feedback resistance. However, the ladder network 12
In order to give 0 the desired temperature dependence, the temperature sensor 12
2. The A / D converter 124, the ROM 126, a timing circuit and the like (not shown) are required, and the circuit scale becomes very large, and the cost is greatly increased. Further, in principle, the set value to be written in the look-up table of the ROM 126 must be selected to be the optimum value for each temperature, which causes a problem that the setting work becomes extremely complicated.
【０００８】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
もので、温度依存性を有するアナログの入力信号に対し
て回路部品の交換やトリミング等が不要で、かつ回路構
成の大規模化を来すことなく、調整または設定作業を容
易に行える温度補償回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above problems, and does not require replacement or trimming of circuit components for an analog input signal having temperature dependence, and increases the scale of the circuit configuration. An object of the present invention is to provide a temperature compensating circuit that can easily perform adjustment or setting work without performing.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の第１の温度補償回路は、温度に依存して
レベルが変化する入力信号を温度補償する温度補償回路
において、前記入力信号を入力して前記入力信号の温度
係数とは逆極性の温度係数で温度に依存する出力信号を
出力する第１の増幅回路と、前記入力信号を入力して前
記入力信号の温度係数と同極性の温度係数で温度に依存
する出力信号を出力する第２の増幅回路と、所定の分圧
比で前記第１の増幅回路の出力電圧と前記第２の増幅回
路の出力電圧とを分圧した電圧値を有する出力信号を生
成する分圧回路とを有する構成とした。To achieve the above object, the first temperature compensation circuit of the present invention is a temperature compensation circuit for temperature compensating an input signal whose level changes depending on temperature. A first amplifier circuit which receives an input signal and outputs an output signal having a temperature coefficient having a polarity opposite to that of the temperature coefficient of the input signal and which is dependent on temperature; and a temperature coefficient of the input signal which receives the input signal and A second amplifier circuit that outputs a temperature-dependent output signal with a temperature coefficient of the same polarity, and the output voltage of the first amplifier circuit and the output voltage of the second amplifier circuit are divided at a predetermined voltage division ratio. And a voltage dividing circuit for generating an output signal having the above voltage value.
【００１０】本発明の第２の温度補償回路は、上記第１
の温度補償回路において、前記分圧回路は、分圧比の可
変調整可能な抵抗ラダー回路と、前記抵抗ラダー回路の
分圧比を設定する分圧比設定回路とからなる構成とし
た。A second temperature compensation circuit of the present invention is the first temperature compensation circuit described above.
In the temperature compensating circuit, the voltage dividing circuit is composed of a resistance ladder circuit capable of variably adjusting the voltage dividing ratio and a voltage dividing ratio setting circuit for setting the voltage dividing ratio of the resistance ladder circuit.
【００１１】本発明の第３の温度補償回路は、上記第１
の温度補償回路において、前記抵抗ラダー回路は、抵抗
値Ｒの抵抗と抵抗値２Ｒの抵抗を１ビット毎にラダー状
に連ねて接続してなるＲ−２Ｒ型抵抗ラダー回路からな
る構成とした。A third temperature compensation circuit of the present invention is the first temperature compensation circuit described above.
In the temperature compensating circuit, the resistance ladder circuit is composed of an R-2R type resistance ladder circuit in which a resistance having a resistance value R and a resistance having a resistance value of 2R are connected in a ladder form for each bit.
【００１２】[0012]
【作用】上記の構成において、第１の増幅回路の増幅率
の温度係数を適当な値に選ぶことによって、第１の増幅
回路の出力電圧に入力信号の温度係数とは逆の極性で所
定の温度係数をもたせることができる。一方、第２の増
幅回路の出力電圧は、たとえばこの増幅回路の増幅率を
温度変化に対して実質的に一定とすれば、入力信号の温
度係数に対応した極性および大きさの温度係数をもたせ
ることができる。これにより、温度変化に対して第１お
よび第２の増幅回路の出力電圧は互いに逆極性（逆方
向）の温度特性を示す。分圧回路は、両出力電圧を所定
の分圧比（割合）で分圧することによって両出力電圧の
温度特性をキャンセルした電圧つまり温度依存性を有し
ない電圧を出力する。In the above structure, the temperature coefficient of the amplification factor of the first amplifier circuit is selected to be an appropriate value, so that the output voltage of the first amplifier circuit has a predetermined polarity opposite to the temperature coefficient of the input signal. It can have a temperature coefficient. On the other hand, the output voltage of the second amplifier circuit has a temperature coefficient of polarity and magnitude corresponding to the temperature coefficient of the input signal, for example, if the amplification factor of this amplifier circuit is made substantially constant with respect to temperature change. be able to. As a result, the output voltages of the first and second amplifier circuits exhibit temperature characteristics of opposite polarities (reverse directions) with respect to temperature changes. The voltage dividing circuit divides both output voltages by a predetermined voltage dividing ratio (ratio) to output a voltage in which the temperature characteristics of both output voltages are canceled, that is, a voltage having no temperature dependence.
【００１３】本発明によれば、温度係数の極性が異なる
一対の増幅回路の出力電圧の間の分圧比を調整すること
で、入力信号に対して温度補償を行うことができる。増
幅回路の帰還抵抗等の部品そのものを交換したりトリミ
ングしたりする必要はない。温度補償のための温度セン
サや特別なタイミング回路を設ける必要もない。According to the present invention, temperature compensation can be performed on the input signal by adjusting the voltage division ratio between the output voltages of the pair of amplifier circuits having different polarities of the temperature coefficient. It is not necessary to replace or trim components such as the feedback resistor of the amplifier circuit. There is no need to provide a temperature sensor for temperature compensation or a special timing circuit.
【００１４】分圧回路を、分圧比の可変調整可能な抵抗
ラダー回路と、この抵抗ラダー回路の分圧比を設定する
分圧比設定回路とから構成した場合は、小規模かつ低コ
ストの回路構成によって分圧比を最適値に決定すること
ができ、高精度な温度補償を行うことができる。When the voltage dividing circuit is composed of a resistance ladder circuit whose variable voltage ratio can be variably adjusted and a voltage dividing ratio setting circuit for setting the voltage dividing ratio of this resistance ladder circuit, a small-scale and low-cost circuit configuration is used. The voltage division ratio can be determined to be the optimum value, and highly accurate temperature compensation can be performed.
【００１５】さらに、分圧回路における抵抗ラダー回路
をＲ−２Ｒ型抵抗ラダー回路で構成した場合は、分圧比
に関係なく出力抵抗を一定にすることができ、次段の回
路とのマッチングをとりやすいという利点がある。Further, when the resistance ladder circuit in the voltage dividing circuit is composed of an R-2R type resistance ladder circuit, the output resistance can be made constant regardless of the voltage dividing ratio, and matching with the circuit of the next stage is achieved. It has the advantage of being easy.
【００１６】[0016]
【実施例】以下、図１〜図４を参照して本発明の実施例
を説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS.
【００１７】図１は、本発明の一実施例による温度補償
回路の基本構成を示す。この温度補償回路は、一対の反
転増幅回路２０，３０と分圧回路４０とから構成され
る。入力端子１０には、温度に依存してレベルが変化す
るアナログ信号Ｖin、たとえば上記したような負の温度
係数−αを有する半導体圧力センサ１００からのスパン
電圧（ＶS ）が入力される。FIG. 1 shows a basic configuration of a temperature compensation circuit according to an embodiment of the present invention. This temperature compensation circuit is composed of a pair of inverting amplifier circuits 20, 30 and a voltage dividing circuit 40. An analog signal Vin whose level changes depending on the temperature, for example, a span voltage (VS) from the semiconductor pressure sensor 100 having the negative temperature coefficient -α as described above is input to the input terminal 10.
【００１８】第１の反転増幅回路２０は、演算増幅器２
２と、この演算増幅器２２の反転入力端子（−）に接続
された入力抵抗２４と、演算増幅器２２の出力端子と反
転入力端子（−）との間に接続された帰還抵抗２６とか
ら構成され、演算増幅器２２の非反転入力端子（＋）に
は基準電圧ＶP が入力される。入力抵抗２４は、入力信
号の温度係数−αと比較して実質的に無視できるほどの
温度係数を有する抵抗つまり普通の固定抵抗からなる。
しかし、帰還抵抗２６は、入力信号Ｖinの温度係数−α
とは極性が逆（正）の温度係数βを有する抵抗たとえば
ＰＴＣサーミスタからなる。この帰還抵抗２６により、
第１の反転増幅回路２０の増幅率μa は正の温度係数β
で温度に依存して変化するようになっている。The first inverting amplifier circuit 20 includes an operational amplifier 2
2, an input resistor 24 connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 22, and a feedback resistor 26 connected between the output terminal of the operational amplifier 22 and the inverting input terminal (−). The reference voltage VP is input to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 22. The input resistor 24 is composed of a resistor having a temperature coefficient that is substantially negligible as compared with the temperature coefficient −α of the input signal, that is, an ordinary fixed resistor.
However, the feedback resistor 26 has a temperature coefficient −α of the input signal Vin.
And a resistor having a temperature coefficient β whose polarity is opposite (positive), such as a PTC thermistor. With this feedback resistor 26,
The amplification factor μa of the first inverting amplifier circuit 20 has a positive temperature coefficient β.
It changes depending on the temperature.
【００１９】第２の反転増幅回路３０は、演算増幅器３
２と、この演算増幅器３２の反転入力端子（−）に接続
された入力抵抗３４と、演算増幅器３２の出力端子と反
転入力端子（−）との間に接続された帰還抵抗３６とか
ら構成され、演算増幅器３２の非反転入力端子（＋）に
は基準電圧ＶP が入力される。この第２の反転増幅回路
３０では、入力抵抗３４および帰還抵抗３６のいずれ
も、上記第１の反転増幅回路２０における入力抵抗２４
と同様の普通の固定抵抗からなる。したがって、この第
２の反転増幅回路３０の増幅率μb は、温度変化に対し
て実質的に一定値を保つようになっている。The second inverting amplifier circuit 30 includes an operational amplifier 3
2, an input resistor 34 connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 32, and a feedback resistor 36 connected between the output terminal of the operational amplifier 32 and the inverting input terminal (−). The reference voltage VP is input to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 32. In the second inverting amplifier circuit 30, both the input resistor 34 and the feedback resistor 36 are the input resistors 24 in the first inverting amplifier circuit 20.
It consists of an ordinary fixed resistor similar to. Therefore, the amplification factor μb of the second inverting amplifier circuit 30 is kept substantially constant with respect to the temperature change.
【００２０】分圧回路４０は、分圧比Ｄが実質的に（入
力信号Ｖinの温度依存性と比較して）温度依存性をもた
ない抵抗回路から構成される。分圧回路４０の分圧比Ｄ
は、後述するように第１および第２の反転増幅回路２
０，３０の出力電圧Ｖa ，Ｖbの温度特性に応じて決め
られる。The voltage dividing circuit 40 is composed of a resistance circuit in which the voltage dividing ratio D has substantially no temperature dependency (compared with the temperature dependency of the input signal Vin). Dividing ratio D of dividing circuit 40
Is the first and second inverting amplifier circuits 2 as described later.
It is determined according to the temperature characteristics of the output voltages Va and Vb of 0 and 30.
【００２１】図２につき、分圧回路４０における分圧比
の選定方法を説明する。図２は、半導体センサに加える
圧力を一定にしたまま周囲温度を使用温度範囲たとえば
−４０゜Ｃ〜＋８５゜で変化させた場合の両反転増幅回
路２０，３０の出力電圧Ｖa,Ｖb の温度特性を示す。A method of selecting the voltage division ratio in the voltage dividing circuit 40 will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows the temperature characteristics of the output voltages Va and Vb of the double inverting amplifier circuits 20 and 30 when the ambient temperature is changed in the operating temperature range, for example, −40 ° C. to + 85 ° while keeping the pressure applied to the semiconductor sensor constant. Indicates.
【００２２】第１および第２の反転増幅回路２０，３０
の出力電圧Ｖa ，Ｖb は、理論的には次のような式で表
される。 Ｖa ＝Ｖin・μa0｛１＋β（ｔ−ｔ0 ）｝ ………（１） Ｖb ＝Ｖin・μb ………（２）First and second inverting amplifier circuits 20, 30
The output voltages Va and Vb of are theoretically expressed by the following equations. Va = Vin. [Mu] a0 {1+ [beta] (t-t0)} (1) Vb = Vin. [Mu] b (2)
【００２３】ここで、μa0は基準温度ｔ0 （たとえば常
温の２５゜Ｃ）における第１の反転増幅回路２０の増幅
率である。一方、入力信号Ｖin（センサ出力信号ＶS ）
は、近似的に次の式で表される。 Ｖin＝Ｖin0 ／｛１＋α（ｔ−ｔ0 ）｝ ………（３）Here, μa0 is the amplification factor of the first inverting amplifier circuit 20 at the reference temperature t0 (for example, 25 ° C. at room temperature). On the other hand, input signal Vin (sensor output signal VS)
Is approximately expressed by the following equation. Vin = Vin0 / {1 + α (t-t0)} ...... (3)
【００２４】ここで、Ｖin0 は基準温度ｔ0 （２５゜
Ｃ）における入力信号（センサ出力信号）Ｖinの値（レ
ベル）である。Here, Vin0 is the value (level) of the input signal (sensor output signal) Vin at the reference temperature t0 (25 ° C.).
【００２５】上式（３）を代入すると、上式（１），
（２）は次のようになる。 Ｖa ＝Ｖin0 ・μa0｛１＋β（ｔ−ｔ0 ）｝／｛１＋α（ｔ−ｔ0 ）｝ ………（４） Ｖb ＝Ｖin0 ・μb ｛１＋α（ｔ−ｔ0 ）｝ ………（５）Substituting equation (3) above, equation (1),
(2) is as follows. Va = Vin0 .mu.a0 {1 + .beta. (T-t0)} / {1 + .alpha. (T-t0)} ... (4) Vb = Vin0.mu.b {1 + .alpha. (T-t0)} ... (5)
【００２６】図２におけるＶa ，Ｖb の温度特性は、理
論的には上式（４），（５）で表される。図示のよう
に、Ｖa に正の温度係数をもたせるには、第１の反転増
幅回路２０の増幅率μa の温度係数βの絶対値が入力信
号Ｖinの温度係数−αの絶対値よりも大きくなるよう
に、帰還抵抗（ＰＴＣサーミスタ）２６を選べばよい。
また、基準温度ｔ0 で両特性曲線Ｖa ，Ｖb を交差させ
るためには（Ｖa ＝Ｖb とするには）、μa0＝μb （＝
μc ）となるようにμa0，μb を合わせればよい。この
ように、基準温度ｔ0 でＶa ＝Ｖb （＝μc Ｖin）に設
定すると、分圧回路４０における分圧出力Ｖout も基準
温度ｔ0 では分圧比に関係なくＶa ，Ｖb と同じ値（μ
c Ｖin）になる。The temperature characteristics of Va and Vb in FIG. 2 are theoretically expressed by the above equations (4) and (5). As shown in the figure, in order to give Va a positive temperature coefficient, the absolute value of the temperature coefficient β of the amplification factor μa of the first inverting amplifier circuit 20 becomes larger than the absolute value of the temperature coefficient −α of the input signal Vin. As described above, the feedback resistor (PTC thermistor) 26 may be selected.
Further, in order to intersect both characteristic curves Va and Vb at the reference temperature t0 (to set Va = Vb), μa0 = μb (=
μa0 and μb should be adjusted so that μc). As described above, when Va = Vb (= μc Vin) is set at the reference temperature t0, the voltage division output Vout in the voltage dividing circuit 40 is the same value (μ) as Va and Vb at the reference temperature t0 regardless of the voltage division ratio.
c Vin).
【００２７】本実施例によれば、基準温度ｔ0 と異なる
任意の温度ｔでも、分圧回路４０において分圧出力Ｖou
t が基準温度ｔ0 のときと同じ値（μc Ｖin）になるよ
うに分圧比Ｄを選べばよい。分圧出力Ｖout は、理論的
には次の式で表される。 Ｖout ＝Ｖa −Ｄ（Ｖa −Ｖb ） ………（６）According to the present embodiment, the divided voltage output Vou in the voltage dividing circuit 40 even at an arbitrary temperature t different from the reference temperature t0.
The voltage division ratio D may be selected so that t becomes the same value (μc Vin) as that at the reference temperature t0. The divided voltage output Vout is theoretically expressed by the following equation. Vout = Va-D (Va-Vb) ... (6)
【００２８】上式（４），（５），（６）より、分圧出
力Ｖout が温度ｔの値に関係なく基準温度ｔ0 のときと
同じ値（μc Ｖin）を保つための条件は、Ｄβ＝αであ
る。From the above equations (4), (5), and (6), the condition for maintaining the same value (μc Vin) as that at the reference temperature t0 of the divided voltage output Vout is Dβ regardless of the value of the temperature t. = Α.
【００２９】このように、理論的には、分圧回路４０に
おける分圧比Ｄをα／βに選ぶことによって、分圧出力
Ｖout が温度変化に対して一定の出力信号（μc Ｖin）
となり、入力信号Ｖinが温度補償されることになる。Thus, theoretically, by selecting the voltage division ratio D in the voltage dividing circuit 40 to α / β, the voltage division output Vout is a constant output signal (μc Vin) with respect to the temperature change.
Therefore, the input signal Vin is temperature-compensated.
【００３０】もっとも、個々の入力信号Ｖinまたは入力
信号源（半導体圧力センサ）および第１の反転増幅回路
２０における帰還抵抗２６等のばらつきを吸収して精度
の高い温度補償を行うには、分圧回路４０の分圧比Ｄを
可変調整できるように構成すればよい。この場合、第１
および第２の反転増幅回路２０の出力電圧Ｖa ，Ｖbが
等しくなるときの温度ｔs を基準温度とし、この基準温
度ｔs とは異なる任意の温度ｔf で分圧比Ｄを調整して
分圧出力Ｖout が基準温度のときと等しくなるようにＤ
の値を合わせればよい。However, in order to perform accurate temperature compensation by absorbing variations in the individual input signal Vin or the input signal source (semiconductor pressure sensor) and the feedback resistor 26 in the first inverting amplifier circuit 20, it is necessary to divide the voltage. The voltage division ratio D of the circuit 40 may be variably adjusted. In this case, the first
The temperature ts when the output voltages Va and Vb of the second inverting amplifier circuit 20 become equal to each other is used as a reference temperature, and the voltage division ratio D is adjusted at an arbitrary temperature tf different from the reference temperature ts to obtain the divided voltage output Vout. D to be equal to the reference temperature
The values of should be matched.
【００３１】このように、分圧回路４０を分圧比可変型
の分圧回路に構成した場合は、分圧比（電圧比）を調整
する簡単な作業によって熟練を要さずに高精度な温度補
償回路にセッティングすることが可能であり、手間のか
かる回路部品の交換やトリミング等は不要である。As described above, when the voltage dividing circuit 40 is configured as a voltage dividing ratio variable type voltage dividing circuit, highly accurate temperature compensation can be performed without skill by a simple operation of adjusting the voltage dividing ratio (voltage ratio). It can be set in the circuit and does not require time-consuming replacement and trimming of circuit components.
【００３２】図３は、分圧回路４０を分圧比可変型に構
成する場合の具体例を示す。この構成例における分圧回
路４０は、Ｒ−２Ｒ型抵抗ラダー回路４２と、書き換え
可能型メモリたとえばＥＥＰＲＯＭ４４とからなる。FIG. 3 shows a specific example of the case where the voltage dividing circuit 40 is of a variable voltage dividing ratio type. The voltage dividing circuit 40 in this configuration example includes an R-2R type resistance ladder circuit 42 and a rewritable memory such as an EEPROM 44.
【００３３】抵抗ラダー回路４２は、一般のラダー抵抗
型Ｄ／Ａコンバータに用いられるものと同様に、抵抗値
Ｒの抵抗４２Ａと抵抗値２Ｒの抵抗４２Ｂを１ビット毎
にラダー状に連ねて接続してなる回路網であり、１ビッ
ト毎に横木部の抵抗４２Ｂの接点Ｑi （ｉ＝１〜ｎ）を
切換制御できるようになっている。各接点Ｑi はたとえ
ばＭＯＳスイッチで構成されてよい。The resistance ladder circuit 42, like the one used in a general ladder resistance type D / A converter, connects a resistance 42A having a resistance value R and a resistance 42B having a resistance value 2R in a ladder form for each bit. The circuit network is formed by switching the contact Qi (i = 1 to n) of the resistor 42B of the crossbar for each bit. Each contact Qi may be composed of a MOS switch, for example.
【００３４】この抵抗ラダー回路４２において、最も左
側の横木部の抵抗４２Ｂは第１の反転増幅回路２０の出
力端子に固定接続されている。したがって、図示のよう
に接点Ｑ1 〜Ｑn の全てが第２の反転増幅回路３０の出
力端子側に切り換わっている状態では、出力端子５０に
は第２の反転増幅回路３０の出力電圧Ｖb に一番近い電
圧が現れる。In the resistor ladder circuit 42, the resistor 42B on the leftmost cross-section is fixedly connected to the output terminal of the first inverting amplifier circuit 20. Therefore, as shown in the figure, when all of the contacts Q1 to Qn are switched to the output terminal side of the second inverting amplifier circuit 30, the output terminal 50 is connected to the output voltage Vb of the second inverting amplifier circuit 30. The nearest voltage appears.
【００３５】図示の状態から最も左側位置（最下位桁）
の接点Ｑ1 だけが第１の反転増幅回路２０の出力端子側
に切り換わると出力端子５０にはＶb に２番目に近い電
圧が現れ、左側から２番目位置の接点Ｑ2 だけが第１の
反転増幅回路２０の出力端子側に切り換わると出力端子
５０にはＶb に３番目に近い電圧が現れ、最下位２桁の
接点Ｑ1 ，Ｑ2 だけが第１の反転増幅回路２０の出力端
子側に切り換わると出力端子５０にはＶb に４番目に近
い電圧が現れる。そして、接点Ｑ1 〜Ｑn の全てが第１
の反転増幅回路２０の出力端子側に切り換わると、出力
端子５０には第１の反転増幅回路３０の出力電圧Ｖa が
そのまま現れるようになっている。The leftmost position (least significant digit) from the illustrated state
When only the contact Q1 of the above is switched to the output terminal side of the first inverting amplifier circuit 20, a voltage second closest to Vb appears at the output terminal 50, and only the contact Q2 at the second position from the left side has the first inverting amplification. When switched to the output terminal side of the circuit 20, a voltage close to the third voltage Vb appears at the output terminal 50, and only the lowest two-digit contacts Q1 and Q2 switch to the output terminal side of the first inverting amplifier circuit 20. At the output terminal 50, a voltage close to the fourth voltage Vb appears. All the contacts Q1 to Qn are the first
When switched to the output terminal side of the inverting amplifier circuit 20, the output voltage Va of the first inverting amplifier circuit 30 appears at the output terminal 50 as it is.
【００３６】このように、この抵抗ラダー回路４２の出
力端子５０には、接点Ｑ1 〜Ｑn を切換位置に応じた分
圧比で入力電圧Ｖa とＶb とを分圧した電圧が得られ
る。分圧比の段階数は、接点Ｑ1 〜Ｑn のビット数をｎ
とすると、２n で表される。In this way, at the output terminal 50 of the resistance ladder circuit 42, a voltage obtained by dividing the input voltages Va and Vb at the voltage dividing ratio of the contacts Q1 to Qn is obtained. The number of steps of the voltage division ratio is the number of bits of the contacts Q1 to Qn
Then, it is represented by 2 n .
【００３７】ＥＥＰＲＯＭ４４は、ｎビット並列出力の
シフトレジスタとして構成され、各出力端子Ｙ1 〜Ｙn
が抵抗ラダー回路４２内の各接点Ｑ1 〜Ｑn に１対１の
関係で接続されている。ＥＥＰＲＯＭ４４には、直接的
には抵抗ラダー回路４２内の各接点Ｑ1 〜Ｑn を開閉制
御し、間接的には抵抗ラダー回路４２の分圧比Ｄを制御
するためのｎビットのディジタル値Ｃ1 〜Ｃn が任意の
タイミングで入力される。各ビット値Ｃi が“１”のと
き各接点Ｑi がＶb 側に切り換わり、各ビット値Ｃi が
“０”のとき各接点Ｑi がＶa 側に切り換わるとする
と、抵抗ラダー回路４２の出力端子５０に得られる分圧
出力電圧Ｖout は次の式で表される。 Ｖout ＝Ｖa −（Ｖa −Ｖb ）｛（Ｃ1 ／２）＋（Ｃ2 ／２2 ）… ＋（Ｃn ／２n ）｝ ……（７）The EEPROM 44 is constructed as a shift register of n-bit parallel output and has output terminals Y1 to Yn.
Are connected to the contacts Q1 to Qn in the resistance ladder circuit 42 in a one-to-one relationship. In the EEPROM 44, n-bit digital values C1 to Cn for directly controlling the opening and closing of the contacts Q1 to Qn in the resistance ladder circuit 42 and indirectly controlling the voltage division ratio D of the resistance ladder circuit 42 are stored. Input at any timing. When each bit value Ci is "1", each contact Qi is switched to the Vb side, and when each bit value Ci is "0", each contact Qi is switched to the Va side. The output terminal 50 of the resistance ladder circuit 42. The divided output voltage Vout obtained in the above equation is expressed by the following equation. Vout = Va - (Va -Vb) {(C1 / 2) + (C2 / 2 2) ... + (Cn / 2 n)} ...... (7)
【００３８】上式（７）で右辺第２項の係数｛（Ｃ1 ／
２）＋（Ｃ2 ／２2 ）…＋（Ｃn ／２n ）｝が分圧回路
４０における分圧比Ｄに相当するものである。In the above equation (7), the coefficient of the second term on the right side {(C1 /
2) + (C2 / 2 2 ) ... + (C n / 2 n )} corresponds to the voltage division ratio D in the voltage dividing circuit 40.
【００３９】かかる構成の分圧回路４０においては、Ｅ
ＥＰＲＯＭ４４に格納するｎビットのディジタル値Ｃ1
〜Ｃn を書き換えることで、２n ビットの分解能で抵抗
ラダー回路４２の分圧比Ｄを可変調整することができ
る。したがって、上記と同様にして、先ず第１および第
２の反転増幅回路２０の出力電圧Ｖa ，Ｖb が等しくな
るときの温度ｔs を基準温度とし、この基準温度ｔs と
は異なる任意の温度ｔfで分圧比Ｄを調整して（ＥＥＰ
ＲＯＭ４４に格納するディジタル値Ｃ1 〜Ｃn をいろい
ろ変えてみて）、分圧出力Ｖout が基準温度のときの値
と等しくなるＤの値（つまりディジタル値Ｃ1 〜Ｃn の
値）に決定（固定）すればよい。ＥＥＰＲＯＭ４４は、
書き換えを行わない限り、現在格納しているデータＣ1
〜Ｃn を保持し続けるので、抵抗ラダー回路４２の分圧
比Ｄが固定される。In the voltage dividing circuit 40 having such a configuration, E
N-bit digital value C1 stored in EPROM 44
By rewriting ~ Cn, the voltage division ratio D of the resistance ladder circuit 42 can be variably adjusted with a resolution of 2n bits. Therefore, similarly to the above, first, the temperature ts when the output voltages Va and Vb of the first and second inverting amplifier circuits 20 become equal is set as a reference temperature, and the temperature is divided by an arbitrary temperature tf different from the reference temperature ts. Adjust pressure ratio D (EEP
If the digital values C1 to Cn stored in the ROM 44 are variously changed), and the value of D (that is, the digital values C1 to Cn) at which the divided voltage output Vout is equal to the value at the reference temperature is determined (fixed). Good. EEPROM44,
Unless it is rewritten, the currently stored data C1
Since ~ Cn is maintained, the voltage division ratio D of the resistance ladder circuit 42 is fixed.
【００４０】このように、この実施例の分圧回路４０に
よれば、第１および第２の反転増幅回路２０，３０の出
力電圧Ｖa ，Ｖb の温度特性に誤差があっても、つまり
個々の入力信号Ｖinまたは入力信号源あるいは第１の反
転増幅回路２０における帰還抵抗２６等にばらつきがあ
っても、ＥＥＰＲＯＭ４４を通じて分圧回路４０の分圧
比Ｄをディジタル的に可変調整して、そのようなばらつ
きや誤差をキャンセルし、精度の高い温度補償を行うこ
とができる。また、この温度補償回路では、温度補償の
調整誤差が分圧回路４０における分圧分解能２n によっ
て理論的に決まるので、使用温度範囲や入力信号Ｖinや
増幅回路２０，３０側のばらつき等に応じて抵抗ラダー
回路４２のビット数ｎを最適値に選んで、効率的な回路
設計と低コスト化をはかることができる。As described above, according to the voltage dividing circuit 40 of this embodiment, even if there is an error in the temperature characteristics of the output voltages Va and Vb of the first and second inverting amplifier circuits 20 and 30, that is, the individual voltage characteristics are different. Even if there is a variation in the input signal Vin, the input signal source, or the feedback resistor 26 in the first inverting amplifier circuit 20, the division ratio D of the voltage dividing circuit 40 is digitally variably adjusted through the EEPROM 44, and such variation occurs. It is possible to cancel errors and errors and perform highly accurate temperature compensation. Further, in this temperature compensating circuit, the adjustment error of temperature compensation is theoretically determined by the voltage dividing resolution 2 n in the voltage dividing circuit 40, so that it depends on the operating temperature range, the input signal Vin, the variations on the amplifying circuits 20 and 30 side, and the like. By selecting the number of bits n of the resistance ladder circuit 42 to be an optimum value, efficient circuit design and cost reduction can be achieved.
【００４１】この実施例では、分圧比可変型の分圧回路
４０がＲ−２Ｒ型抵抗ラダー回路４２と書き換え可能型
メモリとからなり、温度センサ、Ａ／Ｄコンバータやメ
モリタイミング回路等を必要としないので、回路構成が
小規模で済み、コスト面でも有利である。また、抵抗ラ
ダー回路４２がＲ−２Ｒ型抵抗ラダー回路からなるた
め、回路内の接点Ｑ1 〜Ｑn の切換位置つまり分圧比Ｄ
に関係なく出力抵抗値が常に一定（Ｒ）であり、次段の
回路とのインピーダンス・マッチングがとりやすいとい
う利点がある。In this embodiment, the voltage dividing ratio type voltage dividing circuit 40 comprises an R-2R type resistance ladder circuit 42 and a rewritable memory, and requires a temperature sensor, an A / D converter, a memory timing circuit and the like. Since this is not done, the circuit configuration can be small, which is advantageous in terms of cost. Further, since the resistance ladder circuit 42 comprises an R-2R type resistance ladder circuit, the switching positions of the contacts Q1 to Qn in the circuit, that is, the voltage division ratio D
The output resistance value is always constant (R) irrespective of the above, and there is an advantage that impedance matching with the circuit of the next stage can be easily obtained.
【００４２】なお、書き換え可能型メモリ４４は、ＥＥ
ＰＲＯＭに限らず、ＥＰＲＯＭや不揮発性ＲＡＭ等の他
の書き換え可能型メモリでも可能である。また、メモリ
４４を揮発性のメモリまたはレジスタで構成し、上記の
ようなディジタル式の分圧比調整を行った後は、抵抗ラ
ダー回路４２内の各接点Ｑ1 〜Ｑn の切換位置を適当な
方法で固定し、メモリ４４を使わないようにすることも
可能である。また、図４に示すように、抵抗ラダー回路
４２を１ビット毎に順に抵抗値が２進数で累乗的にステ
ップアップまたはダウンするような重み付け型抵抗ラダ
ー回路で構成することも可能である。The rewritable memory 44 is EE
Not only PROM but also other rewritable memories such as EPROM and non-volatile RAM are possible. Further, after the memory 44 is composed of a volatile memory or a register and the above digital type voltage division ratio adjustment is performed, the switching positions of the contacts Q1 to Qn in the resistance ladder circuit 42 are adjusted by an appropriate method. It is also possible to fix and not use the memory 44. Further, as shown in FIG. 4, the resistance ladder circuit 42 may be configured by a weighted resistance ladder circuit in which the resistance value is sequentially stepped up or down by a binary number for each bit.
【００４３】また、第１および第２の反転増幅回路２
０，３０を非反転増幅回路に置き換えることも可能であ
り、入力信号Ｖinが正の温度係数をもつ場合には第１の
増幅回路２０における帰還抵抗２６を負の温度係数を有
する抵抗たとえばＮＴＣサーミスタで構成すればよい。In addition, the first and second inverting amplifier circuits 2
It is also possible to replace 0 and 30 with a non-inverting amplifier circuit, and when the input signal Vin has a positive temperature coefficient, the feedback resistor 26 in the first amplifier circuit 20 is a resistor having a negative temperature coefficient, for example, an NTC thermistor. It may be configured with.
【００４４】入力信号Ｖinは上記したような半導体圧力
センサの出力信号（スパン電圧）に限るものではなく、
温度変化に対して所定の温度係数でレベルが変化する任
意のアナログ信号に対して本発明の温度補償回路は適用
可能である。The input signal Vin is not limited to the output signal (span voltage) of the semiconductor pressure sensor as described above.
The temperature compensation circuit of the present invention can be applied to any analog signal whose level changes with a predetermined temperature coefficient with respect to temperature change.
【００４５】[0045]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の温度補償
回路によれば、温度依存性を有するアナログの入力信号
に対して一対の増幅回路の出力電圧に互いに逆極性の温
度特性をもたせ、両出力電圧を所定の分圧比（割合）で
分圧することによって、温度補償された出力信号を得る
ことができ、回路部品の交換やトリミング等が不要で、
小規模な回路構成であり、調整または設定作業が容易に
行えるという大なる利点がある。As described above, according to the temperature compensating circuit of the present invention, the output voltages of the pair of amplifying circuits have temperature characteristics of opposite polarities with respect to the analog input signal having temperature dependence, By dividing both output voltages with a predetermined voltage division ratio (ratio), it is possible to obtain a temperature-compensated output signal, and there is no need to replace or trim circuit parts.
It has a great advantage that the circuit configuration is small and the adjustment or setting work can be easily performed.
【図１】本発明の一実施例による温度補償回路の基本構
成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a temperature compensation circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】実施例の温度補償回路において分圧回路の分圧
比の選定方法を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a method of selecting a voltage division ratio of a voltage divider circuit in the temperature compensation circuit of the embodiment.
【図３】実施例の温度補償回路において分圧回路を分圧
比可変型とした場合の具体的構成例を示す回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration example in the case where the voltage dividing circuit of the temperature compensating circuit of the embodiment is a variable voltage dividing ratio type.
【図４】実施例において分圧比可変型分圧回路の一変形
例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a modified example of the voltage dividing ratio type voltage dividing circuit in the embodiment.
【図５】半導体圧力センサに用いられている従来の一般
的な温度補償回路の回路構成を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a conventional general temperature compensation circuit used for a semiconductor pressure sensor.
【図６】従来の温度補償回路の別の例を示す回路図であ
る。FIG. 6 is a circuit diagram showing another example of a conventional temperature compensation circuit.
１０ 入力端子 ２０ 第１の反転増幅回路 ２２ 演算増幅器 ２６ 帰還抵抗 ３０ 第２の反転増幅回路 ３２ 演算増幅器 ４０ 分圧回路 ４２ 抵抗ラダー回路 ４４ 書き換え可能メモリ 10 Input Terminal 20 First Inverting Amplifier Circuit 22 Operational Amplifier 26 Feedback Resistor 30 Second Inverting Amplifier Circuit 32 Operational Amplifier 40 Voltage Dividing Circuit 42 Resistor Ladder Circuit 44 Rewritable Memory
Claims (3)
号を温度補償する温度補償回路において、 前記入力信号を入力して前記入力信号の温度係数とは逆
極性の温度係数で温度に依存する出力信号を出力する第
１の増幅回路と、 前記入力信号を入力して前記入力信号の温度係数と同極
性の温度係数で温度に依存する出力信号を出力する第２
の増幅回路と、 所定の分圧比で前記第１の増幅回路の出力電圧と前記第
２の増幅回路の出力電圧とを分圧した電圧値を有する出
力信号を生成する分圧回路と、を有することを特徴とす
る温度補償回路。1. A temperature compensating circuit for temperature compensating an input signal whose level changes depending on temperature, wherein the temperature coefficient has a polarity opposite to that of the temperature coefficient of the input signal when the input signal is input and the temperature coefficient is dependent on the temperature. A first amplifier circuit that outputs an output signal; and a second amplifier that inputs the input signal and outputs an output signal that depends on temperature with a temperature coefficient having the same polarity as the temperature coefficient of the input signal
And a voltage dividing circuit for generating an output signal having a voltage value obtained by dividing the output voltage of the first amplifying circuit and the output voltage of the second amplifying circuit at a predetermined voltage dividing ratio. A temperature compensation circuit characterized by the above.
な抵抗ラダー回路と、前記抵抗ラダー回路の分圧比を設
定する分圧比設定回路とからなることを特徴とする請求
項１に記載の温度補償回路。2. The voltage dividing circuit comprises a resistance ladder circuit capable of variably adjusting a voltage dividing ratio, and a voltage dividing ratio setting circuit for setting a voltage dividing ratio of the resistance ladder circuit. Temperature compensation circuit.
と抵抗値２Ｒの抵抗を１ビット毎にラダー状に連ねて接
続してなるＲ−２Ｒ型抵抗ラダー回路からなることを特
徴とする請求項２に記載の温度補償回路。3. The resistance ladder circuit comprises an R-2R type resistance ladder circuit in which a resistance having a resistance value R and a resistance having a resistance value 2R are connected in a ladder form for each bit. The temperature compensation circuit according to claim 2.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18532194A JP3435501B2 (en) | 1994-07-14 | 1994-07-14 | Temperature compensation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18532194A JP3435501B2 (en) | 1994-07-14 | 1994-07-14 | Temperature compensation circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0829269A true JPH0829269A (en) | 1996-02-02 |
| JP3435501B2 JP3435501B2 (en) | 2003-08-11 |
Family
ID=16168793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18532194A Expired - Fee Related JP3435501B2 (en) | 1994-07-14 | 1994-07-14 | Temperature compensation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3435501B2 (en) |
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| US9874479B2 (en) | 2013-07-04 | 2018-01-23 | Denso Corporation | Temperature detection device |
| WO2020003842A1 (en) * | 2018-06-27 | 2020-01-02 | 株式会社デンソー | Current detection device |
| JP2020003311A (en) * | 2018-06-27 | 2020-01-09 | 株式会社デンソー | Current detector |
| JPWO2020105086A1 (en) * | 2018-11-19 | 2021-10-21 | 三菱電機株式会社 | Offset correction circuit |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3435501B2 (en) | 2003-08-11 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| S303 | Written request for registration of pledge or change of pledge |
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| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
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|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| S303 | Written request for registration of pledge or change of pledge |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R316303 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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