JPH08275554A - 電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置 - Google Patents
電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置Info
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- JPH08275554A JPH08275554A JP7074865A JP7486595A JPH08275554A JP H08275554 A JPH08275554 A JP H08275554A JP 7074865 A JP7074865 A JP 7074865A JP 7486595 A JP7486595 A JP 7486595A JP H08275554 A JPH08275554 A JP H08275554A
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- power supply
- drive voltage
- drive
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- voltage
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】一対のスイッチング素子が不揃いであっても、
これを校正し高効率で動作を行う。 【構成】ドライブ電圧を発生するドライブ電源１と；ド
ライブ電源１から与えられるドライブ電圧に応じてスイ
ッチングするローサイド側とハイサイド側との一対のス
イッチング素子ＱA 、ＱB と；一対のスイッチング素子
ＱA 、ＱB に与えるドライブ電圧を共に負側にシフトさ
せると共に、ローサイド側のスイッチング素子ＱB に対
するシフト量をハイサイド側に対するシフト量より多く
するドライブ電圧シフト手段−ＶB 、−ＶA と；を具備
した。
これを校正し高効率で動作を行う。 【構成】ドライブ電圧を発生するドライブ電源１と；ド
ライブ電源１から与えられるドライブ電圧に応じてスイ
ッチングするローサイド側とハイサイド側との一対のス
イッチング素子ＱA 、ＱB と；一対のスイッチング素子
ＱA 、ＱB に与えるドライブ電圧を共に負側にシフトさ
せると共に、ローサイド側のスイッチング素子ＱB に対
するシフト量をハイサイド側に対するシフト量より多く
するドライブ電圧シフト手段−ＶB 、−ＶA と；を具備
した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、負荷に電力を供給す
る電力供給回路、この電力供給回路を用いた無極放電灯
点灯装置及び、照明装置に関するものである。
る電力供給回路、この電力供給回路を用いた無極放電灯
点灯装置及び、照明装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、高周波スイッチングする電力供給
回路としては、例えば、特開平６−１６８２４６号公報
に示されるように、スイッチング素子に与えるドライブ
電圧を負側にシフトさせる回路が知られている。
回路としては、例えば、特開平６−１６８２４６号公報
に示されるように、スイッチング素子に与えるドライブ
電圧を負側にシフトさせる回路が知られている。
【０００３】上記回路を一対のスイッチング素子により
構成されるインバータ回路に適用したものは、図７に示
されるように、ドライブ電源１の電力をトランス２Ａ、
２Ｂを介してＦＥＴＱA 、ＱB のゲートに与える構成に
おいて、ＦＥＴＱA 、ＱB のゲートとソースとの間に、
同一電圧（−ＶS ）を与えて、ドライブ電圧を負側にシ
フトさせるようにしている。
構成されるインバータ回路に適用したものは、図７に示
されるように、ドライブ電源１の電力をトランス２Ａ、
２Ｂを介してＦＥＴＱA 、ＱB のゲートに与える構成に
おいて、ＦＥＴＱA 、ＱB のゲートとソースとの間に、
同一電圧（−ＶS ）を与えて、ドライブ電圧を負側にシ
フトさせるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな回路構成によると、数ＭＨｚ以上の高周波によるス
イッチングの場合には、ＦＥＴのＣOSS （出力容量）が
問題となる。つまり、本来は、一対のＦＥＴに対し同じ
だけドライブ電圧を負側にシフトさせるべきである。な
ぜならば、ドライブ電圧の最適なシフト量は、実質的な
ＣOSS の大きさに依存する。つまり、ＣOSS が大きいと
シフト量を大きくしなければならず、逆に、ＣOSS が小
さいとシフト量を小さくしなければならない。ところ
が、上記ＣOS S は（図７のようにＦＥＴをハイサイドと
ローサイドに配置した場合、全く同じＣOSS のＦＥＴを
用いても）必ずローサイド側のＦＥＴのＣOSS の値がハ
イサイド側のＦＥＴのＣOSS の値に比べて大きく見えて
しまうという問題点があった。これは、ＦＥＴのケース
と安定化電位面の間に生じる寄生容量の働きによるもの
である。故に、同じシフト量では、ローサイド側のＦＥ
ＴＱB のバイアス量がハイサイド側のＦＥＴＱA のバイ
アス量より実質的に小さくなったに等しく、その結果、
必ずしも最適な動作が保証されず、十分な効率を得てい
るとは言えなかった。
うな回路構成によると、数ＭＨｚ以上の高周波によるス
イッチングの場合には、ＦＥＴのＣOSS （出力容量）が
問題となる。つまり、本来は、一対のＦＥＴに対し同じ
だけドライブ電圧を負側にシフトさせるべきである。な
ぜならば、ドライブ電圧の最適なシフト量は、実質的な
ＣOSS の大きさに依存する。つまり、ＣOSS が大きいと
シフト量を大きくしなければならず、逆に、ＣOSS が小
さいとシフト量を小さくしなければならない。ところ
が、上記ＣOS S は（図７のようにＦＥＴをハイサイドと
ローサイドに配置した場合、全く同じＣOSS のＦＥＴを
用いても）必ずローサイド側のＦＥＴのＣOSS の値がハ
イサイド側のＦＥＴのＣOSS の値に比べて大きく見えて
しまうという問題点があった。これは、ＦＥＴのケース
と安定化電位面の間に生じる寄生容量の働きによるもの
である。故に、同じシフト量では、ローサイド側のＦＥ
ＴＱB のバイアス量がハイサイド側のＦＥＴＱA のバイ
アス量より実質的に小さくなったに等しく、その結果、
必ずしも最適な動作が保証されず、十分な効率を得てい
るとは言えなかった。
【０００５】本発明は上記の従来例の問題点を解決せん
としてなされたもので、その目的は、高効率で動作する
電力供給回路を提供し、また、これを用いた無極放電灯
点灯装置及び、照明装置を提供することである。更に、
本発明は、一対のスイッチング素子が不揃いであって
も、これを校正し高効率で動作を行う電力供給回路を提
供し、また、これを用いた無極放電灯点灯装置及び、照
明装置を提供することである。
としてなされたもので、その目的は、高効率で動作する
電力供給回路を提供し、また、これを用いた無極放電灯
点灯装置及び、照明装置を提供することである。更に、
本発明は、一対のスイッチング素子が不揃いであって
も、これを校正し高効率で動作を行う電力供給回路を提
供し、また、これを用いた無極放電灯点灯装置及び、照
明装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１に記載の
電力供給回路は、ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするローサイド側とハイサイド側との一対
のスイッチング素子と；一対のスイッチング素子に与え
るドライブ電圧を共に負側にシフトさせると共に、ロー
サイド側のスイッチング素子に対するシフト量をハイサ
イド側に対するシフト量より多くするドライブ電圧シフ
ト手段と；を具備したことを特徴とする。
電力供給回路は、ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするローサイド側とハイサイド側との一対
のスイッチング素子と；一対のスイッチング素子に与え
るドライブ電圧を共に負側にシフトさせると共に、ロー
サイド側のスイッチング素子に対するシフト量をハイサ
イド側に対するシフト量より多くするドライブ電圧シフ
ト手段と；を具備したことを特徴とする。
【０００７】本願の請求項２に記載の電力供給回路は、
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；一対
のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負側に
シフトさせると共に、一対のスイッチング素子の内、安
定電位側のスイッチング素子に対するシフト量より多く
するドライブ電圧シフト手段と；を具備したことを特徴
とする。
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；一対
のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負側に
シフトさせると共に、一対のスイッチング素子の内、安
定電位側のスイッチング素子に対するシフト量より多く
するドライブ電圧シフト手段と；を具備したことを特徴
とする。
【０００８】本願の請求項３に記載の電力供給回路は、
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
ローサイド側とハイサイド側との一対のスイッチング素
子と；一対のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を
共に負側にシフトさせるドライブ電圧シフト手段と；ロ
ーサイド側のスイッチング素子のオン時間をハイサイド
側のスイッチング素子のオン時間より少なくするオン時
間制御手段と；を具備したことを特徴としている。
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
ローサイド側とハイサイド側との一対のスイッチング素
子と；一対のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を
共に負側にシフトさせるドライブ電圧シフト手段と；ロ
ーサイド側のスイッチング素子のオン時間をハイサイド
側のスイッチング素子のオン時間より少なくするオン時
間制御手段と；を具備したことを特徴としている。
【０００９】本願の請求項４に記載の電力供給回路は、
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；一対
のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負側に
シフトさせるドライブ電圧シフト手段と；一対のスイッ
チング素子の内、安定電位側のスイッチング素子のオン
時間を他方のスイッチング素子のオン時間より少なくす
るオン時間制御手段と；を具備したことを特徴としてい
る。
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；一対
のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負側に
シフトさせるドライブ電圧シフト手段と；一対のスイッ
チング素子の内、安定電位側のスイッチング素子のオン
時間を他方のスイッチング素子のオン時間より少なくす
るオン時間制御手段と；を具備したことを特徴としてい
る。
【００１０】本願の請求項５に記載の電力供給回路は、
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；イン
バータの電力変換効率を最大とすべく一対のスイッチン
グ素子に与えるドライブ電圧を共に負側にシフトさせ、
シフト量を調整するドライブ電圧シフト量調整手段と；
を具備したことを特徴とする。
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；イン
バータの電力変換効率を最大とすべく一対のスイッチン
グ素子に与えるドライブ電圧を共に負側にシフトさせ、
シフト量を調整するドライブ電圧シフト量調整手段と；
を具備したことを特徴とする。
【００１１】本願の請求項６に記載の電力供給回路は、
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；一対
のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負側に
シフトさせるドライブ電圧シフト手段と；ドライブ電源
の電圧もしくはインバータの出力電圧と、負荷に対する
出力電流との位相関係に基づきスイッチング素子のオン
時間を制御するオン時間制御手段と；を具備したことを
特徴としている。
ドライブ電圧を発生するドライブ電源と；ドライブ電源
から与えられるドライブ電圧に応じてスイッチングする
インバータを構成する一対のスイッチング素子と；一対
のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負側に
シフトさせるドライブ電圧シフト手段と；ドライブ電源
の電圧もしくはインバータの出力電圧と、負荷に対する
出力電流との位相関係に基づきスイッチング素子のオン
時間を制御するオン時間制御手段と；を具備したことを
特徴としている。
【００１２】本願の請求項７に記載の電力供給回路は、
請求項６に記載の電力供給回路において、ドライブ電源
の電圧と、負荷に対する出力電流とを取り出す取出手段
と；ドライブ電源の電流と、負荷に対する出力電流との
位相差を検出する位相差検出手段と；を具備したことを
特徴とする。
請求項６に記載の電力供給回路において、ドライブ電源
の電圧と、負荷に対する出力電流とを取り出す取出手段
と；ドライブ電源の電流と、負荷に対する出力電流との
位相差を検出する位相差検出手段と；を具備したことを
特徴とする。
【００１３】請求項１乃至７に記載の電力供給回路にお
いては、スイッチング素子はＦＥＴ（電界効果トランジ
スタ）、バイポーラトランジスタを許容する。また、ド
ライブ電源は、正弦波、三角波、台形波などを発生する
場合が好適であるが、方形波を許容する。更に、シフト
量またはオン時間は、回路により、素子により適宜選択
される。
いては、スイッチング素子はＦＥＴ（電界効果トランジ
スタ）、バイポーラトランジスタを許容する。また、ド
ライブ電源は、正弦波、三角波、台形波などを発生する
場合が好適であるが、方形波を許容する。更に、シフト
量またはオン時間は、回路により、素子により適宜選択
される。
【００１４】請求項８に記載の無極放電灯点灯装置は、
電磁結合により与えられるエネルギーを受けてリングプ
ラズマを発生させる無極放電灯にエネルギーを供給する
励起コイルに接続され、負荷側へ共振によりエネルギー
を供給する整合回路と；請求項１乃至７のいずれか１項
に記載の電力供給回路と；を具備することを特徴とす
る。
電磁結合により与えられるエネルギーを受けてリングプ
ラズマを発生させる無極放電灯にエネルギーを供給する
励起コイルに接続され、負荷側へ共振によりエネルギー
を供給する整合回路と；請求項１乃至７のいずれか１項
に記載の電力供給回路と；を具備することを特徴とす
る。
【００１５】請求項９に記載の照明装置は、電磁結合に
より与えられるエネルギーを受けてリングプラズマを発
生させる無極放電灯と；請求項８に記載の無極放電灯点
灯装置と；を具備することを特徴とする。
より与えられるエネルギーを受けてリングプラズマを発
生させる無極放電灯と；請求項８に記載の無極放電灯点
灯装置と；を具備することを特徴とする。
【００１６】
【作用】請求項１乃至５の各発明においては、ローサイ
ド側或いは安定電位側のスイッチング素子にて、ドライ
ブ電圧が多く負側にシフトされ、或いは、オン時間が少
なくされ、スイッチング素子の実質的な出力容量の差に
拘らず、高効率の電力変換をなし得るように働く。
ド側或いは安定電位側のスイッチング素子にて、ドライ
ブ電圧が多く負側にシフトされ、或いは、オン時間が少
なくされ、スイッチング素子の実質的な出力容量の差に
拘らず、高効率の電力変換をなし得るように働く。
【００１７】請求項６、請求項７の各発明においては、
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
関係に基づきスイッチング素子のオン時間が制御され、
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
が一致するポイントにおいて動作させ、高効率を得るよ
うにできる。
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
関係に基づきスイッチング素子のオン時間が制御され、
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
が一致するポイントにおいて動作させ、高効率を得るよ
うにできる。
【００１８】請求項８、請求項９に記載の各発明は、請
求項１から請求項７までの各発明に係る電力供給回路に
よって高効率で動作が可能となる。
求項１から請求項７までの各発明に係る電力供給回路に
よって高効率で動作が可能となる。
【００１９】
【実施例】以下、添付図面を参照して本発明の実施例に
係る電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置を説
明する。各図において同一の構成要素には、同一の符号
を付して重複する説明を省略する。
係る電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置を説
明する。各図において同一の構成要素には、同一の符号
を付して重複する説明を省略する。
【００２０】図１には本発明の第１の実施例が示されて
いる。本実施例においては、ドライブ電源１の電力をト
ランス２Ａ、２Ｂを介してインバータを構成する一対の
ＦＥＴＱA 、ＱB のゲートに与える構成が採用されてい
る。ＦＥＴＱA のドレインには電源から直流電圧Ｖddが
与えられ、ＦＥＴＱB のソースは接地されている。これ
ら一対のＦＥＴＱA 、ＱB の内、ＦＥＴＱA はハイサイ
ド側の素子と呼ばれ、ＦＥＴＱB はローサイド側または
安定電位側の素子と呼ばれる。各ＦＥＴＱA 、ＱB に
は、それぞれのＣOSS （出力容量）が存在し、これらを
それぞれ、ＣOSS- A 、ＣOSS-B と表している。ＦＥＴＱ
A のゲートとソースとの間に、電圧（−ＶA ）を与え、
ＦＥＴＱB のゲートとソースとの間に、電圧（−ＶB ）
を与えて、ドライブ電圧を負側にシフトさせるようにし
ている。ここに、電圧（−ＶA ）と電圧（−ＶB ）と
は、 −ＶA ＞−ＶB なる関係を有する。つまり、ローサイド側のＦＥＴＱA
に対するドライブ電圧のシフト量をハイサイド側に対す
るシフト量より多くしている。
いる。本実施例においては、ドライブ電源１の電力をト
ランス２Ａ、２Ｂを介してインバータを構成する一対の
ＦＥＴＱA 、ＱB のゲートに与える構成が採用されてい
る。ＦＥＴＱA のドレインには電源から直流電圧Ｖddが
与えられ、ＦＥＴＱB のソースは接地されている。これ
ら一対のＦＥＴＱA 、ＱB の内、ＦＥＴＱA はハイサイ
ド側の素子と呼ばれ、ＦＥＴＱB はローサイド側または
安定電位側の素子と呼ばれる。各ＦＥＴＱA 、ＱB に
は、それぞれのＣOSS （出力容量）が存在し、これらを
それぞれ、ＣOSS- A 、ＣOSS-B と表している。ＦＥＴＱ
A のゲートとソースとの間に、電圧（−ＶA ）を与え、
ＦＥＴＱB のゲートとソースとの間に、電圧（−ＶB ）
を与えて、ドライブ電圧を負側にシフトさせるようにし
ている。ここに、電圧（−ＶA ）と電圧（−ＶB ）と
は、 −ＶA ＞−ＶB なる関係を有する。つまり、ローサイド側のＦＥＴＱA
に対するドライブ電圧のシフト量をハイサイド側に対す
るシフト量より多くしている。
【００２１】ここで、ドライブ電源１から正弦波電圧Ｖ
g を発生させ、このＶg のゼロツーピークが１０Ｖ、周
波数ｆが１３．５６ＭＨｚであるとき、ＦＥＴＱA 、Ｑ
B のスレッショルド電圧Ｖthが約２．５Ｖ、電圧ＶA を
1.3 Ｖとし、電圧ＶB を1.0Ｖから1.6 Ｖまで変化させ
て、インバータの総合効率（パーセント）を測定する
と、図２に明らかなように、−ＶB ＝−1.5 Ｖのときに
最大効率となった。
g を発生させ、このＶg のゼロツーピークが１０Ｖ、周
波数ｆが１３．５６ＭＨｚであるとき、ＦＥＴＱA 、Ｑ
B のスレッショルド電圧Ｖthが約２．５Ｖ、電圧ＶA を
1.3 Ｖとし、電圧ＶB を1.0Ｖから1.6 Ｖまで変化させ
て、インバータの総合効率（パーセント）を測定する
と、図２に明らかなように、−ＶB ＝−1.5 Ｖのときに
最大効率となった。
【００２２】即ち、第１の実施例の回路において、回路
の条件を上記のように設定し、 −ＶA （＝−1.3 Ｖ）＞−ＶB （＝−1.5 Ｖ） とすると、最大効率が得られることが判る。
の条件を上記のように設定し、 −ＶA （＝−1.3 Ｖ）＞−ＶB （＝−1.5 Ｖ） とすると、最大効率が得られることが判る。
【００２３】上記第１の実施例は、別の見方をすると、
ローサイド側（安定電位側）のＦＥＴＱB のオン時間を
ハイサイド側のＦＥＴＱA のオン時間より小さく変更す
ることに相当する。つまり、電圧（−ＶB ）を電圧（−
ＶA ）よりマイナス側にシフトして行くにつれて、スレ
ッショルド電圧Ｖthに対しドライブ電源１の電圧Ｖgの
正弦波が相対的に下方に移動するようになり、オン時間
が狭まる。勿論、オン時間は、−ＶB ＝−1.5 Ｖのとき
に相当する値に設定される。
ローサイド側（安定電位側）のＦＥＴＱB のオン時間を
ハイサイド側のＦＥＴＱA のオン時間より小さく変更す
ることに相当する。つまり、電圧（−ＶB ）を電圧（−
ＶA ）よりマイナス側にシフトして行くにつれて、スレ
ッショルド電圧Ｖthに対しドライブ電源１の電圧Ｖgの
正弦波が相対的に下方に移動するようになり、オン時間
が狭まる。勿論、オン時間は、−ＶB ＝−1.5 Ｖのとき
に相当する値に設定される。
【００２４】図３には、本発明の第２の実施例が示され
ている。この実施例は、トランス２Ａの２次側にダイオ
ードＤ１及び抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ４を充電す
る回路を設け、コンデンサＣ４に蓄積された電荷により
電圧（−ＶA ）を得ている。なお、コンデンサＣ４に
は、並列に放電用の抵抗Ｒ３が接続されている。
ている。この実施例は、トランス２Ａの２次側にダイオ
ードＤ１及び抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ４を充電す
る回路を設け、コンデンサＣ４に蓄積された電荷により
電圧（−ＶA ）を得ている。なお、コンデンサＣ４に
は、並列に放電用の抵抗Ｒ３が接続されている。
【００２５】また、上記と同様に、トランス２Ｂの２次
側にダイオードＤ２及び抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ
５を充電する回路を設け、コンデンサＣ５に蓄積された
電荷により電圧（−ＶB ）を得ている。なお、コンデン
サＣ５には、並列に放電用の抵抗Ｒ４が接続されてい
る。更に、ここでは、最適出力位相を得るための制御を
行うべく、抵抗Ｒ２の両端間にトランジスタＴＲを接続
し、誤差アンプ３０の出力によりトランジスタＴＲに対
応する電流を流し、コンデンサＣ５に蓄積される電荷の
量を制御し所望の電圧（−ＶB ）を得ている。
側にダイオードＤ２及び抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ
５を充電する回路を設け、コンデンサＣ５に蓄積された
電荷により電圧（−ＶB ）を得ている。なお、コンデン
サＣ５には、並列に放電用の抵抗Ｒ４が接続されてい
る。更に、ここでは、最適出力位相を得るための制御を
行うべく、抵抗Ｒ２の両端間にトランジスタＴＲを接続
し、誤差アンプ３０の出力によりトランジスタＴＲに対
応する電流を流し、コンデンサＣ５に蓄積される電荷の
量を制御し所望の電圧（−ＶB ）を得ている。
【００２６】インバータの出力ラインにはコンデンサＣ
１を介してトランスＴ２が接続され、負荷側へ出力され
る電流ＩOUT を検出するように構成されている。トラン
スＴ２とアースとの間には、コンデンサＣ２及び励起コ
イルＬが接続されており、更にコンデンサＣ３を介して
接続される無極放電灯１０に共振によりエネルギーを供
給するように構成されている。また、トランス２Ｂの１
次側とアースとの間には、ドライブ電圧を検出するため
のトランスＴ１が接続されている。トランスＴ１により
取出されたドライブ電圧Ｖg に対応する信号と、トラン
スＴ２により取出された電流ＩOUT に相当する信号は位
相比較器２０に与えられている。位相比較器２０は、ド
ライブ電圧Ｖg に対応する信号と、電流ＩOUT に相当す
る信号との位相差に応じた電圧を誤差アンプ３０に出力
する。誤差アンプ３０の比較端子には、基準電圧ＶREF
が接続され、誤差アンプ３０は、入力された位相差に対
応する電圧と基準電圧ＶREF の差に応じて出力をアクテ
ィブとする。
１を介してトランスＴ２が接続され、負荷側へ出力され
る電流ＩOUT を検出するように構成されている。トラン
スＴ２とアースとの間には、コンデンサＣ２及び励起コ
イルＬが接続されており、更にコンデンサＣ３を介して
接続される無極放電灯１０に共振によりエネルギーを供
給するように構成されている。また、トランス２Ｂの１
次側とアースとの間には、ドライブ電圧を検出するため
のトランスＴ１が接続されている。トランスＴ１により
取出されたドライブ電圧Ｖg に対応する信号と、トラン
スＴ２により取出された電流ＩOUT に相当する信号は位
相比較器２０に与えられている。位相比較器２０は、ド
ライブ電圧Ｖg に対応する信号と、電流ＩOUT に相当す
る信号との位相差に応じた電圧を誤差アンプ３０に出力
する。誤差アンプ３０の比較端子には、基準電圧ＶREF
が接続され、誤差アンプ３０は、入力された位相差に対
応する電圧と基準電圧ＶREF の差に応じて出力をアクテ
ィブとする。
【００２７】以上の構成の実施例は、次のような原理に
基づく。つまり、ＦＥＴＱA 、ＱBから構成される電力
変換部（インバータ）には、ＣOSS-A 、ＣOSS-B に応じ
て、その効率が最大となるような電流ＩOUT の最適位相
θM が存在する。一方、電流ＩOUT の位相θは、電力変
換部の出力点Ｐから出力側（負荷側）を見たインピーダ
ンスＺ（ドット）の位相角φによって決まる。そこで、
設計上は、θ＝φとなるようにするものの、各素子のば
らつきによりθ＝φとはならない。
基づく。つまり、ＦＥＴＱA 、ＱBから構成される電力
変換部（インバータ）には、ＣOSS-A 、ＣOSS-B に応じ
て、その効率が最大となるような電流ＩOUT の最適位相
θM が存在する。一方、電流ＩOUT の位相θは、電力変
換部の出力点Ｐから出力側（負荷側）を見たインピーダ
ンスＺ（ドット）の位相角φによって決まる。そこで、
設計上は、θ＝φとなるようにするものの、各素子のば
らつきによりθ＝φとはならない。
【００２８】従って、上記第２の実施例のように、ドラ
イブ電源１によるドライブ電圧Ｖgと電流ＩOUT との位
相を比較して、ＦＥＴＱB の最適なオン時間となるよう
にコンデンサＣ５の充電量を制御することにより、θ＝
φを実現する。
イブ電源１によるドライブ電圧Ｖgと電流ＩOUT との位
相を比較して、ＦＥＴＱB の最適なオン時間となるよう
にコンデンサＣ５の充電量を制御することにより、θ＝
φを実現する。
【００２９】図４には、第２の実施例による制御動作の
要部が示されている。ドライブ電圧Ｖg と電流ＩOUT と
の位相に、比較出力が基準電圧ＶREF を越えるほどの差
がないときには、抵抗Ｒ２を介するＩ1 の経路により所
定時定数による充電が行われ、Ｉ3 により示す経路によ
り所定時定数による充電が行われ、コンデンサＣ５はこ
れら時定数により決定される電圧をＦＥＴＱB のソース
ゲート間に与える。抵抗Ｒ２の抵抗値を変更することに
より、充電量を変更することができる。
要部が示されている。ドライブ電圧Ｖg と電流ＩOUT と
の位相に、比較出力が基準電圧ＶREF を越えるほどの差
がないときには、抵抗Ｒ２を介するＩ1 の経路により所
定時定数による充電が行われ、Ｉ3 により示す経路によ
り所定時定数による充電が行われ、コンデンサＣ５はこ
れら時定数により決定される電圧をＦＥＴＱB のソース
ゲート間に与える。抵抗Ｒ２の抵抗値を変更することに
より、充電量を変更することができる。
【００３０】上記に対し、電流ＩOUT の位相が遅れるこ
とにより、位相比較器２０の比較出力が基準電圧ＶREF
を越えるようになると、その差に応じた出力が誤差アン
プ３０から出力され、これによりトランジスタＴＲに対
応する電流がＩ2 に示すように流れ、コンデンサＣ５の
両端には上記より高い電圧が生じる。
とにより、位相比較器２０の比較出力が基準電圧ＶREF
を越えるようになると、その差に応じた出力が誤差アン
プ３０から出力され、これによりトランジスタＴＲに対
応する電流がＩ2 に示すように流れ、コンデンサＣ５の
両端には上記より高い電圧が生じる。
【００３１】ここで、図５（ａ）に示されるような正弦
波のドライブ電圧Ｖg がトランス２Ｂを介して与えられ
る場合、コンデンサＣ５により（或いは、図１の電圧
（−ＶB ）の電圧源より）与えられる電圧は、図５
（ｂ）に示されるように負電圧であり、負のバイアスと
して作用する。即ち、ＦＥＴＱB のゲートに対しては図
５（ｃ）に示されるように、負側にＶB ボルトだけシフ
トした正弦波が与えられる。ここで、ＦＥＴＱB のスレ
ッショルド電圧Ｖthが図５（ｃ）の破線のようである
と、正弦波が０Ｖを越えた範囲の内、スレッショルド電
圧Ｖthを越えたβにより示される期間がオンの期間であ
り、オン時間はβ、デッドタイムαは正弦波の半周期の
内のβ部分を除いた期間の１／２の時間となる。
波のドライブ電圧Ｖg がトランス２Ｂを介して与えられ
る場合、コンデンサＣ５により（或いは、図１の電圧
（−ＶB ）の電圧源より）与えられる電圧は、図５
（ｂ）に示されるように負電圧であり、負のバイアスと
して作用する。即ち、ＦＥＴＱB のゲートに対しては図
５（ｃ）に示されるように、負側にＶB ボルトだけシフ
トした正弦波が与えられる。ここで、ＦＥＴＱB のスレ
ッショルド電圧Ｖthが図５（ｃ）の破線のようである
と、正弦波が０Ｖを越えた範囲の内、スレッショルド電
圧Ｖthを越えたβにより示される期間がオンの期間であ
り、オン時間はβ、デッドタイムαは正弦波の半周期の
内のβ部分を除いた期間の１／２の時間となる。
【００３２】ここで、ドライブ電源１から正弦波電圧Ｖ
g を発生させ、このＶg のゼロツーピークが１０Ｖ、周
波数ｆが１３．５６ＭＨｚであるとき、ＦＥＴＱA 、Ｑ
B のスレッショルド電圧Ｖthが約２．５Ｖ、電圧ＶA を
1.3 Ｖとし、電圧ＶB を1.0Ｖから1.6 Ｖまで変化させ
て、インバータの総合効率（パーセント）を測定したと
きデッドタイムαは、 α＝sin -1［（Ｖth＋ＶB ）／Ｖg ］ と表すことができる。図２の結果は、電圧ＶB の1.0 Ｖ
から2.0 Ｖの下にデッドタイムα、オン時間はβを示し
たことからもに明らかなように、−ＶB ＝−1.5Ｖのと
き、つまり、オン時間βがこれに対応する値のときに最
大効率となった。このようにして電流ＩOUT に対し最適
位相制御を行う実施例により、ＣOSS-A 、ＣOSS-B のば
らつきの問題をも解決することができる。
g を発生させ、このＶg のゼロツーピークが１０Ｖ、周
波数ｆが１３．５６ＭＨｚであるとき、ＦＥＴＱA 、Ｑ
B のスレッショルド電圧Ｖthが約２．５Ｖ、電圧ＶA を
1.3 Ｖとし、電圧ＶB を1.0Ｖから1.6 Ｖまで変化させ
て、インバータの総合効率（パーセント）を測定したと
きデッドタイムαは、 α＝sin -1［（Ｖth＋ＶB ）／Ｖg ］ と表すことができる。図２の結果は、電圧ＶB の1.0 Ｖ
から2.0 Ｖの下にデッドタイムα、オン時間はβを示し
たことからもに明らかなように、−ＶB ＝−1.5Ｖのと
き、つまり、オン時間βがこれに対応する値のときに最
大効率となった。このようにして電流ＩOUT に対し最適
位相制御を行う実施例により、ＣOSS-A 、ＣOSS-B のば
らつきの問題をも解決することができる。
【００３３】図６には、（ａ）に示すようにドライブ電
圧Ｖg を矩形波とした場合の制御動作が示されている。
ドライブ電圧Ｖg が矩形波であるばあいには、矩形波の
立上がり立ち下がりとは別に、（ｂ）に示すようなＦＥ
ＴＱA 、ＱB のオン時間を狭める信号をドライブ電圧Ｖ
g に加える。これにより、（ｃ）に示されるように、Ｆ
ＥＴＱA 、ＱB のオン・オフが繰り返される。ここに、
ＦＥＴＱB のオン時間をＦＥＴＱA のオン時間より狭く
なるように設定し、ドライブ電圧Ｖg が正弦波である場
合と同様に、高効率の動作を行うことができる。
圧Ｖg を矩形波とした場合の制御動作が示されている。
ドライブ電圧Ｖg が矩形波であるばあいには、矩形波の
立上がり立ち下がりとは別に、（ｂ）に示すようなＦＥ
ＴＱA 、ＱB のオン時間を狭める信号をドライブ電圧Ｖ
g に加える。これにより、（ｃ）に示されるように、Ｆ
ＥＴＱA 、ＱB のオン・オフが繰り返される。ここに、
ＦＥＴＱB のオン時間をＦＥＴＱA のオン時間より狭く
なるように設定し、ドライブ電圧Ｖg が正弦波である場
合と同様に、高効率の動作を行うことができる。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように本願の請求項１乃至
５の各発明においては、ローサイド側或いは安定電位側
のスイッチング素子にて、ドライブ電圧が多く負側にシ
フトされ、或いは、オン時間が少なくされ、スイッチン
グ素子の出力容量の存在に拘らず、高効率の電力変換を
なし得る効果がある。
５の各発明においては、ローサイド側或いは安定電位側
のスイッチング素子にて、ドライブ電圧が多く負側にシ
フトされ、或いは、オン時間が少なくされ、スイッチン
グ素子の出力容量の存在に拘らず、高効率の電力変換を
なし得る効果がある。
【００３５】請求項６、請求項７の各発明においては、
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
関係に基づきスイッチング素子のオン時間が制御され、
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
が一致するポイントにおいて動作させ、高効率を得るよ
うにできるので、高効率の電力変換をなし得る効果があ
る。
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
関係に基づきスイッチング素子のオン時間が制御され、
ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出力電流との位相
が一致するポイントにおいて動作させ、高効率を得るよ
うにできるので、高効率の電力変換をなし得る効果があ
る。
【００３６】請求項８、請求項９に記載の各発明は、請
求項１から請求項６までの各発明に係る電力供給回路に
よって高効率で動作が可能となり、点灯装置、照明装置
の効率を上げることができる効果がある。
求項１から請求項６までの各発明に係る電力供給回路に
よって高効率で動作が可能となり、点灯装置、照明装置
の効率を上げることができる効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】本発明の実施例による総合効率の変化を示す
図。
図。
【図３】本発明の第２の実施例の構成図。
【図４】本発明の第２の実施例の要部の動作を示す図。
【図５】本発明の第２の実施例によるドライブ電圧のシ
フトを示す図。
フトを示す図。
【図６】本発明の他のの実施例によるスイッチング制御
を示す図。
を示す図。
【図７】従来例の構成図。
１ ドライブ電源 ２Ａ、２Ｂ トラン
ス ＱA 、ＱB ＦＥＴ −ＶA 、−ＶB 電
圧
ス ＱA 、ＱB ＦＥＴ −ＶA 、−ＶB 電
圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 9184−5Ｋ Ｈ０３Ｋ 17/687 Ｆ
Claims (9)
- 【請求項１】 ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするローサイド側とハイサイド側との一対
のスイッチング素子と；一対のスイッチング素子に与え
るドライブ電圧を共に負側にシフトさせると共に、ロー
サイド側のスイッチング素子に対するシフト量をハイサ
イド側に対するシフト量より多くするドライブ電圧シフ
ト手段と；を具備したことを特徴とする電力供給回路。 - 【請求項２】 ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするインバータを構成する一対のスイッチ
ング素子と；一対のスイッチング素子に与えるドライブ
電圧を共に負側にシフトさせると共に、一対のスイッチ
ング素子の内、安定電位側のスイッチング素子に対する
シフト量をより多くするドライブ電圧シフト手段と；を
具備したことを特徴とする電力供給回路。 - 【請求項３】 ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするローサイド側とハイサイド側との一対
のスイッチング素子と；一対のスイッチング素子に与え
るドライブ電圧を共に負側にシフトさせるドライブ電圧
シフト手段と；ローサイド側のスイッチング素子のオン
時間をハイサイド側のスイッチング素子のオン時間より
少なくするオン時間制御手段と；を具備したことを特徴
とする電力供給回路。 - 【請求項４】 ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするインバータを構成する一対のスイッチ
ング素子と；一対のスイッチング素子に与えるドライブ
電圧を共に負側にシフトさせるドライブ電圧シフト手段
と；一対のスイッチング素子の内、安定電位側のスイッ
チング素子のオン時間を他方のスイッチング素子のオン
時間より少なくするオン時間制御手段と；を具備したこ
とを特徴とする電力供給回路。 - 【請求項５】 ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするインバータを構成する一対のスイッチ
ング素子と；インバータの電力変換効率を最大とすべく
一対のスイッチング素子に与えるドライブ電圧を共に負
側にシフトさせ、シフト量を調整するドライブ電圧シフ
ト量調整手段と；を具備したことを特徴とする電力供給
回路。 - 【請求項６】 ドライブ電圧を発生するドライブ電源
と；ドライブ電源から与えられるドライブ電圧に応じて
スイッチングするインバータを構成する一対のスイッチ
ング素子と；一対のスイッチング素子に与えるドライブ
電圧を共に負側にシフトさせるドライブ電圧シフト手段
と；ドライブ電源の電圧もしくはインバータの出力電圧
と、負荷に対する出力電流との位相関係に基づきスイッ
チング素子のオン時間を制御するオン時間制御手段と；
を具備したことを特徴とする電力供給回路。 - 【請求項７】 ドライブ電源の電圧と、負荷に対する出
力電流とを取り出す取出手段と；ドライブ電源の電圧も
しくはインバータの出力電圧と、負荷に対する出力電流
との位相差を検出する位相差検出手段と；を具備したこ
とを特徴とする請求項６に記載の電力供給回路。 - 【請求項８】 電磁結合により与えられるエネルギーを
受けてリングプラズマを発生させる無極放電灯にエネル
ギーを供給する励起コイルに接続され、負荷側へ共振に
よりエネルギーを供給する整合回路と；請求項１乃至７
のいずれか１項に記載の電力供給回路と；を具備するこ
とを特徴とする無極放電灯点灯装置。 - 【請求項９】 電磁結合により与えられるエネルギーを
受けてリングプラズマを発生させる無極放電灯と；請求
項８に記載の無極放電灯点灯装置と；を具備することを
特徴とする照明装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7074865A JPH08275554A (ja) | 1995-03-31 | 1995-03-31 | 電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7074865A JPH08275554A (ja) | 1995-03-31 | 1995-03-31 | 電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08275554A true JPH08275554A (ja) | 1996-10-18 |
Family
ID=13559660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7074865A Pending JPH08275554A (ja) | 1995-03-31 | 1995-03-31 | 電力供給回路、無極放電灯点灯装置、照明装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08275554A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191747A (ja) * | 2005-01-06 | 2006-07-20 | Torai Eng:Kk | スイッチング回路 |
-
1995
- 1995-03-31 JP JP7074865A patent/JPH08275554A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191747A (ja) * | 2005-01-06 | 2006-07-20 | Torai Eng:Kk | スイッチング回路 |
| JP4676765B2 (ja) * | 2005-01-06 | 2011-04-27 | 株式会社トライエンジニアリング | スイッチング回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20031202 |