JPH0823691A - サーボ系の制御装置 - Google Patents
サーボ系の制御装置Info
- Publication number
- JPH0823691A JPH0823691A JP6179585A JP17958594A JPH0823691A JP H0823691 A JPH0823691 A JP H0823691A JP 6179585 A JP6179585 A JP 6179585A JP 17958594 A JP17958594 A JP 17958594A JP H0823691 A JPH0823691 A JP H0823691A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- filter
- control device
- phase
- servo system
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- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高いゲインが設定でき、応答性と減衰性に優
れた制御装置を提供する。 【構成】 一自由度の振動特性を負荷とし、モータの速
度をＰＩあるいはＩ−Ｐ制御するサーボ系の制御装置に
おいて、一巡伝達関数に位相進みフィルタＧｌｅａｄ
（ｓ）＝（Ｔ1 ・ｓ＋１）／（Ｔ2 ・ｓ＋１）（ただ
し、Ｔ1 ＞Ｔ2 、Ｔ1 、Ｔ2 は位相進みフィルタの時定
数、ｓはラプラス演算子である）を挿入したことを特徴
とするサーボ系の制御装置。
れた制御装置を提供する。 【構成】 一自由度の振動特性を負荷とし、モータの速
度をＰＩあるいはＩ−Ｐ制御するサーボ系の制御装置に
おいて、一巡伝達関数に位相進みフィルタＧｌｅａｄ
（ｓ）＝（Ｔ1 ・ｓ＋１）／（Ｔ2 ・ｓ＋１）（ただ
し、Ｔ1 ＞Ｔ2 、Ｔ1 、Ｔ2 は位相進みフィルタの時定
数、ｓはラプラス演算子である）を挿入したことを特徴
とするサーボ系の制御装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は工作機械、産業用ロボッ
ト、ＦＡなどのサーボに利用されるサーボ系の制御装置
に関する。
ト、ＦＡなどのサーボに利用されるサーボ系の制御装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のサーボ系では速度制御系にたとえ
ば、特開昭６２−７７６０５あるいは技報「安川電機」
第５５巻Ｎｏ．３ １９９１ ｐ．１７４の３．３
（２）に記載されたようにＰＩあるいはＩ−Ｐ制御が用
いられている。
ば、特開昭６２−７７６０５あるいは技報「安川電機」
第５５巻Ｎｏ．３ １９９１ ｐ．１７４の３．３
（２）に記載されたようにＰＩあるいはＩ−Ｐ制御が用
いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来のＰＩ
あるいはＩ−Ｐ速度制御系では、負荷が振動特性を有し
ている場合には、この振動特性を不安定にしないような
低いゲインの設定しかできず、制御系の応答が遅くな
る、という問題点があった．図１１はサーボ系のブロッ
ク線図である。このサーボ系について、振動特性を考慮
した制御対象の動特性モデルとそのｓ平面上の極零配置
を図１０に示す。ここで ω1 ＝（Ｋ・（１／ＪM ＋１
／ＪL ））1/2 ω2 ＝（（Ｋ／ＪL ））1/2 であり、それぞれ共振および反共振角周波数である。Ｒ
ｅは実軸、Ｉｍは虚軸である。図１３（ａ）はＰＩ速度
制御系のブロック線図を示し、図１３（ｂ）はＩ−Ｐ速
度制御系のブロック線図を示す。図１１（ｃ）は、開ル
ープ伝達関数の極零配置を示す。ここでＧV （ｓ）は図
１２に示す制御対象の伝達関数である。なお、制御対象
の極零配置はＰＩとＩ−Ｐ速度制御系で同じである。図
１４はＰＩおよびＩ−Ｐ速度制御系でゲインＫｖをゼロ
から大きくしていったときの根軌跡を示す。図１４
（ａ）はω2 が１／Ｔi より十分に大きい場合で、原点
の極である剛体系および振動特性が共に、応答も速くし
かも十分に安定化されることを示している。しかし、剛
体系の応答をより速くしようとして、より小さな積分時
間を設定すると、図１４（ｂ）に示すように、振動特性
は十分に安定化されるが、剛体系の極が反共振の零点に
向かい、剛体系が応答も遅く、かつ減衰が小さい振動的
な応答となる。これはサーボ系で好ましくない特性であ
る。そこで本発明は、高いゲインが設定でき、応答性と
減衰性に優れた制御装置を提供することを目的とする．
あるいはＩ−Ｐ速度制御系では、負荷が振動特性を有し
ている場合には、この振動特性を不安定にしないような
低いゲインの設定しかできず、制御系の応答が遅くな
る、という問題点があった．図１１はサーボ系のブロッ
ク線図である。このサーボ系について、振動特性を考慮
した制御対象の動特性モデルとそのｓ平面上の極零配置
を図１０に示す。ここで ω1 ＝（Ｋ・（１／ＪM ＋１
／ＪL ））1/2 ω2 ＝（（Ｋ／ＪL ））1/2 であり、それぞれ共振および反共振角周波数である。Ｒ
ｅは実軸、Ｉｍは虚軸である。図１３（ａ）はＰＩ速度
制御系のブロック線図を示し、図１３（ｂ）はＩ−Ｐ速
度制御系のブロック線図を示す。図１１（ｃ）は、開ル
ープ伝達関数の極零配置を示す。ここでＧV （ｓ）は図
１２に示す制御対象の伝達関数である。なお、制御対象
の極零配置はＰＩとＩ−Ｐ速度制御系で同じである。図
１４はＰＩおよびＩ−Ｐ速度制御系でゲインＫｖをゼロ
から大きくしていったときの根軌跡を示す。図１４
（ａ）はω2 が１／Ｔi より十分に大きい場合で、原点
の極である剛体系および振動特性が共に、応答も速くし
かも十分に安定化されることを示している。しかし、剛
体系の応答をより速くしようとして、より小さな積分時
間を設定すると、図１４（ｂ）に示すように、振動特性
は十分に安定化されるが、剛体系の極が反共振の零点に
向かい、剛体系が応答も遅く、かつ減衰が小さい振動的
な応答となる。これはサーボ系で好ましくない特性であ
る。そこで本発明は、高いゲインが設定でき、応答性と
減衰性に優れた制御装置を提供することを目的とする．
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
め、本発明は一自由度の振動特性を負荷とし、モータの
速度をＰＩあるいはＩ−Ｐ制御するサーボ系の制御装置
において、一巡伝達関数に位相進みフィルタＧｌｅａｄ
（ｓ）＝（Ｔ1 ・ｓ＋１）／（Ｔ2 ・ｓ＋１）（ただ
し、Ｔ1 ＞Ｔ2 、Ｔ1 、Ｔ2 は位相進みフィルタの時定
数、ｓはラプラス演算子である）を挿入したことを特徴
とする。また、ω2 を反共振角周波数、Ｔi を積分時間
とするとき、反共振の零点ｓ＝ｊω2 と、ＰＩあるいは
Ｉ−Ｐ制御の零点ｓ＝−１／Ｔi 、位相進みフィルタの
零点ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 とのなす角
φ1 ＝ａｒｃｔａｎ（ω2 、Ｔi ）、φ2 ＝ａｒｃｔａ
ｎ（ω2 、Ｔ1 ）、φ3 ＝ａｒｃｔａｎ（ω2 、Ｔ2 ）
がφ1 ＋φ2 −φ3 ≒π／２なる位相条件を満たすよう
に設定されたことを特徴とする。さらに、ω1 を共振角
周波数とするとき、振動特性の極ｓ＝ｊω1 と、ＰＩあ
るいはＩ−Ｐ制御の零点ｓ＝−１／Ｔi 、位相進みフィ
ルタの零点ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 との
なす角φ1 ’＝ａｒｃｔａｎ（ω1 、Ｔi ）、φ’2 ＝
ａｒｃｔａｎ（ω1 、Ｔ1 ）、φ’3 ＝ａｒｃｔａｎ
（ω1 、Ｔ2 ）がφ’1 ＋φ’2 −φ’3 ≒π／２なる
位相条件を満たすように設定されたことを特徴とするも
のである。また、速度指令あるいは速度の絶対値と設定
可能な限界速度とを比較し、限界速度以上であれば位相
進みフィルタを、限界速度未満であれば一次遅れフィル
タを速度制御系の一巡伝達関数に挿入し、速度制御系を
マイナ−ル−プとして組み込むように位置制御を行うこ
とを特徴とするものである。そして、位置制御系の偏差
の絶対値｜ｅ｜に関し、関数ｆ（｜ｅ｜）をあらかじめ
定義し、ａ＝ｆ（｜ｅ｜）とするとき、制御系の一巡伝
達関数に挿入する位相進みフィルタの伝達関数を（ａＴ
1 ・ｓ＋１）／（（１−ａ）Ｔ2 ・ｓ＋１）としたこと
を特徴とし、位置決め開始時点から位置決め完了時点ま
では位相進みフィルタを、いったん位置決め完了した後
は一次遅れフィルタあるいは二次遅れフィルタを速度制
御系の一巡伝達関数に挿入することを特徴とするもので
ある。
め、本発明は一自由度の振動特性を負荷とし、モータの
速度をＰＩあるいはＩ−Ｐ制御するサーボ系の制御装置
において、一巡伝達関数に位相進みフィルタＧｌｅａｄ
（ｓ）＝（Ｔ1 ・ｓ＋１）／（Ｔ2 ・ｓ＋１）（ただ
し、Ｔ1 ＞Ｔ2 、Ｔ1 、Ｔ2 は位相進みフィルタの時定
数、ｓはラプラス演算子である）を挿入したことを特徴
とする。また、ω2 を反共振角周波数、Ｔi を積分時間
とするとき、反共振の零点ｓ＝ｊω2 と、ＰＩあるいは
Ｉ−Ｐ制御の零点ｓ＝−１／Ｔi 、位相進みフィルタの
零点ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 とのなす角
φ1 ＝ａｒｃｔａｎ（ω2 、Ｔi ）、φ2 ＝ａｒｃｔａ
ｎ（ω2 、Ｔ1 ）、φ3 ＝ａｒｃｔａｎ（ω2 、Ｔ2 ）
がφ1 ＋φ2 −φ3 ≒π／２なる位相条件を満たすよう
に設定されたことを特徴とする。さらに、ω1 を共振角
周波数とするとき、振動特性の極ｓ＝ｊω1 と、ＰＩあ
るいはＩ−Ｐ制御の零点ｓ＝−１／Ｔi 、位相進みフィ
ルタの零点ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 との
なす角φ1 ’＝ａｒｃｔａｎ（ω1 、Ｔi ）、φ’2 ＝
ａｒｃｔａｎ（ω1 、Ｔ1 ）、φ’3 ＝ａｒｃｔａｎ
（ω1 、Ｔ2 ）がφ’1 ＋φ’2 −φ’3 ≒π／２なる
位相条件を満たすように設定されたことを特徴とするも
のである。また、速度指令あるいは速度の絶対値と設定
可能な限界速度とを比較し、限界速度以上であれば位相
進みフィルタを、限界速度未満であれば一次遅れフィル
タを速度制御系の一巡伝達関数に挿入し、速度制御系を
マイナ−ル−プとして組み込むように位置制御を行うこ
とを特徴とするものである。そして、位置制御系の偏差
の絶対値｜ｅ｜に関し、関数ｆ（｜ｅ｜）をあらかじめ
定義し、ａ＝ｆ（｜ｅ｜）とするとき、制御系の一巡伝
達関数に挿入する位相進みフィルタの伝達関数を（ａＴ
1 ・ｓ＋１）／（（１−ａ）Ｔ2 ・ｓ＋１）としたこと
を特徴とし、位置決め開始時点から位置決め完了時点ま
では位相進みフィルタを、いったん位置決め完了した後
は一次遅れフィルタあるいは二次遅れフィルタを速度制
御系の一巡伝達関数に挿入することを特徴とするもので
ある。
【０００５】
【作用】位相進みフィルタを挿入した速度制御系のブロ
ック線図を図１および２に示す。図１（ａ）はＰＩ速度
制御系で前向きループに挿入した場合であり、図２
（ｂ）はＰＩ速度制御系でフィードバックループに挿入
した場合である。さらに、図２（ａ）はＩ−Ｐ速度制御
系で前向きループに挿入した場合であり、図２（ｂ）は
Ｉ−Ｐ速度制御系でフィードバックループに挿入した場
合である。 いずれの場合も速度制御系の極零配置およ
び根軌跡は等しくなる。図３（ａ）は位相進みフィルタ
を挿入したＰＩおよびＩ−Ｐ速度制御系の極零配置であ
る。位相進みフィルタを挿入し、 Ｔ2 ＜Ｔ1 およびＴ2 ＜Ｔi であるとき、それらの根軌跡は図３（ｂ）に示すよう
に、Ｔi の設定に関わらず剛体系および振動特性を、位
相進みフィルタのない場合と比較して格段に、応答も速
く、減衰性つまり安定性の良い特性に設定できる。たと
えば図３（ｂ）の四角・×マークのような設定が可能と
なる。
ック線図を図１および２に示す。図１（ａ）はＰＩ速度
制御系で前向きループに挿入した場合であり、図２
（ｂ）はＰＩ速度制御系でフィードバックループに挿入
した場合である。さらに、図２（ａ）はＩ−Ｐ速度制御
系で前向きループに挿入した場合であり、図２（ｂ）は
Ｉ−Ｐ速度制御系でフィードバックループに挿入した場
合である。 いずれの場合も速度制御系の極零配置およ
び根軌跡は等しくなる。図３（ａ）は位相進みフィルタ
を挿入したＰＩおよびＩ−Ｐ速度制御系の極零配置であ
る。位相進みフィルタを挿入し、 Ｔ2 ＜Ｔ1 およびＴ2 ＜Ｔi であるとき、それらの根軌跡は図３（ｂ）に示すよう
に、Ｔi の設定に関わらず剛体系および振動特性を、位
相進みフィルタのない場合と比較して格段に、応答も速
く、減衰性つまり安定性の良い特性に設定できる。たと
えば図３（ｂ）の四角・×マークのような設定が可能と
なる。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の具体的実施例を説明する．位
相進みフィルタの具体的な設計条件を提示する。まず剛
体系の極を反共振の零点に向かわせず、実軸上に収束さ
せる条件である。積分時間Ｔi 、位相進みフィルタの時
定数Ｔ1 、Ｔ2 （Ｔ1 ＞Ｔ2 ）とする。二つの零点ｓ＝
−１／Ｔi 、ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 と
反共振の零点ｓ＝ｊω2 とのなす角度をそれぞれφ1 、
φ2 、φ3 とするとき、 φ1 ＝arctan（ω2 ・Ｔi ） φ2 ＝arctan（ω2 ・Ｔ1 ） φ3 ＝arctan（ω2 ・Ｔ2 ） であるが、（φ1 ＋φ2 −φ3 ）がほぼπ／２という条
件（位相条件１）を満たすように設計すると、剛体系は
必ず実軸上に収束し、応答も速く、減衰性も良い速度制
御系が実現できる。図４は位相条件１を示す図である。
次に、振動特性を最も安定化する条件を提示する。二つ
の零点ｓ＝−１／Ｔi、ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−
１／Ｔ2 と振動特性の極ｓ＝ｊω1 とのなす角をそれぞ
れφ1 ’、φ2 ’、φ3 ’とするとき、 φ1 ’＝arctan（ω1 ・Ｔi ） φ2 ’＝arctan（ω1 ・Ｔ1 ） φ3 ’＝arctan（ω1 ・Ｔ2 ） であるが、（φ1 ’＋φ2 ’−φ3 ’）がほぼπ／２と
いう条件（位相条件２）を満たすように設計すると、振
動特性は最も安定化される条件となり、応答も速く、減
衰性も良い速度制御系が実現できる。図５は位相条件２
を示す図である。図１に示したようなサーボ系を実現す
るには、まず以上に示した位相進みフィルタを挿入した
速度制御系を構成し、適切な位相条件とゲインおよびパ
ラメータを設定し、高応答・高減衰の速度制御系を実現
し、この速度制御系に位置のフィードバック制御ループ
を付加すれば良い。ディジタルサーボ系では位置の量子
化の影響が大きく、偏差の大きさにより位相進みフィル
タのパラメータを可変にする必要がある。これを実現す
る位置制御系のブロック線図を図６に示す。ここでブロ
ック１５は位置偏差の絶対値の非線形関数で、｜ｅ｜を
入力とし、可変パラメータａを出力とするもので、 ａ＝ｆ（｜ｅ｜） である。ブロック１６は可変パラメータａにより特性を
可変とする位相進みフィルタであり、その伝達関数は Ｇｌｅａｄ（ｓ）＝（ａＴ1 ・ｓ＋１）／（（１−ａ）
・Ｔ2 ・ｓ＋１） である。このような可変パラメータ位相進みフィルタに
より、ディジタルサーボ系でも、位置偏差の大きさに依
らず常に高応答かつ高安定なサーボ系を実現することが
できる。位相進みフィルタの実現例を述べる。図７はオ
ペアンプ、キャパシタンス、抵抗を用いたアナログ回路
の例である。図８はディジタル演算による位相進みフィ
ルタの実現例である。ｕは入力、ｙが出力であり、ｉは
サンプル時刻である。１７は１サンプルの遅延メモリ、
１８、１９はフィルタの特性を決定するパラメータであ
る。Ｔｓはサンプリング周期である。ディジタルのばあ
いには、ディジタルハード回路での実現も、ソフトウェ
アプログラムによる実現も可能である。ディジタルの場
合は、パラメータ１８および１９を可変パラメータとす
ることで可変パラメータ位相進みフィルタを容易に実現
できる。ディジタルサーボ系では、停止時を含めた極低
速のときの安定条件とこれ以上の速度のときとの安定条
件が異なる。極低速時には、量子化誤差の影響が大き
く、位相進みフィルタより一次遅れフィルタの方が安定
化し易いことがある。このような場合、図９に示すよう
に、速度指令あるいは速度絶対値と設定可能な限界速度
とを比較する判定回路と、これに連動する切換スイッ
チ、および位相進みフィルタ（Ｔ1 ｓ＋１）／（Ｔ2 ｓ
＋１）と一次遅れフィルタ１／（Ｔf ｓ＋１）（Ｔf は
フィルタ時定数）とを設け、限界速度以上であれば、ス
イッチ端子１を接続して位相進みフィルタを、未満であ
ればスイッチ端子２を接続して一次遅れ速度制御系の一
巡伝達関数に挿入する。位置決め状態を判定する位置決
め判定回路を設け、図１０に示すように、位置決め開始
時点から、位置決め完了時点までは、スイッチ端子１を
接続して位相進みフィルタを、いったん位置決め完了し
た後はスイッチ端子２を接続して一次遅れフィルタ１／
（Ｔf ｓ＋１）あるいは二次遅れフィルタ１／（Ｔf 1
ｓ＋１）（ Ｔf 2 ｓ＋１）（Ｔf 1 、Ｔf 2 はフィル
タ時定数）を速度制御系の一巡伝達関数に挿入する。
相進みフィルタの具体的な設計条件を提示する。まず剛
体系の極を反共振の零点に向かわせず、実軸上に収束さ
せる条件である。積分時間Ｔi 、位相進みフィルタの時
定数Ｔ1 、Ｔ2 （Ｔ1 ＞Ｔ2 ）とする。二つの零点ｓ＝
−１／Ｔi 、ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 と
反共振の零点ｓ＝ｊω2 とのなす角度をそれぞれφ1 、
φ2 、φ3 とするとき、 φ1 ＝arctan（ω2 ・Ｔi ） φ2 ＝arctan（ω2 ・Ｔ1 ） φ3 ＝arctan（ω2 ・Ｔ2 ） であるが、（φ1 ＋φ2 −φ3 ）がほぼπ／２という条
件（位相条件１）を満たすように設計すると、剛体系は
必ず実軸上に収束し、応答も速く、減衰性も良い速度制
御系が実現できる。図４は位相条件１を示す図である。
次に、振動特性を最も安定化する条件を提示する。二つ
の零点ｓ＝−１／Ｔi、ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−
１／Ｔ2 と振動特性の極ｓ＝ｊω1 とのなす角をそれぞ
れφ1 ’、φ2 ’、φ3 ’とするとき、 φ1 ’＝arctan（ω1 ・Ｔi ） φ2 ’＝arctan（ω1 ・Ｔ1 ） φ3 ’＝arctan（ω1 ・Ｔ2 ） であるが、（φ1 ’＋φ2 ’−φ3 ’）がほぼπ／２と
いう条件（位相条件２）を満たすように設計すると、振
動特性は最も安定化される条件となり、応答も速く、減
衰性も良い速度制御系が実現できる。図５は位相条件２
を示す図である。図１に示したようなサーボ系を実現す
るには、まず以上に示した位相進みフィルタを挿入した
速度制御系を構成し、適切な位相条件とゲインおよびパ
ラメータを設定し、高応答・高減衰の速度制御系を実現
し、この速度制御系に位置のフィードバック制御ループ
を付加すれば良い。ディジタルサーボ系では位置の量子
化の影響が大きく、偏差の大きさにより位相進みフィル
タのパラメータを可変にする必要がある。これを実現す
る位置制御系のブロック線図を図６に示す。ここでブロ
ック１５は位置偏差の絶対値の非線形関数で、｜ｅ｜を
入力とし、可変パラメータａを出力とするもので、 ａ＝ｆ（｜ｅ｜） である。ブロック１６は可変パラメータａにより特性を
可変とする位相進みフィルタであり、その伝達関数は Ｇｌｅａｄ（ｓ）＝（ａＴ1 ・ｓ＋１）／（（１−ａ）
・Ｔ2 ・ｓ＋１） である。このような可変パラメータ位相進みフィルタに
より、ディジタルサーボ系でも、位置偏差の大きさに依
らず常に高応答かつ高安定なサーボ系を実現することが
できる。位相進みフィルタの実現例を述べる。図７はオ
ペアンプ、キャパシタンス、抵抗を用いたアナログ回路
の例である。図８はディジタル演算による位相進みフィ
ルタの実現例である。ｕは入力、ｙが出力であり、ｉは
サンプル時刻である。１７は１サンプルの遅延メモリ、
１８、１９はフィルタの特性を決定するパラメータであ
る。Ｔｓはサンプリング周期である。ディジタルのばあ
いには、ディジタルハード回路での実現も、ソフトウェ
アプログラムによる実現も可能である。ディジタルの場
合は、パラメータ１８および１９を可変パラメータとす
ることで可変パラメータ位相進みフィルタを容易に実現
できる。ディジタルサーボ系では、停止時を含めた極低
速のときの安定条件とこれ以上の速度のときとの安定条
件が異なる。極低速時には、量子化誤差の影響が大き
く、位相進みフィルタより一次遅れフィルタの方が安定
化し易いことがある。このような場合、図９に示すよう
に、速度指令あるいは速度絶対値と設定可能な限界速度
とを比較する判定回路と、これに連動する切換スイッ
チ、および位相進みフィルタ（Ｔ1 ｓ＋１）／（Ｔ2 ｓ
＋１）と一次遅れフィルタ１／（Ｔf ｓ＋１）（Ｔf は
フィルタ時定数）とを設け、限界速度以上であれば、ス
イッチ端子１を接続して位相進みフィルタを、未満であ
ればスイッチ端子２を接続して一次遅れ速度制御系の一
巡伝達関数に挿入する。位置決め状態を判定する位置決
め判定回路を設け、図１０に示すように、位置決め開始
時点から、位置決め完了時点までは、スイッチ端子１を
接続して位相進みフィルタを、いったん位置決め完了し
た後はスイッチ端子２を接続して一次遅れフィルタ１／
（Ｔf ｓ＋１）あるいは二次遅れフィルタ１／（Ｔf 1
ｓ＋１）（ Ｔf 2 ｓ＋１）（Ｔf 1 、Ｔf 2 はフィル
タ時定数）を速度制御系の一巡伝達関数に挿入する。
【０００７】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、振
動特性を有するサーボ系に関し、速度制御系に位相進み
フィルタを挿入し、そのパラメータを特定の条件に設定
することで、従来より格段に高応答かつ高安定の速度お
よび位置サーボ系を実現できる。さらにこの方法は簡単
な位相進みフィルタの付加のみで実現できることから、
経済的な効果も高い、という効果がある．
動特性を有するサーボ系に関し、速度制御系に位相進み
フィルタを挿入し、そのパラメータを特定の条件に設定
することで、従来より格段に高応答かつ高安定の速度お
よび位置サーボ系を実現できる。さらにこの方法は簡単
な位相進みフィルタの付加のみで実現できることから、
経済的な効果も高い、という効果がある．
【図１】位相進みフィルタを挿入したＰＩ速度制御系
【図２】位相進みフィルタを挿入したＩ−Ｐ速度制御系
【図３】位相進みフィルタを挿入したＰＩおよびＩ−Ｐ
速度制御系の極零配置と根軌跡
速度制御系の極零配置と根軌跡
【図４】位相条件１
【図５】位相条件２
【図６】位置偏差の関数として位相進みフィルタのパラ
メータを可変する位置サーボ系のブロック線図
メータを可変する位置サーボ系のブロック線図
【図７】アナログ回路による位相進みフィルタの実現を
示す図
示す図
【図８】ディジタル演算による位相進みフィルタの実現
を示す図
を示す図
【図９】限界速度前後でのフィルタ切り換えを説明する
図
図
【図１０】位相決め完了前後でのフィルタ切り換えを説
明する図
明する図
【図１１】サーボ系のブロック線図
【図１２】制御対象の動特性モデルを示す図
【図１３】（ａ）ＰＩ速度制御系 （ｂ）Ｉ−Ｐ速度制御系 （ｃ）開ループ伝達関数の極零配置
【図１４】ＰＩおよびＩ−Ｐ速度制御系の根軌跡
１ 制御対象 ２ 機構 ３ モータ ４ 位置および速度検出器 ５ 位置制御コントローラ ６ 速度制御コントローラ ７ パワーアンプ ８ 速度演算器 ９ 位置指令 ｒ １０ 位置 ｘ １１ 速度 ｖ １２ 速度指令 ｖr １３ 電流指令 ｉr １４ 電流 ｉ １５ 位置偏差の非線形関数 １６ 可変パラメータ位相進みフィルタ １７ １サンプル遅延メモリ １８、１９ 位相進みフィルタのパラメータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｇ０５Ｄ 3/12 ３０６ Ｓ 13/62 Ｑ
Claims (7)
- 【請求項１】 一自由度の振動特性を負荷とし、モータ
の速度をＰＩあるいはＩ−Ｐ制御するサーボ系の制御装
置において、 一巡伝達関数に位相進みフィルタＧｌｅａｄ（ｓ）＝
（Ｔ1 ・ｓ＋１）／（Ｔ2 ・ｓ＋１）（ただし、Ｔ1 ＞
Ｔ2 、Ｔ1 、Ｔ2 は位相進みフィルタの時定数、ｓはラ
プラス演算子である）を挿入したことを特徴とするサー
ボ系の制御装置。 - 【請求項２】 ω2 を反共振角周波数、Ｔi を積分時間
とするとき、反共振の零点ｓ＝ｊω2 と、ＰＩあるいは
Ｉ−Ｐ制御の零点ｓ＝−１／Ｔi 、位相進みフィルタの
零点ｓ＝−１／Ｔ1 および極ｓ＝−１／Ｔ2 とのなす角
φ1 ＝ａｒｃｔａｎ（ω2 、Ｔi ）、φ2 ＝ａｒｃｔａ
ｎ（ω2 、Ｔ1 ）、φ3 ＝ａｒｃｔａｎ（ω2 、Ｔ2 ）
がφ1 ＋φ2 −φ3 ≒π／２なる位相条件を満たすよう
に設定されたことを特徴とする請求項１記載のサーボ系
の制御装置。 - 【請求項３】 ω1 を共振角周波数とするとき、振動特
性の極ｓ＝ｊω1 と、ＰＩあるいはＩ−Ｐ制御の零点ｓ
＝−１／Ｔi 、位相進みフィルタの零点ｓ＝−１／Ｔ1
および極ｓ＝−１／Ｔ2 とのなす角φ1 ’＝ａｒｃｔａ
ｎ（ω1 、Ｔi ）、φ’2 ＝ａｒｃｔａｎ（ω1 、
Ｔ1 ）、φ’3 ＝ａｒｃｔａｎ（ω1 、Ｔ2 ）がφ’1
＋φ’2 −φ’3 ≒π／２なる位相条件を満たすように
設定されたことを特徴とする請求項１記載のサーボ系の
制御装置。 - 【請求項４】 速度指令あるいは速度の絶対値と設定可
能な限界速度とを比較し、限界速度以上であれば位相進
みフィルタを、限界速度未満であれば一次遅れフィルタ
を速度制御系の一巡伝達関数に挿入したことを特徴とす
る請求項１ないし３のいずれかに記載のサ−ボ系の制御
装置。 - 【請求項５】 速度制御系をマイナ−ル−プとして組み
込むように位置制御を行うことを特徴とする、請求項１
ないし４のいずれかに記載のサーボ系の制御装置。 - 【請求項６】 位置制御系の偏差の絶対値｜ｅ｜に関
し、関数ｆ（｜ｅ｜）をあらかじめ定義し、ａ＝ｆ（｜
ｅ｜）とするとき、制御系の一巡伝達関数に挿入する位
相進みフィルタの伝達関数を（ａＴ1 ・ｓ＋１）／
（（１−ａ）Ｔ2 ・ｓ＋１）としたことを特徴とする、
請求項５記載のサ−ボ系の制御装置。 - 【請求項７】 位置決め開始時点から位置決め完了時点
までは位相進みフィルタを、いったん位置決め完了した
後は一次遅れフィルタあるいは二次遅れフィルタを速度
制御系の一巡伝達関数に挿入することを特徴とする、請
求項５記載のサ−ボ系の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17958594A JP3381880B2 (ja) | 1994-07-06 | 1994-07-06 | サーボ系の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17958594A JP3381880B2 (ja) | 1994-07-06 | 1994-07-06 | サーボ系の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0823691A true JPH0823691A (ja) | 1996-01-23 |
| JP3381880B2 JP3381880B2 (ja) | 2003-03-04 |
Family
ID=16068305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17958594A Expired - Fee Related JP3381880B2 (ja) | 1994-07-06 | 1994-07-06 | サーボ系の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3381880B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012200051A (ja) * | 2011-03-18 | 2012-10-18 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用モータ制御装置 |
| JP2014042380A (ja) * | 2012-08-21 | 2014-03-06 | Sanyo Denki Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2014073729A (ja) * | 2012-10-03 | 2014-04-24 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 制御装置 |
| US9772619B2 (en) | 2014-01-23 | 2017-09-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102008006926A1 (de) | 2007-01-25 | 2008-07-31 | Juki Corp., Chofu | Steuerverfahren und Steuervorrichtung für einen Nähmaschinenmotor |
-
1994
- 1994-07-06 JP JP17958594A patent/JP3381880B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2014042380A (ja) * | 2012-08-21 | 2014-03-06 | Sanyo Denki Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2014073729A (ja) * | 2012-10-03 | 2014-04-24 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 制御装置 |
| US9772619B2 (en) | 2014-01-23 | 2017-09-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3381880B2 (ja) | 2003-03-04 |
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