JPH08228468A

JPH08228468A - ３相電力調整器

Info

Publication number: JPH08228468A
Application number: JP5375595A
Authority: JP
Inventors: Nobutomo Matsunaga; 信智松永; Kazunobu Fujise; 和信藤瀬
Original assignee: Omron Corp; Omron Tateisi Electronics Co
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 1995-02-20
Filing date: 1995-02-20
Publication date: 1996-09-03
Anticipated expiration: 2017-11-05
Also published as: JP3341196B2

Abstract

(57)【要約】【目的】点弧角指令値の制御範囲を０〜１２０＋α度
とするトライアック付きの３相電力調整器を提供するこ
と【構成】３相の電源ラインにトライアック１０ａ〜１
０ｃを挿入し、そのトライアックを介して３相負荷１１
に電力供給をしている。３相のうち任意の２相の相間電
圧を電源装置１２により抽出し、それに基づいてアナロ
グ式の単相コントローラ２０を装着し、そこにおいてト
ライアックに対する点弧信号を発生するための基準とな
る基準信号（パルス）を生成し、次段の点弧信号生成部
３０に送りそこで基準信号に基づいて各相に挿入された
トライアックに対するそれぞれの点弧信号を生成する。
単相コントローラ内には、パルス補正回路を設け、点弧
角指令値が９０度を越えるときには、基準信号の立ち下
がりを一定時間遅らせ、同時に複数のトライアックがオ
ンとなる角度範囲を１２０度以上に延ばす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、３相電力調整器に関す
るものである。

【０００２】

【発明の背景】よく知られているように、電力調整器
は、電源ライン上にスイッチング素子を挿入し、スイッ
チング素子のオン時間を変化させることにより、負荷に
対する供給電力量を調整するもので、そのスイッチング
素子の点弧制御は、電源信号に基づいて三角波（のこぎ
り波）を発生させ、その三角波と指令信号（ＤＣ）との
比較を行い、指令信号に応じたデューティ比のパルスを
用いて行うようにしている。すなわち、例えばパルスの
立上がりに基づいてスイッチング素子を点弧するように
すると、その点弧タイミングは（交流信号のゼロクロス
からの経過時間）、すなわち指令値に応じて変化する。
よって、スイッチング素子がオンしている期間が変動
し、単位時間あたりの電力供給量が変化する。

【０００３】本発明が対象とする３相電力調整器の場合
は、ＵＶＷの各相の電源ラインに上記したスイッチング
素子を挿入するとともに、指令値に基づいて各スイッチ
ング素子を適宜のタイミングで点弧するようにしてい
る。そして、電力の安定供給のためには、これら３つの
スイッチング素子は、点弧タイミングが１２０度ずつず
れており、しかもオン時間は等しくなっているのが理想
である。

【０００４】そして、上記スイッチング素子としては、
一般に単相電力調整器の場合にはトライアックが用いら
れ、また、３相電力調整器の場合には、サイリスタとダ
イオードを互いに順方向を逆にして並列接続した混合ア
ームブリッジを用いている。

【０００５】部品の共通化を図るために、トライアック
を用いた単相電力調整器を用いて３相電力の調整を行お
うとすると、係る単相電力調整器を３個設けるととも
に、一度Ｕ，Ｖ，Ｗ相から中性点に対する信号を例えば
Ｙ−Ｙ結線したトランスから取り出し、その取り出した
信号（電源信号）を各単相の電力調整器に与え、上記し
た三角波の生成以降の制御処理を行うようにすることが
考えられる。

【０００６】しかしながら、トライアックを用いると制
御が簡単になるものの、電流を流すためには少なくとも
同時に２つトライアックがオンになっている必要があ
る。一方、点弧パルスは電源信号がゼロクロスすると０
になる。従って、各電源信号は位相が１２０度ずつずれ
ているので、点弧角指令値が１２０度を越えると、同時
に２つのトライアックをオンさせることができず、その
結果、位相角の制御範囲が０〜１２０度となってしま
う。しかも、１２０度を越えた時に出力が急激に０にな
るため特性が悪く、低電圧での制御ができなくなる。

【０００７】その結果、単相電力調整器をそのまま３相
電力調整器に使用することは困難であり、従来のように
異なるスイッチング素子を使用して構成しなければなら
ず、保管・管理が煩雑等の問題を有する。また使用者側
にとっても、例えば単相電力調整器を使用していた場合
に、その後の環境の変化などにより単相電力調整器を廃
止するとともに３相電力調整器に切り替える必要が生じ
た場合には、従前の単相電力調整器は無駄になる。そこ
で、トライアックを使用しつつ制御可能範囲を１２０度
以上にするとともに低電圧での制御を容易に行えること
のできる調整機の開発が臨まれている。

【０００８】一方、上記した従来の３相電力調整器は、
大別するとアナログ方式とデジタル方式がある。前者の
アナログ方式は、電源ラインに対してＹ−Ｙ結線した３
つのトランスを挿入し、そのトランスを経由して、中性
点に対する電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを得る。各電源信号（ＵＶ
Ｗ）に対してそれぞれ三角波発生回路及び比較器を直列
接続し、各比較器には同一の指令値が与えられる。そし
て、三角波発生回路の出力（三角波）が、比較器に与え
られ、その値が指令値を越えたときに、スイッチング素
子を点弧（オン）にする。

【０００９】三角波発生回路は、係る３つの電圧信号
（正弦波）をコンパレータを経由して矩形波を作り、そ
の信号を充放電回路に通すことにより三角波を発生させ
る。従って三角波は、各相の電源信号のゼロクロス点か
ら正確に上昇するため、各相の三角波の傾きが等しい
と、点弧タイミングも各電源信号の位相遅れに応じて正
確に１２０度ずつずれて行われる。

【００１０】また、後者のデジタル方式は、特開昭５９
−１０６８７９号公報，同６１−１５５６５号公報等に
示されるように、１個のＣＰＵにより３相分の点弧信号
を作り出すもので、アナログ方式における三角波発生回
路に替えてゼロクロスを検出後、所定数カウントするこ
とにより位相角を算出する手段を設ける。そして、係る
指令値に対応する位相角になったなら対応する各スイッ
チング素子を点弧する。そして、上記ゼロクロス点を検
出するために、電源ラインに対してトランスを設置し、
そのトランスの各相の出力電圧をＡ／Ｄ変換し、変換さ
れたデジタル値に基づいて各処理を行う。

【００１１】アナログ方式の場合は、３相分のトランス
を必要とするとともに、各相に対して三角波発生回路及
び比較器が必要となり、部品点数増加にともなう大型
化、コスト高を招く。さらに、三角波を形成する際の充
放電回路を構成する各素子の特性にばらつきを生じ、各
相での三角波の傾きが異なり、ゼロクロスから点弧する
までの時間（点弧タイミング）が各相でずれてしまい、
１２０度間隔で点弧できなくなり、安定駆動が困難とな
る。

【００１２】一方、デジタル方式の場合には、データ読
み込みに１００μｓｅｃ以上の時間がかかる（８ｂｉ
ｔ，２０ＭHz）ので、例えば５０Hzの電源周波数を用い
る場合には、半周期で１００分割しかできない。その結
果、分解能の向上も限度があり、ゼロクロスの検出並び
に各相の点弧タイミングの制御も上記範囲内での精度し
か得られない。このように、アナログ式とデジタル式で
は共に一長一短があった。

【００１３】本発明は、上記した背景に鑑みてなされた
もので、その目的とするところは、上記した問題を解決
し、スイッチング素子としてトライアックを用いつつ点
弧角指令が１２０度以上での制御を可能にし、低電圧で
の安定した制御を行える３相電力調整器を提供すること
にある。さらに上記した目的を達成しつつ、高分解能
で、正確にゼロクロスを検出でき、各相の点弧タイミン
グが１２０度ずつずれ、安定した駆動が行なえ、小型で
発熱量も少なく、かつ、指令値と出力が比例するように
し、コスト安の３相電力調整器を提供することも別の目
的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明に係る３相電力調整器では、３相電源か
ら負荷への電源ライン上に実装されたトライアックの点
弧角を制御する３相電力調整器において、前記電源ライ
ンを流れる電源信号に基づいて点弧角指令値に応じたパ
ルス幅からなる基準パルスを生成する手段と、前記点弧
角指令値が所定の値の時に、前記生成された基準パルス
の立ち下がりを遅延させるパルス補正手段と、前記パル
ス補正手段の出力に基づいて前記トライアックを点弧さ
せる手段とから構成した。

【００１５】また、３相の電源ラインのうちの任意の２
相の相間電圧に基づいて各相の点弧信号の基準となる基
準パルス信号を生成するアナログ式の単相コントローラ
と、その単相コントローラの出力に対して、デジタル処
理により所定の位相角だけ遅らせて各相に対する点弧信
号を生成する点弧信号生成手段と、その点弧信号生成手
段から受ける点弧信号に基づいて前記各電源ライン上に
実装されたトライアックを点弧する駆動手段とを備え、
かつ、前記単相コントローラが、前記点弧角指令値が所
定の値の時に、前記生成された基準パルスの立ち下がり
を遅延させるパルス補正手段をさらに備えるようにして
もよい。

【００１６】そして好ましくは、前記点弧信号生成手段
が、前記基準信号のＬ／Ｈの状態を記憶するとともに所
定のタイミングで記憶情報をシフトするシフトレジスタ
を備え、そのシフトレジスタの所望の出力端子からの出
力に基づいて点弧信号を生成するようにし、かつ、前記
パルス補正手段にて遅延処理をするか否かの制御信号と
して、前記シフトレジスタの出力を用いるようにすると
よい。

【００１７】さらに前記パルス補正手段が、ＣＲ充放電
回路を備え、ゼロクロスから所定の位相角が経過した時
に与えられる制御信号に基づいて、前記ＣＲ充放電回路
の時定数を切り換え、前記基準パルスの立ち下がりを遅
延させるようにするとなおよい。

【００１８】なお、パルス補正手段により基準パルスの
立ち下がりを遅らせる遅延処理をするか否かの点弧角
は、好ましくは９０度よりも大きくまた、１２０度より
も小さい所定の角度範囲のときに行われる。ことであ
る。すなわち、９０度未満で動作するようになると、点
弧角指令値が小さい場合に、次のパルスの立上がりと重
複し３つのトライアックが同時にオンになるおそれがあ
り、動作が不安定となるからである。また１２０度より
も大きいと、補正処理をしない場合にはすでに１２０度
で同時に２つのトライアックがオンになることがなくな
るため、遅延処理をしても無駄となるからである。そし
て、遅延（補正）処理が安定し、しかも確実に行われる
ためには、できるだけ早い角度から開始するのが良い。

【００１９】

【作用】点弧角指令値が所定角度以下の場合には、パル
ス補正手段は動作しない（遅延・延長処理をしない）の
で、基準パルスのオンに基づいて所定のトライアックが
オンされ、立ち下がり（ゼロクロスにより電圧の瞬時値
がゼロ）の時に自動的に消弧される。よって、点弧時間
を制御するだけという簡単な制御系でもって３相電力調
整器が稼働する。そして、複数のトライアックが同時に
オンしている必要があるので、その儘では０〜１２０度
の点弧角指令値に対して制御される。

【００２０】さらに、点弧角指令値が所定かくどい状に
なると、パルス補正手段が動作し、基準パルスの立ち下
がりが延長される。よって、ゼロクロスしてもトライア
ックはオン状態が維持され、負荷への電力供給が可能と
なる。従って、点弧角指令が１２０度以上での電力制御
も可能となる。

【００２１】また、請求項２の発明では、単相コントロ
ーラで、任意の相間電圧に基づいて点弧信号の元となる
基準パルス信号を生成する。この時、アナログにより処
理されるので、その相間電圧のゼロクロスは正確に検出
される。そのゼロクロス後、相間電圧信号に基づいて上
昇する基準波と指令値とを比較し、基準波が指令値を越
えた時にオン信号を出力する。これが、基準パルスとな
る。

【００２２】この基準パルスに基づいて、或いは必要に
応じてパルス補正手段による立ち下がりの遅延処理を経
た信号に基づいて、点弧信号生成手段で、各相に設置さ
れたトライアックに対する点弧信号を生成する。すなわ
ち、相間電圧のゼロクロスよりもある相の電源信号は３
０度遅れ、その電源信号に対して残りの２つの相の電源
信号は±１２０度ずつずれる。従って、基準信号がオン
になったときから所定の位相角度ずつずれた時に点弧信
号が出力されるようにする。そして、各相の点弧信号
は、同一の基準信号に基づいてデジタル処理されて所定
位相角度ずつ遅れて出力されるので、各相の点弧タイミ
ングは正確に１２０度ずつずれる。

【００２３】

【実施例】以下、本発明に係る３相電力調整器の好適な
実施例を添付図面を参照にして詳述する。図１は本発明
の一実施例を示している。同図に示すように、３相（Ｕ
ＶＷ）の電源ラインにトライアック１０ａ〜１０ｃを挿
入し、そのトライアック１０ａ〜１０ｃを介して３相負
荷１１に電力供給をしている。

【００２４】３相のうち任意の２相（本例ではＵ相，Ｖ
相）の相間電圧（電源装置１２により抽出される）に対
して単相コントローラ２０を装着し、そこにおいてトラ
イアック１０ａ〜１０ｃに対する点弧信号を発生するた
めの基準となる基準信号（基準パルス（補正有り／補正
無し））を生成し、次段の点弧信号生成部３０に送る。

【００２５】点弧信号生成部３０では、与えられた基準
信号に基づいて各相に挿入されたトライアック１０ａ〜
１０ｃに対するそれぞれの点弧信号を生成する。これに
より生成された各点弧信号は、１２０度ずつ位相がずれ
ることになる。

【００２６】この点弧信号生成部３０の出力は、点弧信
号出力部４０に与えられ、点弧信号生成部３０から与え
られる点弧信号（トリガパルス）を受け、実際のトライ
アック１０ａ〜１０ｃのゲートにオン信号を与えるよう
になっている。そして、上記点弧信号生成部３０並びに
点弧信号出力部４０が、本発明における「パルス補正手
段の出力に基づいて前記トライアックを点弧させる手
段」を構成することになる。

【００２７】次に各部について詳述する。まず、相間電
圧を抽出する電源装置１２は、図２に示すように電源ラ
インの２相間に接続されたトランス１２ａと、そのトラ
ンス１２ａの二次側に接続された全波整流器（ダイオー
ドブリッジ）１２ｂと、その全波整流器１２ｂの２端子
に接続されたスイッチングレギュレータ１２ｃとから構
成される。これにより、トランス１２ａの一次側に図示
のように正弦波が入力されると、そのトランス１２ａに
てロジックレベルまで落とされるとともに、入力波形に
同期（ゼロクロスするタイミングが一致）したその大き
さに対応する全波整流波形（図３中参照）が、全波整
流器１２ｂの他の２端子より出力される。

【００２８】単相コントローラ２０は、入力側に配置さ
れたゼロクロス検出回路２１と、その検出回路２１の出
力を受け略三角波状の基準波形を生成する基準波生成部
２２と、その基準波生成部２２の出力電圧と、外部から
与えられる指令値とを比較し、基準パルスを生成するコ
ンパレータ２３と、そのコンパレータ２３の出力（基準
パルス）を補正するパルス補正回路２４とを備える。

【００２９】ゼロクロス検出回路２１は、図２に示すよ
うに、チェナーダイオード２１ａとコンパレータ２１ｂ
とを備え、上記全波整流波形（図３中）をチェナーダ
イオード２１ａにて下方にシフトさせ（図３中参
照）、係る波形をコンパレータ２１ｂの反転入力端子に
与える。コンパレータ２１ｂでは、非反転入力端子がア
ースに落とされているので、上記シフトされた電圧が負
になる時にコンパレータ２１ｂの出力がＨになる。した
がって、ＵＶの相間電圧がゼロクロスする付近で矩形波
（パルス）が出力される（図３中参照）。

【００３０】基準波生成部２２は、図４に示すように、
入力側にトランジスタからなるスイッチ２２ａを設け、
コンパレータ２２ｂの反転入力端子とアースとの間に係
るスイッチ２２ｂを挿入する。コンパレータ２２ｂの非
反転入力端子には、電源電圧Ｖccを２つの直列抵抗から
なる分圧手段により分圧されて得られた所定の電圧Ｖ１
が基準電圧として与えられる。そして、コンパレータ２
２ｂの出力が充電回路２２ｃに与えられ、その充電回路
２２ｃの出力が、所定の帰還ループを介して上記コンパ
レータ２２ｂの反転入力端子にフィードバックされる。

【００３１】充電回路２２ｃは、２つのコンデンサＣ
１，Ｃ２と３つの抵抗Ｒ１〜Ｒ３を適宜に直並列接続す
るとともに、直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ
２のうちアース側のコンデンサＣ２の両端を短絡可能と
するトランジスタＴｒ１を備えることにより構成され
る。

【００３２】従って、ゼロクロス検出回路２１から出力
されるゼロクロス信号がＨからＬに変わると、入力側の
トランジスタ２２ａがＯＦＦ（スイッチが開）になり、
コンパレータ２２ｂの反転入力端子の電圧（Ｌに切り変
わった当初は０）と、基準電圧Ｖ１とが比較される。従
って、コンパレータ２２ｂの出力はＨとなるので、充電
回路２２ｃのトランジスタＴｒ１がＯＮになりコンデン
サＣ２が短絡される。よって、充電回路２２ｃは、図５
（Ａ）に示すような回路構成となり、電源電圧Ｖccが、
ＲＣで決定される時定数によりコンデンサＣ１を充電す
る。これにより、その充電回路２２ｃの出力電圧は徐々
に上昇する。

【００３３】この出力電圧の増加にともないコンパレー
タ２２ｂの反転入力端子の電圧も上昇する（図６中ｔ０
〜ｔ１までの電圧変動特性）。この上昇カーブは充電回
路２２ｃの出力電圧の変化にほぼ比例する。そして、ゼ
ロクロスから一定時間経過すると、コンパレータ２２ｂ
の反転入力端子に与えられる電圧（充電回路２２ｃから
フィードバックされる電圧）が基準電圧Ｖ１を越える。
すると、コンパレータ２２ｂの出力はＬになるので充電
回路２２ｃのトランジスタＴｒ１はＯＦＦになり、コン
デンサＣ２の両端子間は開放される。

【００３４】これにより、充電回路２２ｃは、図５
（Ｂ）に示すような等価回路となり、時定数が変化する
ので、その充電回路２２ｃの出力電圧の変化（増加）率
も変わる（高くなる）。従って、図６（Ａ）に示すよう
に、コンパレータ２２ｂの反転入力端子の電圧（ｔ１以
降）は、急激に上昇する。

【００３５】そして、電源信号がゼロクロスすると、ス
イッチ２２ａを構成するトランジスタのゲートにパルス
信号が入力され、一旦スイッチ２２ａがオンになり、コ
ンパレータ２２ｂの反転入力もアースに落ちるため、ゼ
ロになる。以後、上記した処理を繰り返すことにより、
図６（Ａ）に示すようなｓｉｎ波に近い基準波が、電源
信号のゼロクロスの都度出力される。そして、係る波形
が、そのまま基準波生成回路２２の出力となり、コンパ
レータ２３に与えられる。

【００３６】コンパレータ２３では上記したように、点
弧角指令値に応じた指令値（４〜２０ｍＡを電圧変換し
たもの）と比較され、基準波の電圧が指令値以上になっ
ている間コンパレータ２３の出力はＨとなる。従って、
基準波は相間電圧の電源信号がゼロクロスになった後上
昇し、次のゼロクロスになった時にゼロに落ちる略三角
波状となるので、指令値が高いほどパルスがオン（Ｈ）
になる時間（ゼロクロスからの経過時間）が遅いととも
に、パルスがオフ（Ｌ）になるのは次のゼロクロスで共
通するので、結局指令値が高いほど短いパルス（基準パ
ルス）が出力されることになる（図６（Ｂ）参照）。

【００３７】そして、本例ではこのように充電特性（基
準波の形状）を非線形にし、しかも略ｓｉｎカーブに近
付けるようにしたため、指令値に対する出力電圧の関係
は、図７（Ａ）に示すように、ほぼリニアになる。

【００３８】なお、従来から一般に行われている三角波
を基準波として用いた場合には、同図（Ｂ）に示すよう
に、指令値と出力の関係はｃｏｓカーブとなり、また、
単純にＣＲによる充電回路（上記した実施例のように途
中での切り変えがない）の場合には同図（Ｃ）に示すよ
うに、指令値と出力の関係はＳ字カーブとなる。いずれ
も出力電圧は非線形となり、直線性の点では本実施例に
比べ低くなる。そして、三角波を用いた場合が最も直線
性が悪い。しかし、回路構成を考えると、三角波を用い
る場合が最も簡単で、本実施例が最も煩雑となる。従っ
て、本発明では基準波として上記３つのどれを採択する
かは、要求される精度などを考慮して所望のものを使用
することができる。そして本例ではゼロクロス検出回路
２１，基準波形生成回路２２，並びにコンパレータ２３
により基準パルスを生成する手段を構成する。

【００３９】パルス補正回路２４は、点弧角指令が１２
０度以上でも点弧可能（同時にオンするトライアックを
複数発生させる）とするためのもので、通常であれば、
電源信号がゼロクロスすると基準パルスが立ち下がる
が、その立ち下がるのを一定時間遅らせるようにしてい
る。但し、点弧角指令が９０度より小さい場合にも上記
のようにパルスの立ち下がりを遅らせると次の点弧信号
に基づく基準パルス立ち上がりと重なるなどの問題があ
るため、点弧角指令が９０度以下の時には係る遅らせる
処理をしないようにしている。

【００４０】そして、具体的な構成としては図８に示す
ようになっている。同図に示すようにＲＣ充放電回路２
４ａからなるタイマを備え、上記コンパレータ２３の出
力が互いに順方向を逆向きに直列接続されたダイオード
Ｄ１，Ｄ２を介して上記ＲＣ充放電回路２４ａに接続さ
れている。そして、両ダイオードＤ１，Ｄ２の接点に
は、電源電圧Ｖccに導通されている。ＲＣ充放電回路２
４ａの出力はコンパレータ２４ｂに接続され、そのコン
パレータ２４ｂにて電源電圧Ｖccを分圧して得られる所
定の基準電圧Ｖc と比較され、基準電圧Ｖc 以上の時に
Ｈ（パルスオン）が出力され、それ以外はＬが出力され
る。

【００４１】さらに、上記接点は、トランジスタＴｒ
２を介してアースに接続され、このトランジスタＴｒ２
のゲートには、ゼロクロス検出回路２１の出力が接続さ
れ、ゼロクロス検出信号がオンの時にトランジスタＴｒ
２もオンになり、接点がアースと導通する。

【００４２】さらに、ＲＣ充放電回路２４ａの出力は、
抵抗Ｒ３，トランジスタＴｒ３を介してアースに接続さ
れており、このトランジスタＴｒ３はゼロクロス後位相
が９０度遅れた時にオンとなるように設定されている。

【００４３】次に、このパルス補正回路２４の動作原理
について説明する。コンパレータ２３の出力（パルス補
正回路（ＲＣ充放電回路２４ａ）２４への入力）は、上
記したごとく指令値と基準波の大小関係からオン／オフ
（Ｈ／Ｌ）の２種類がある。また、ＲＣ充放電回路２４
ａの出力（接点）は、トランジスタＴｒ３のオン／オ
フに基づき、抵抗Ｒ５を介してアースに接続／アースに
対して開放の２種類がある。

【００４４】従って、上記各条件の組み合わせから４通
りのパターンに分類でき、その時のＲＣ充放電回路２４
ａ及びその周囲の回路の等価回路は、図９（Ａ）〜
（Ｄ）に示すようになる。すなわち、まず同図（Ａ）
は、入力（コンパレータ２３の出力）がＨでトランジス
タＴｒ３がオフの場合を示している。同図に示すよう
に、ダイオードＤ１の両端がともにＨであるので接点
もＨとなり電源電圧Ｖccから供給される電流は、ある時
定数でコンデンサＣ３を充電する（「充電１」）。

【００４５】また、この状態で入力（コンパレータ２３
の出力）がＬになると、電源電圧Ｖccからの電流は、ダ
イオードＤ１を介して流れるので接点もＬとなる。そ
の時の等価回路は同図（Ｂ）に示すようになり、コンデ
ンサＣに充電された電荷は図中矢印で示すようにＲＣ充
放電回路２４ａ内で自己放電する（「放電１」）。そし
て、上記２つの動作は、ゼロクロス後９０度まで適用さ
れる。

【００４６】一方、トランジスタＴｒ３がオンになると
接点は抵抗Ｒ３を介してアースと導通状態になるの
で、入力（コンパレータ２３の出力）がＨの場合には図
９（Ｃ）に示すようになり（「充電２」）、Ｌに落ちる
と同図（Ｄ）のようになる（「放電２」）。そして、こ
の時の動作は上記した同図（Ａ），（Ｂ）の場合と同様
であるが、抵抗Ｒ３が並列接続されることから時定数が
変わるので、充電並びに放電に要する時間が変わる。そ
して、上記２つの動作は、ゼロクロス後９０度以上、後
述する所定角度（１２０＋α度）まで適用される。

【００４７】そして、点弧指令角が９０度未満の時のタ
イムチャートは図１０に示すように、入力（コンパレー
タ２３の出力）が、９０度以前にオンになるので（同図
（Ａ））、充電１（図９（Ａ）の等価回路に基づく充
電）にしたがって動作する。よって、図１０（Ｃ）に示
すように、ＲＣ充放電回路２４ａの出力（接点）は、
所定の時定数にしたがって遅れて立ち上がり、後段のコ
ンパレータ２４ｂの基準電圧（接点の電圧値）以上に
なると、そのコンパレター２４ｂの出力、すなわちパル
ス補正回路２４の出力もＨとなる。そして、図示のよう
に時定数を適宜設定することにより、入力（同図
（Ａ））の立ち上がりに対し、ほとんど遅れることなく
立ち上がる。その後９０度を経過すると、充電２（図９
（Ｃ）の等価回路に基づく充電）に従って動作するが、
すでにコンデンサＣは満充電となっているので、結果と
しては変わりない。

【００４８】また同様の理由から、立ち下がりに対して
も、放電１にしたがって動作し、入力（基準パルス）の
立ち下がりとほぼ同時に立ち下がる。従って、コンパレ
ータ２３の出力とほぼ同一のパルス信号（若干遅れる）
が、パルス補正回路２４、すなわち単相コントローラ２
０の出力信号として出力される。

【００４９】一方、点弧指令角が９０度以上の時には、
図１１に示すようなタイムチャートとなる。すなわち、
入力（コンパレータ２３の出力）が、ゼロクロスから９
０度経過すると図９（Ｃ）または（Ｄ）の等価回路にな
るため、その後に入力がオンになると充電２にしたがっ
て動作し、ほぼ同時に立ち上がる。一方、入力がオフに
なると放電２にしたがって徐々にコンデンサＣに蓄えら
れた電荷が放電されるので、ＲＣ充放電回路２４ａの出
力（接点）の電圧値も徐々に低下し、上記入力（基準
パルス）の立ち下がりから一定時間経過後に基準電圧
（接点）以下になり、コンパレータ２４ｂの出力オフ
になる。したがって、図示のように一定時間だけ基準パ
ルスに比べてパルス幅が延長され、ゼロクロスから１８
０度経過後であっても、単相コントローラ２０の出力は
一定時間オンのままとなる。

【００５０】そして、点弧角指令値をパラメータとした
時の、入力信号（コンパレータ２３の出力）に対するＲ
Ｃ充放電回路２４ａの出力（破線）並びに最終的なパル
ス補正回路２４の出力（実線）は、それぞれ図１２中の
各図に示すようになり、９０度を超えると、一定時間遅
延されて出力がオン状態を維持する。

【００５１】ところで、このパルス延長処理を繰り返し
行なうと、１８０度経過後であってもＲＣ充放電回路２
４ａは瞬時に放電されないため、コンデンサＣの端子間
電圧は一定時間Ｈを保つ。ダイオードＤ１，Ｄ２間の接
点もＨのままとなり、本来的には放電２であるとこ
ろ、充電２の状態となってしまい、最終的には常時オン
状態となるおそれがある。

【００５２】そこで本実施例では、ゼロクロス（前回の
ゼロクロスから１８０度経過時）の時に確実に接点を
Ｌに落とすために、上記したようにゼロクロス検出回路
２１の検出信号を受けて、接点に接続されたトランジ
スタＴｒ２はオンするようにしている。これにより、上
記延長（遅延）処理中は、放電２の状態となり正常に動
作する。

【００５３】点弧信号生成部３０は、図１に示すように
記憶素子たるシフトレジスタ３１と、そのシフトレジス
タ３１を動作させるためのクロック信号を生成するクロ
ック発生回路３２と、シフトレジスタ３１の所定の出力
端子のオン／オフ状態に応じて、１つのトライアックの
みがオンになることを抑制（オンする場合には所定の２
つまたはすべてのトライアックがオン）するように、所
定のトリガ信号を生成し出力する出力ロジック回路３３
と、その出力ロジック回路３３の出力を受けて、点弧信
号を発生する波形成形回路３４とから構成される。

【００５４】シフトレジスタ３１は、１６ビット（８ビ
ット×２）のものを用い、クロック発生回路３２からク
ロック信号が１パルスずつ入る毎に、単相コントローラ
２０から与えられる基準信号（基準パルスに対し、パル
ス幅延長の補正をしたパルス信号または補正しない信号
の両者）の状態（Ｈ／Ｌ）を順次取り込むとともに、従
前に取り込んだ情報を１つずつシフトする。ここで、基
準信号がオンの時がＨとなる。

【００５５】なお、シフトレジスタ３１のシフトタイミ
ング、すなわち、クロック周波数は、位相が１０度変わ
るタイミングと上記シフトタイミングが同期するように
調整されている。具体的には、周波数が５０Ｈｚとする
と、（１／５０）×（１０／３６０）＝０．５５となり、０．５５ｍｓｅｃずつクロックを発生させれば
よい。なお、係るクロックを発生するクロック発生回路
３２は、図示省略するが、水晶発振器とカウンタとを基
本構成とし、水晶の発振周波数をカウンタで分周し、所
望の周波数からなるパルスを出力するようになってい
る。

【００５６】そして、シフトレジスタ３１の３ビット
目，９ビット目及び１５ビット目の出力をそれぞれ、Ｕ
相，Ｗ相，Ｖ相に対する制御用矩形波信号ｕ，ｗ，ｖと
した。

【００５７】従って、シフトレジスタ３１の各出力ｕ，
ｗ，ｖは、単相基準信号がＯＮになった後、３０度遅れ
て制御用矩形波信号ｕがオンし、９０度遅れて制御用矩
形波信号ｗがオンし、１５０度遅れて制御用矩形波信号
ｖがオンする。そして、オンしている期間は、単相基準
信号のパルス幅と同じである。この結果、各出力端子か
らは、単相基準信号を３０度，９０度，１２０度シフト
した矩形波が得られる。

【００５８】このようにしたのは、以下の理由による。
まず図１３に示すように、ｕを３０度としたのは、電源
回路に入るＵＶ相がＵ相に対し３０度進んでいるためで
ある。換言すれば、ＵＶ相に基づいて生成された基準波
が指令値を越えた時から３０度遅れた時がＵ相の電源信
号が実際に指令値を越える時に相当する。また、Ｖ相は
Ｕ相に対して１２０度ずれているので、「３０＋１２
０」より１５０度遅れた時がＶ相の電源信号が実際に指
令値を越える時に相当する。Ｗ相は、さらに１２０度ず
れているので、上記Ｖ相を算出した式に基づけば、２７
０度（３０＋２４０）の点となるが、そのようにすると
シフトレジスタとして少なくとも２７ビット以上のもの
が必要となり、メモリ容量が増大する。そこで本実施例
では、２７０度の反転位相である９０度（＝２７０−１
８０）を用いて制御を行うようにし、メモリの削減を図
っている。

【００５９】そして、上記シフトレジスタ３１の動作の
一例を示すと、図１４（Ａ）に示すように、あるタイミ
ングの状態（便宜上初期値とする）が、シフトレジスタ
３１の出力端子の１〜１０ビット目までがＨとなってい
るとし、この１０ビット分が基準信号がオンしている時
（パルス幅）である。すると、クロックが入る都度１ビ
ット分ずつシフトする。すると、クロック１〜８まで入
力された時の各出力端子（制御用矩形波信号ｕ，ｗ，
ｖ）の状態は、同図（Ｂ）に示すようになる。

【００６０】また、上記のように、シフトレジスタ３１
は、３０，９０，１５０度の出力端子を出力ロジック回
路３３に接続するため、もともと９０度の端子ピンは使
用状態にある。そこで本実施例では、上記シフトレジス
タ３１の９０度の出力端子を上記したパルス補正回路２
４内のトランジスタＴｒ３のベースにも接続するように
して、そのシフトレジスタを９０度を知らせる制御信号
源として利用するようにした。これにより、部品点数の
削減とともに、正確に９０度でトランジスタＴｒ３をオ
ン／オフ制御することができ、精度が向上する。なお、
本発明では、シフトレジスタ以外に別途９０度を知らせ
るためのタイマ等の制御信号発生源を実装してももちろ
ん良い。

【００６１】出力ロジック回路３３は、シフトレジスタ
３１から出力される上記各制御用矩形波信号の状態（Ｈ
／Ｌ）に基づいて、実際にトライアック１０ａ〜１０ｃ
をオンするための点弧信号の発生タイミングとなるゲー
ト信号を生成させる。すなわち、図１５に示すように、
Ｙ結線の３相負荷１１に電力を供給するためには、少な
くとも２つ以上の素子をＯＮにする必要がある。ところ
で、図１４を見ると、クロック（１，２）の時はｕ，ｗ
がＨであるので、対応するトライアック１０ａ，１０ｃ
をオンにすると、図１５に示すように、ＵＷ間に電流が
流れる。しかし、クロック（３，４）の時はｗのみがＨ
であるので、そのまま対応するトライアック１０ｃのみ
をオンにしても電流は流れない（この状態で動作として
は正しい）。但し、ノイズなどにより他のトライアック
１０ａまたは１０ｂが点弧されてオンすると、電流が流
れてしまうおそれがあり、しかも一度流れると電圧が０
になるまで流れ続けるので、必要以上に電力供給される
ことになり位相制御が正しく行えない。従って、この出
力ロジック回路３３では、２つ以上の制御用矩形波信号
がＨになっている時のみにトライアックがオンになるよ
うにし、安定した駆動が確保されるようになっている。

【００６２】具体的には図１６に示すような論理回路に
より実施される。これにより、例えば制御用矩形波信号
ｕ，ｖ，ｗが図１７のようになっているとすると、１つ
のみがＨとなっている１，５番目のときの各ゲートＵ，
Ｖ，ＷはすべてＬとなり、それ以外は対応する制御用矩
形波信号がＨになっているゲートがＨとなる。そして、
各ゲートＵ，Ｖ，ＷがＬからＨに切り変わる時が対応す
るトライアック１０ａ〜１０ｃに対する点弧タイミング
となる。

【００６３】波形成形回路３４は、上記各ゲートがＬか
らＨに切り変わった時にパルス幅の短いトリガパルスが
出力され、その後はＬの状態が保持されるようにした回
路で、これにより所望のタイミング（ゲートがＬからＨ
に切り変わる時）でのみ確実に点弧信号が発生するよう
にしている。

【００６４】具体的には、図１８に示すように、微分回
路３４ａと、シュミットトリガ回路３４ｂとを備え、ゲ
ート信号の反転信号を微分回路３４ａに与え、この微分
回路３４ａにより、ゲート信号がＬからＨに変わる時を
検出し、トリガパルスを発生させる。このように微分回
路３４ａを設けたことにより、ＬからＨに変わるように
急な変化があった時のみトリガパルスを出力するように
し、ノイズによりＨレベルで微小変動しているような場
合に誤って点弧信号が出力されないようにしている。そ
して、シュミットトリガ回路３４ｂにより、上記トリガ
パルスをパルス幅の短い単発の矩形波を出力させる。こ
の矩形波が点弧信号となる（図１９参照）。

【００６５】このように、本例では、少なくとも２つ以
上のゲートがオンになっていることが条件のため、指令
値（位相角）は、０度〜１２０＋α度の範囲（αはパル
ス補正回路２４における遅延時間に対応）で制御可能と
なる。すなわち、１２０＋α度を超えると、ｕ，ｖ，ｗ
のゲート信号（トリガパルス）が同時に複数がオンにな
る箇所がなくなるからである。そして理想的には１５０
度までの制御が可能となる。

【００６６】ドライブ回路４０は、点弧信号を受け、ト
ライアック１０ａ〜１０ｃを駆動するもので、図２０に
示すように、入力側にスイッチ４１となるトランジスタ
を備え、電源電圧Ｖｃｃとアース間には、直列接続され
た上記スイッチ４１とフォトトライアックカプラ４２が
配置される。また、フォトトライアックカプラ４２の受
光側には制御対象のトライアック１０ａ〜１０ｃが接続
される。これにより、点弧信号を受けると、スイッチ４
１を構成するトランジスタがオンになるので、スイッチ
が閉じフォトトライアックカプラ４２に電流が流れ、発
光する。その発光を受けて受光側もオンになり、フォト
トライアックカプラ４２を介して電源と負荷とが導通さ
れ電力供給され、それにともないトライアック１０ａが
点弧される。

【００６７】なお、図中符合４３は、ＲＣ直列回路から
なるスナバ回路であり、同４４は、バリスタである。そ
して、係るドライブ回路４０の構成は、従来のものと同
様のものを用いることができるので、詳細な説明を省略
する。さらに上記構成のドライブ回路４０は、各トライ
アック１０ａ〜１０ｃに対してそれぞれ接続され、所定
のタイミング（１２０度ずつずれる）で点弧させる。

【００６８】そして、上記のようにドライブ回路４０
は、波形成形回路３４より出力される点弧信号にしたが
って所定のトライアック１０ａ〜１０ｃをオンにし、し
かも係る点弧信号は、パルス補正回路２４によって点弧
角指令値が９０度を越えた場合には、オフになる時間が
１８０度以上になるので、複数のトライアックがオンで
きる区間が０〜１２０＋α度（補正しない場合には１２
０度）となり、制御可能な区間が伸び、しかも低電圧で
も制御可能とる。

【００６９】さらに本実施例では、電源信号のゼロクロ
スをゼロクロス検出回路２１を用いてアナログ方式によ
り検出しているため、デジタル方式の欠点であるサンプ
リングタイムに基づく誤差がなく正確に検出できる。ま
た、１つの相間電圧（本例ではＵＶ間）に基づいて、シ
フトレジスタ３１等のデジタル回路にて各電源ラインに
挿入されたトライアックに対する点弧タイミングを生成
しているため、各トライアック１０ａ〜１０ｃの点弧タ
イミングは１２０度ずつ正確にずらせることができる。

【００７０】次に、上記した実施例を用い、点弧タイミ
ング（点弧角指令値）が０度（ゼロクスからの遅れ位相
（以下同じ））、３０度，６０度，９０度，１２０度，
１３０度，１４０度の時の、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの波形と、
ＵＶ間の相間電圧及び出力電圧ＲＳの関係を図２１〜図
２７にそれぞれ示す。なお、各図中下方に示したトリガ
パルスは、上記したシフトレジスタ３１からの出力（制
御用矩形波信号ｕ，ｖ，ｗ）である。

【００７１】図２１から明らかなように、点弧角指令値
が０度の時は、すべてのゲート信号が常時ＯＮになって
いるので、Ｕ，Ｖ，Ｗ相が常時３相負荷に供給される
（各電源信号のゼロクロス通過と同時に対応するトライ
アックが点弧される）ため、ＵＶの相間電圧と同期し、
綺麗な正弦波が出力される。そして、点弧各指令値が増
加するにつれて、ゼロクロスから点弧されるまでの時間
が長くなり、その間の負荷への電力供給はないため、出
力電圧ＲＳは図示のように二点鎖線で示す正弦波（Ｕ
Ｖ）に対して歪んだ波形となり、その電力供給量も減少
する（図２２〜図２４）。

【００７２】そして、点弧角指令値が１２０度になる
と、９０度を越えているのでパルス補正回路２４による
遅延処理が作動する。よって、図２５に示すように１８
０度になってもオフにならずトリガがオンとなっている
期間が約２０度程度延長される。従って、その延長され
た期間で２つのトリガがオンとなるため、２つのトライ
アックがオン状態となり、僅かな期間であるが出力電圧
ＲＳが発生する。そしてこれは点弧角指令値が１３０度
のときもオン時間がさらに短くなるが同様の動作原理に
より僅かに電力供給が可能となる（図２６参照）。

【００７３】そして、点弧角指令値が１４０度になる
と、複数のトリガが同時にオンすることがなくなるの
で、各ゲートは常時オフとなるため、出力電圧ＲＳもゼ
ロとなる。この点弧角指令値に対する出力電圧の関係
は、図２８のように、ほぼリニアに減少していき、１４
０度でゼロとなる。なお、理論的には１５０度までの制
御が可能であるが、確実に２つのトライアックが同時に
オン、すなわち、各相用のトリガがオンとなっている区
間が重複するためには、若干のマージンを取り、上記の
ように１４０度程度までが安定した制御が行えた。

【００７４】なお、上記した実施例では、アナログ方式
とデジタル方式を融合して構成した新規な構成からなる
３相電力調整器に適用した例について示したが、本発明
はこれに限ることなく、他の３相電力調整器（スイッチ
ング素子としてトライアックを使用するもの）にも適用
することができる。

【００７５】一例を示すと図２９のようになる。すなわ
ち、同図はアナログタイプに適用した例で、アナログタ
イプの場合は、図示のように一度３相電源ラインのＵ，
Ｖ，Ｗ相から中性点に対する信号を例えばＹ−Ｙ結線し
たトランス５０から取り出し、その取り出した信号（電
源信号）を、各単相のトライアックを用いた３つの単相
電力調整器５１にそれぞれ与える。３つの単相電力調整
器５１には、それぞれ同一の点弧角指令値が設定され、
所定の点弧角で内蔵するトライアック５１ａを点弧し、
所定角度分だけ負荷に電力供給をする。

【００７６】そして各単相電力調整器５１は、同図
（Ｂ）に示すように、電源信号に基づいてゼロクロス検
出回５１ｂ，基準波生成回路５１ｃを用いて三角波（の
こぎり波）を発生させ、コンパレータ５１ｄにてその三
角波と指令信号（ＤＣ）との比較を行い、指令信号に応
じたデューティ比のパルスを生成する。係る構成は従来
の通常の単相電力調整器と同様である。そして、本発明
では係るコンパレータ５１ｄの出力をパルス補正回路５
１ｅ，ゲートパルスアンプ５１ｆを介してトライアック
５１ａへ与えるようにしている。

【００７７】そして、パルス補正回路５１ｅは、点弧角
指令値９０度よりも大きい場合に、基準パルスの立ち下
がりを延長して遅らせるもので、具体的な回路構成は、
例えば図３０に示すようになっている。図から明らかな
ように、このパルス補正回路５１ｅは、上記した実施例
におけるパルス補正回路２４と基本的に同一構成を採
る。そして、パルスの延長の有無を制御決定するトラン
ジスタＴｒ３は、遅延素子５１ｇの出力によりオン／オ
フされる。この遅延素子５１ｇは、例えばタイマを用い
ることができ、９０度出力指令でパルス補正回路が駆動
し、遅延を開始するようになっている。なお、本回路の
具体的な動作原理は、上記した実施例と同様であるの
で、その詳細な説明を省略する。なおまた、ゲートパル
スアンプ５１ｆは、上記した実施例におけるドライブ回
路４０に相当する。

【００７８】係る構成にすることにより、各単相電力調
整器５１により動作制御されるトライアック５１ａは、
１８０度を超えてもオン状態を維持できるので、結局複
数のトライアックが同時にオンになっている状態が、０
〜１２０＋α度となり、上記遅延分に相当するα度分だ
け制御可能な角度範囲が広がる。

【００７９】

【発明の効果】以上のように、本発明に係る３相電力調
整器では、パルス補正手段により、基準パルスの立ち下
がりを延長することができるので、スイッチング素子と
してトライアックを用いつつ点弧角指令が１２０度以上
で同時に複数のとトライアックをオンにすることができ
る。このように、１２０度以上の点弧角制御を可能にす
ることから、低電圧での安定した制御を行うことができ
る。そして、単相電力調整器として一般に用いられてい
るトライアックを用いて３相電力調整器を構成すること
ができるので、装置の共通化が図れ、コスト安となる。

【００８０】さらに請求項２のように構成した場合に
は、高分解能で、正確にゼロクロスを検出でき、各相の
点弧タイミングが１２０度ずつずれ、安定した駆動が行
なえ、小型で発熱量も少なくすることができる。

【００８１】すなわち、任意の２相の相間電圧に基づい
て基準信号を生成するため、トランス等は１つで済み、
発熱量を抑制できる。そして、ゼロクロス検出から基準
波成形並びに指令値との比較までの基準信号を出力する
単相コントロールをアナログ回路で構成したため、ゼロ
クロスを正確に検出すことができる。

【００８２】また、実際にトライアックを点弧する点弧
信号は、アナログ方式により生成された１つの基準信号
に対してデジタル処理をして所定角度だけずらすことに
より形成されるので、各相の点弧タイミングは正確に１
２０度ずつずれる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る３相電力調整器の一実施例を示す
図である。

【図２】電源装置並びにゼロクロス検出器の内部構成を
示す図である。

【図３】ゼロ検出回路の動作原理を示す図である。

【図４】基準波生成部の回路構成を示す図である。

【図５】基準波生成部内の充電回路の動作原理を示す図
である。

【図６】基準波生成部の出力特性を示す図である。

【図７】基準波生成部の変形例の動作を説明する図であ
る。

【図８】パルス補正回路の回路構成を示す図である。

【図９】パルス補正回路内のＲＣ充放電回路の動作原理
を示す図である。

【図１０】パルス補正回路の動作を説明するタイムチャ
ートである。

【図１１】パルス補正回路の動作を説明するタイムチャ
ートである。

【図１２】パルス補正回路の作用を説明する波形図であ
る。

【図１３】各電源信号の位相差の相関関係を示す図であ
る。

【図１４】シフトレジスタの動作原理を示すタイミング
チャートである。

【図１５】３相負荷に対する電力供給の状態を説明する
図である。

【図１６】出力ロジック回路の内部構成を示す図であ
る。

【図１７】出力ロジック回路の動作の一例を示すタイミ
ングチャートである。

【図１８】波形成形回路の内部構成を示す図である。

【図１９】波形成形回路の動作を説明するタイミングチ
ャートである。

【図２０】ドライブ回路の内部構成を示す図である。

【図２１】点弧角指令が０度の時の各波形の状態を示す
図である。

【図２２】点弧角指令が３０度の時の各波形の状態を示
す図である。

【図２３】点弧角指令が６０度の時の各波形の状態を示
す図である。

【図２４】点弧角指令が９０度の時の各波形の状態を示
す図である。

【図２５】点弧角指令が１２０度の時の各波形の状態を
示す図である。

【図２６】点弧角指令が１３０度の時の各波形の状態を
示す図である。

【図２７】点弧角指令が１４０度の時の各波形の状態を
示す図である。

【図２８】本実施例の点弧各指令に対する出力電圧の関
係を示す図である。

【図２９】本発明に係る３相電力調整器の他の実施例を
示す図である。

【図３０】そのパルス補正回路の内部構成を示す回路図
である。

【符号の説明】

１０ａ〜１０ｃトライアック１１３相負荷２０単相コントローラ２１ゼロクロス検出回路２２基準波成形回路２３コンパレータ２４パルス補正回路３０点弧信号生成回路３１シフトレジスタ（記憶素子）４０ドライブ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】３相電源から負荷への電源ライン上に実
装されたトライアックの点弧角を制御する３相電力調整
器において、前記電源ラインを流れる電源信号に基づいて、与えられ
た点弧角指令値に応じたパルス幅からなる基準パルスを
生成する手段と、前記点弧角指令値が所定の値の時に、前記生成された基
準パルスの立ち下がりを遅延させるパルス補正手段と、前記パルス補正手段の出力に基づいて前記トライアック
を点弧させる手段とを備えた３相電力調整器。
【請求項２】３相の電源ラインのうちの任意の２相の
相間電圧に基づいて各相の点弧信号の基準となる基準パ
ルスを生成するアナログ式の単相コントローラと、その単相コントローラの出力に対して、デジタル処理に
より所定の位相角だけ遅らせて各相に対する点弧信号を
生成する点弧信号生成手段と、その点弧信号生成手段から受ける点弧信号に基づいて前
記各電源ライン上に実装されたトライアックを点弧する
駆動手段とを備え、かつ、前記単相コントローラが、前記点弧角指令値が所
定の値の時に、前記生成された基準パルスの立ち下がり
を遅延させるパルス補正手段をさらに備えた３相電力調
整器。
【請求項３】前記点弧信号生成手段が、前記パルス補
正手段にからの出力信号のＬ／Ｈの状態を記憶するとと
もに所定のタイミングで記憶情報をシフトするシフトレ
ジスタを備え、そのシフトレジスタの所望の出力端子からの出力に基づ
いて点弧信号を生成するようにし、かつ、前記パルス補正手段にて遅延処理をするか否かの
制御信号として、前記シフトレジスタの出力を用いるよ
うにした請求項２に記載の３相電力調整器。
【請求項４】前記パルス補正手段は、時定数を切替可
能なＣＲ充放電回路を備え、ゼロクロスから所定の位相
角が経過した時に与えられる制御信号に基づいて、前記
ＣＲ充放電回路の時定数を切り換え、前記基準パルスの
立ち下がりを遅延させるようにした請求項１〜３のいず
れか１項に記載の３相電力調整器。