JPH08214550A - Controller pwm converter - Google Patents
Controller pwm converterInfo
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- JPH08214550A JPH08214550A JP7014926A JP1492695A JPH08214550A JP H08214550 A JPH08214550 A JP H08214550A JP 7014926 A JP7014926 A JP 7014926A JP 1492695 A JP1492695 A JP 1492695A JP H08214550 A JPH08214550 A JP H08214550A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを含む交流
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギー等を電
源側へ回生する機能を有したＰＷＭコンバータの制御装
置に係り、特にＰＷＭコンバータ起動時に過大な電源電
流が流れないようにするＰＷＭコンバータの制御装置に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention has a variable speed drive device for an AC motor including an inverter as a load, supplies power from the power source to the load side, and regenerates inertia energy on the load side to the power source side. The present invention relates to a control device for a PWM converter having a function, and particularly to a control device for a PWM converter that prevents an excessive power supply current from flowing when the PWM converter is started.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＰＷＭコンバータの主回路はスイッチン
グ素子をブリッジ結線し、各スイッチング素子にはダイ
オードが逆並列に接続されている。ここでスイッチング
素子のゲートを遮断するとコンバータの出力側には交流
電源をダイオードで整流した直流電圧が得られる。これ
をダイオード整流モードと称し、このモードからＰＷＭ
コンバータをＰＷＭ制御するモードへ切り替えるコンバ
ータ起動時において過大な電源電流が流れる。このため
コンバータ主回路素子の破損や、過電流トリップが生じ
る等問題が発生する。そこで、この対策方法として、例
えば特開平1− 160364号に記載されている。これは、
コンバータ起動前は平滑コンデンサ間の直流電圧検出値
を直流電圧指令とし、起動後はコンバータ定常運転時の
直流電圧指令まで徐々に直流電圧指令を上げている。こ
のような処理により、直流電圧の指令と検出値の偏差を
小さくすることで、この偏差をＰＩ補償した出力である
電源電流振幅指令を小さくして起動している。これによ
り、電源電流が過大にならないようにしている。この場
合、コンバータ起動時のコンバータ入力電圧指令は電源
電流振幅指令が小さいので、ほぼコンバータ定常運転時
の電圧指令となり、電源電圧の大きさに近いコンバータ
入力電圧指令になっていると考えられる。2. Description of the Related Art In a main circuit of a PWM converter, switching elements are bridge-connected, and diodes are connected in antiparallel to each switching element. When the gate of the switching element is cut off, a DC voltage obtained by rectifying an AC power supply with a diode is obtained at the output side of the converter. This is called the diode rectification mode, and from this mode PWM
Excessive power supply current flows when the converter is switched to the PWM control mode. This causes problems such as damage to the converter main circuit element and occurrence of overcurrent trip. Then, as a countermeasure against this, for example, it is described in JP-A-1-160364. this is,
Before the converter is started, the DC voltage detection value between the smoothing capacitors is used as the DC voltage command, and after the converter is started, the DC voltage command is gradually increased to the DC voltage command during the steady operation of the converter. By such processing, the deviation between the DC voltage command and the detected value is reduced, and the power supply current amplitude command, which is the PI-compensated output of the deviation, is reduced to start. This prevents the power supply current from becoming excessive. In this case, since the power supply current amplitude command is small in the converter input voltage command when the converter is started, it is considered that the converter input voltage command is a voltage command during the converter steady operation, which is close to the power supply voltage.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】この従来例は、電源電
流指令を絞って起動するので過大電源電流をかなり抑制
できると考えられる。しかし、ダイオード整流モードか
らＰＷＭコンバータ制御モードへ切り替える際、過大な
電源電流が流れる第１の原因は直流電圧が低いためコン
バータの入力電圧が電源電圧よりかなり低くなり、この
差電圧がインピーダンスが小さい交流リアクトルに加わ
り過大電流が流れるからである。例えば、三相２００Ｖ
受電の場合、ダイオード整流電圧は電源電圧のピークま
で充電するので２８３Ｖとなる。この直流電圧で振幅比
１（搬送波ピーク値に対する変調波ピーク値の比が１）
におけるコンバータ入力電圧の大きさは、正弦波変調の
場合、受電電圧の０.８６６ 倍なので１７３Ｖとなり、
２７Ｖの差電圧が生じる。これにより、過大電流が流れ
ると考えられる。なお、直流電圧が上昇していくとコン
バータ入力電圧が大きくなり差電圧が小さくなるので過
大電流が収束する。このようなことから、電源電流指令
を小さくして起動するだけでは過大電源電流の抑制効果
は十分でないと考えられる。In this conventional example, since the power supply current command is narrowed down and started, it is considered that the excessive power supply current can be considerably suppressed. However, when switching from the diode rectification mode to the PWM converter control mode, the first cause of the excessive power supply current is that the input voltage of the converter is considerably lower than the power supply voltage because the DC voltage is low, and this difference voltage is an AC current with a small impedance. This is because an excessive current flows when it joins the reactor. For example, three-phase 200V
In the case of power reception, the diode rectified voltage is 283V because the diode rectified voltage is charged to the peak of the power supply voltage. Amplitude ratio 1 at this DC voltage (ratio of modulated wave peak value to carrier wave peak value is 1)
In the case of sine wave modulation, the converter input voltage at is 173V because it is 0.866 times the received voltage.
A differential voltage of 27V is produced. It is considered that this causes an excessive current to flow. As the DC voltage increases, the converter input voltage increases and the difference voltage decreases, so that the excess current converges. Therefore, it is considered that the effect of suppressing the excessive power supply current is not sufficient only by starting the power supply current command with a small value.
【０００４】本発明の目的は、ＰＷＭコンバータのゲー
トを遮断したダイオード整流モードからＰＷＭコンバー
タ制御モードへ切り替えるコンバータ起動の際、過大な
電源電流が流れないようにしたＰＷＭコンバータの制御
装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide a control device for a PWM converter that prevents an excessive power supply current from flowing when the converter is switched from the diode rectification mode in which the gate of the PWM converter is cut off to the PWM converter control mode. It is in.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】コンバータ起動時におけ
る過大電源電流の主たる原因は、直流電圧が低いために
通常運転時のコンバータ入力電圧指令ではコンバータ入
力電圧が小さくなるためである。The main cause of the excessive power supply current at the time of starting the converter is that the converter input voltage becomes small in the converter input voltage command during the normal operation because the DC voltage is low.
【０００６】そこで、上記目的を達成するための手段と
して、コンバータ起動時にコンバータ入力電圧指令値を
コンバータ定常運転時の指令値より大きい状態で起動す
る手段を設け、これにより、平滑コンデンサ間の直流電
圧が低い起動時において、コンバータ入力電圧をできる
だけ大きくするようにした。つまり、電源電流は電源電
圧ベクトルと、コンバータ入力電圧ベクトルとの差電圧
ベクトルの大きさにほぼ比例して流れる。そこで、直流
電圧が低い起動時、コンバータ入力電圧指令をできるだ
け大きくして、差電圧ベクトルが小さくなるようにし
た。Therefore, as means for achieving the above object, means is provided for starting the converter input voltage command value at the time of starting the converter in a state larger than the command value during converter steady operation, whereby the DC voltage between the smoothing capacitors is increased. The converter input voltage is set to be as high as possible at low start-up. That is, the power supply current flows substantially in proportion to the magnitude of the difference voltage vector between the power supply voltage vector and the converter input voltage vector. Therefore, when the DC voltage is low, the converter input voltage command is made as large as possible so that the differential voltage vector becomes small.
【０００７】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第１の手段として、平滑コンデンサ電圧の指令
値と検出値が一致するようにＰＩ（比例＋積分）補償
し、有効パワー分電流指令Ｉq*を出力する手段と、有効
パワー分電流の指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するよう
にＰＩ補償し、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧
補正量△Ｖq を出力する手段を設け、コンバータ起動時
までにｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分
器出力を、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常
運転時の指令値より、大きい状態になる値に初期設定し
ておき、コンバータを起動するようにした。Next, as a first means for increasing the converter input voltage as much as possible, PI (proportional + integral) compensation is performed so that the command value of the smoothing capacitor voltage and the detected value match, and the effective power current command I q *. and means for outputting, means for outputting a command value I q * to be PI compensator so that the detected value I q matches, q-axis voltage correction amount of the converter input voltage vector △ V q of active power component of current provided, the integrator output of the PI compensator which outputs a q-axis voltage correction amount △ V q by the converter startup, than the command value when the converter input voltage command value converter steady operation, leave initialized to a value that causes a large state , Started the converter.
【０００８】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第２の手段として、第１の手段に加えて有効パ
ワー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力も
コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転時の指
令値より、大きい状態になる値に初期設定しておき、コ
ンバータを起動するようにした。Next, as a second means for increasing the converter input voltage as much as possible, in addition to the first means, the PI compensation integrator output for outputting the current command I q * for the effective power also has a converter input voltage command value. The converter is started up by initializing it to a value that is larger than the command value during steady operation of the converter.
【０００９】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第３の手段として、コンバータ起動前は平滑コ
ンデンサ電圧指令値Ｖdc* を平滑コンデンサ電圧検出値
Ｖdcより小さい値に設定しておき、これにより有効パワ
ー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力と、
ｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力
とを、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転
時の指令値より、大きい状態になる値に動作させてお
き、コンバータ起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧指
令値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値に上げてコンバ
ータ制御するようにした。Next, as a third means for increasing the converter input voltage as much as possible, the smoothing capacitor voltage command value V dc * is set to a value smaller than the smoothing capacitor voltage detection value V dc before starting the converter. A PI-compensated integrator output that outputs an effective power current command I q *,
The PI-compensated integrator output that outputs the q-axis voltage correction amount ΔV q is operated so that the converter input voltage command value becomes larger than the command value during the steady operation of the converter. The smoothing capacitor voltage command value V dc * is increased to the converter control voltage command value to control the converter.
【００１０】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第４の手段として、有効パワー分電流の指令値
Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ補償し、コンバ
ータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力す
る手段と、この△Ｖq と無効パワー分電流Ｉd による交
流リアクトル電圧降下量と電源電圧の振幅指令値Ｖr*を
加えてコンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧指令Ｖq*
を出力する手段を設け、コンバータ起動時、平滑コンデ
ンサ電圧（直流電圧）の検出値がコンバータ制御時の平
滑コンデンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源
電圧の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大き
くするようにした。Next, as a fourth means for increasing the converter input voltage as much as possible, PI compensation is performed so that the detected value I q matches the command value I q * of the active power component current, and the q-axis of the converter input voltage vector. voltage correction amount △ means for outputting the V q, the △ V q and the reactive power component of current I d by an AC reactor voltage drop and the power supply voltage amplitude command value V r * were added q-axis voltage of the converter input voltage vector Command V q *
Means for outputting the amplitude command value V r * of the power supply voltage until the detected value of the smoothing capacitor voltage (DC voltage) substantially coincides with the smoothing capacitor voltage command value during converter control when the converter is started. It is set to be larger than the amplitude of the power supply voltage.
【００１１】[0011]
【作用】まず、第１の手段においては、ＰＷＭコンバー
タ起動前にｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の
積分器出力を負の値又は負のリミット値に初期設定して
いる。そこで、△Ｖq の符号を反転して電源電圧の振幅
指令Ｖr*と加算後ｑ軸の電圧指令Ｖq*としているのでＶ
q*が非常に大きくなりコンバータ入力電圧をできるだけ
大きく制御するように動作する。この結果、電源電圧と
コンバータ入力電圧との差電圧が小さくなり過大な電源
電流は流れない。なお、直流電圧が上昇し定常運転時の
直流電圧指令に到達すると△Ｖq は、ほぼ零に収束す
る。In the first means, the PI compensation integrator output for outputting the q-axis voltage correction amount ΔV q is initially set to a negative value or a negative limit value before the PWM converter is started. Therefore, the sign of ΔV q is inverted to obtain the amplitude command V r * of the power supply voltage and the q-axis voltage command V q * after addition.
q * becomes very large and operates to control the converter input voltage as much as possible. As a result, the difference voltage between the power supply voltage and the converter input voltage becomes small, and an excessive power supply current does not flow. When the DC voltage rises and reaches the DC voltage command during steady operation, ΔV q converges to almost zero.
【００１２】次に、第２の手段においては、更に、コン
バータ起動前に有効パワー分電流指令Ｉq*を出力するＰ
Ｉ補償の積分器出力を負の値にして起動するので有効パ
ワー分電流指令Ｉq*が比較的小さい値からスタートす
る。更にｑ軸電圧補正量△Ｖqを出力するＰＩ補償の積
分器出力を負の値又は負のリミット値に初期設定してＰ
ＷＭ制御に切り替わる。この結果、第一の手段と同様に
Ｖq*が非常に大きくなった状態でＰＷＭ制御に切り替わ
るので、電源電圧とコンバータ入力電圧との差電圧が小
さくなり過大な電源電流は流れない。なお、直流電圧が
上昇し定常運転時の直流電圧指令に到達すると△Ｖ
q は、ほぼ零に収束する。Next, in the second means, P which outputs the active power component current command I q * before the converter is started.
Since the output of the I-compensation integrator is set to a negative value and the operation is started, the effective power component current command I q * starts from a relatively small value. Further, the PI compensation integrator output that outputs the q-axis voltage correction amount ΔV q is initialized to a negative value or a negative limit value, and P
Switch to WM control. As a result, as in the case of the first means, the PWM control is switched in the state where V q * becomes very large, so that the difference voltage between the power supply voltage and the converter input voltage becomes small and an excessive power supply current does not flow. When the DC voltage rises and reaches the DC voltage command during steady operation, ΔV
q converges to almost zero.
【００１３】次に、第３の手段においては、コンバータ
起動前は平滑コンデンサ電圧指令値Ｖdc* が平滑コンデ
ンサ電圧検出値Ｖdcより小さい値に設定されるので、有
効パワー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出
力が負の値になり、実際の有効パワー分電流Ｉq が零な
のでｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器
出力が負の値又は負のリミット値となる。この結果、Ｉ
q*と△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力が負の値で
起動するので第１の手段と同様にｑ軸の電圧指令Ｖq*が
非常に大きい状態で起動することになり、コンバータ入
力電圧をできるだけ大きく制御するように動作する。Next, in the third means, since the smoothing capacitor voltage command value V dc * is set to a value smaller than the smoothing capacitor voltage detection value V dc before the converter is started, the effective power component current command I q * is set. The PI-compensated integrator output that outputs Q becomes a negative value, and the actual effective power current I q is zero, so the PI-compensated integrator output that outputs the q-axis voltage correction amount ΔV q is a negative value or a negative value. It becomes the limit value of. As a result, I
Since the PI-compensated integrator output that outputs q * and ΔV q is started with a negative value, the q-axis voltage command V q * is started in a very large state as in the first means. Operates to control the converter input voltage as much as possible.
【００１４】次に、第４の手段においては、平滑コンデ
ンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コンデンサ
電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源電圧の振幅指
令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大きくすることで
第１の手段と同様にｑ軸の電圧指令Ｖq*が非常に大きい
状態で起動することになり、コンバータ入力電圧をでき
るだけ大きく制御するように動作する。Next, in the fourth means, the amplitude command value V r * of the power supply voltage is changed to the actual power supply until the detected value of the smoothing capacitor voltage substantially matches the smoothing capacitor voltage command value during converter control. By making the amplitude larger than the voltage, the q-axis voltage command V q * is activated in a very large state as in the first means, and the converter input voltage is controlled to be as large as possible.
【００１５】[0015]
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１において、交流電源１から交流電力が交流
リアクトル２を介して、コンバータ３に供給されてお
り、この交流電力はコンバータ３において、直流電力に
変換され、平滑コンデンサ４と負荷５に供給されてい
る。また、コンバータ３を制御する際は、平滑コンデン
サ両端の電圧を検出する直流電圧検出器６の出力と直流
電圧指令Ｖdc* との偏差に応じて有効パワー分電流指令
Ｉq*をＰＩ（比例＋積分）補償器７で生成している。次
に、交流電圧を絶縁して検出する電圧検出器８と電源位
相検出手段９により、Ｒ相の電源電圧位相θr を検出し
ている。次に、電源電流を電流検出器１０で二相分（Ｒ
相検出値をｉr とし、Ｔ相検出値をｉt とする。）検出
し、固定座標軸（ｕｖｗ軸）から回転座標軸（ｄｑ軸）
へ変換するｕｖｗ／ｄｑ変換手段１１により、数１，数
２の演算を行い、無効パワー分電流Ｉd と、有効パワー
分電流Ｉq を求めている。An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In FIG. 1, AC power is supplied from an AC power supply 1 to an AC reactor 2 via an AC reactor 2. This AC power is converted to DC power in the converter 3 and supplied to the smoothing capacitor 4 and the load 5. There is. When controlling the converter 3, the active power component current command I q * is set to PI (proportional) according to the deviation between the output of the DC voltage detector 6 that detects the voltage across the smoothing capacitor and the DC voltage command V dc *. It is generated by the compensator 7. Next, the R-phase power supply voltage phase θ r is detected by the voltage detector 8 which insulates and detects the AC voltage and the power supply phase detection means 9. Next, the power supply current is divided into two phases (R
Phase detection value as the i r, the T-phase detected value i t. ) Detect and rotate from fixed coordinate axes (uvw axes) to rotating coordinate axes (dq axes)
The uvw / dq conversion means 11 for converting into the equations 1 and 2 calculates the reactive power component current I d and the effective power component current I q .
【００１６】[0016]
【数１】Ｉd ＝（０.５７７ｉr＋１.１５５ｉt）cosθd
＋ｉr・sinθd ## EQU1 ## I d = (0.577i r + 1.155i t ) cos θ d
＋ ir ・ sin θ d
【００１７】[0017]
【数２】Ｉq ＝ｉr・cosθd−（０.５７７ｉr＋１.１５
５ｉt）sinθd ここで、θd は、Ｒ相電源電圧位相をθr とすると、θ
d＝θr−π／２である。なお、ｑ軸は電源電圧ベクトル
方向とし、これよりπ／２遅れをｄ軸としている。次
に、非干渉電流制御手段１２により、ＰＩ補償器７の出
力である有効パワー分電流指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一
致し、無効パワー分電流指令Ｉd*に無効パワー分電流Ｉ
d が一致するように、基本となるコンバータ入力電圧ベ
クトルの回転座標軸成分の指令Ｖq*，Ｖd*を出力し、こ
れを基にＰＷＭ信号発生手段１３でＰＷＭ信号を作成
し、コンバータ３へ与えている。[Number 2] I q = i r · cosθ d - (0.577i r +1.15
Here 5i t) sinθ d, θ d, when the R-phase power supply voltage phase and theta r, theta
d = θ r −π / 2. The q axis is in the direction of the power supply voltage vector, and the π / 2 delay from this is the d axis. Next, the non-interference current control means 12 causes the detected value I q to match the effective power component current command value I q * which is the output of the PI compensator 7, and the reactive power component current command I d * to the reactive power component current I d *. I
The commands V q * and V d * of the basic rotational coordinate axis component of the converter input voltage vector are output so that the values of d match, and the PWM signal generating means 13 creates a PWM signal based on the commands V q * and V d *. I'm giving.
【００１８】次に、非干渉電流制御手段１２の詳細は、
減算器１４ａの出力である有効パワー分電流の偏差をＰ
Ｉ補償器１５ａを介してＰＩ補償し、その出力△Ｖq と
電源電圧の大きさの指令Ｖr*と、Ｉd にゲイン１６ｂを
乗じたＩd・ωＬとを符号付き加算器１７ａで数３の演算
を行い、その出力をｑ軸の電圧指令Ｖq*としている。The details of the non-interference current control means 12 will be described below.
P is the deviation of the effective power current which is the output of the subtractor 14a.
And PI compensator through the I compensator 15a, and the output △ V q and the power supply voltage of a magnitude of the command V r *, the number and I d · .omega.L multiplied by the gain 16b to I d signed adder 17a 3 is performed, and the output is used as the q-axis voltage command V q *.
【００１９】[0019]
【数３】Ｖq*＝Ｖr*−△Ｖq−Ｉd・ωＬ ここで、ωは電源電圧の角周波数でＬは交流リアクトル
容量である。一方ｄ軸の電圧指令Ｖd*も同様でありＩq・
ωＬから無効パワー分電流の偏差をＰＩ補償した出力を
減じてＶd*としている。また、有効パワー分電流指令Ｉ
q*は電源から負荷側へパワーを供給する力行モードで正
の値となる。一方、負荷として接続されるインバータ駆
動モータが減速する場合等回生モードではＩq*が負とな
る。[Number 3] V q * = V r * - △ V q -I d · ωL here, ω is L at the corner frequency of the power supply voltage is an AC reactor capacity. While the voltage command of the d-axis V d * is also similar to I q ·
V d * is obtained by subtracting the PI-compensated output of the deviation of the reactive power component current from ωL. In addition, the effective power current command I
q * is a positive value in powering mode in which power is supplied from the power supply to the load side. On the other hand, when the inverter drive motor connected as a load decelerates, Iq * becomes negative in the regenerative mode.
【００２０】次に、本発明の主要部を説明する。図２に
図１に示す制御系の詳細ブロック図を示す。ＰＩ補償器
７及び１５ａ，１５ｂは積分器１８ａ，１８ｂ，１８
ｃ，リミッタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，比例ゲイン２０
ａ，２０ｂ，２０ｃ，加算器２１ａ，２１ｂ，２１ｃか
らそれぞれ構成している。そこで、ＰＷＭ信号をサプレ
スした状態で交流電源を投入し、平滑コンデンサをダイ
オード整流電圧まで初充電する。この場合、一般的に突
入電流抑制抵抗等を介して初充電する。この後、コンバ
ータ起動指令２２が出力されるまではＰＩ積分器出力初
期設定手段２３で、△Ｖq を出力するＰＩ補償器１５ａ
の積分器１８ｂの出力を常に負の値又は負のリミット値
に設定しておく。この結果、Ｉq*が正であっても積分器
１８ｂの初期値が比例ゲイン２０ｂの出力より小さいた
め△Ｖq は負の値となる。そこで、数３からＶq*は最大
値に近い値となり、コンバータ起動時、比較的直流電圧
が低いダイオード整流電圧においてもコンバータ入力電
圧が比較的大きくなる。この結果、電源電圧とコンバー
タ入力電圧との差電圧が小さくなり過大な電源電流は流
れない。なお、直流電圧が上昇し定常運転時の直流電圧
指令に到達すると△Ｖq や積分器１８ｂの出力は、ほぼ
零に収束する。このようにコンバータ起動前にＰＩ補償
の積分器１８ｂの出力を負の値又は負のリミッタに設定
した状態で起動することで、コンバータ起動時の過大電
源電流を抑制できると言う効果がある。Next, the main part of the present invention will be described. FIG. 2 shows a detailed block diagram of the control system shown in FIG. The PI compensators 7 and 15a, 15b are integrators 18a, 18b, 18
c, limiters 19a, 19b, 19c, proportional gain 20
a, 20b, 20c and adders 21a, 21b, 21c, respectively. Therefore, an AC power supply is turned on while suppressing the PWM signal, and the smoothing capacitor is initially charged to the diode rectified voltage. In this case, generally, the initial charging is performed via a rush current suppressing resistor or the like. After that, the PI integrator output initial setting means 23 outputs ΔV q until the converter start command 22 is output.
The output of the integrator 18b is always set to a negative value or a negative limit value. Consequently, since the initial value of the integrator 18b even the I q * positive is less than the output of the proportional gain 20b △ V q has a negative value. Therefore, from Equation 3, V q * becomes a value close to the maximum value, and the converter input voltage becomes relatively large even when the converter is started and the diode rectified voltage has a relatively low DC voltage. As a result, the difference voltage between the power supply voltage and the converter input voltage becomes small, and an excessive power supply current does not flow. When the DC voltage rises and reaches the DC voltage command during steady operation, ΔV q and the output of the integrator 18b converge to almost zero. In this way, by starting the output of the PI compensation integrator 18b with a negative value or a negative limiter before starting the converter, it is possible to suppress an excessive power supply current at the time of starting the converter.
【００２１】次に、他の実施例を図３に示す。図２の実
施例と異なる部分はコンバータ起動前にＰＩ積分器出力
初期設定手段２３で、△Ｖq を出力するＰＩ補償器１５
ａの積分器１８ｂの出力を負の値又は負のリミット値に
設定するのに加えて、Ｉq*を出力するＰＩ補償器７の積
分器１８ａの出力を負の値又は負のリミット値に設定し
ている点である。これにより、積分器１８ａ出力の初期
値と、比例ゲイン20ａの出力との加算値がＩq*となり、
Ｉq*を比較的小さくできる。この結果、Ｉq*とＩq の偏
差を小さくでき比例ゲイン２０ｂの出力は小さくなる。
そこで、△Ｖqを出力するＰＩ補償器１５ａの積分器１
８ｂの出力は負のリミット値に設定されるので数３から
Ｖq*は最大値に近い値となる。この結果、図２の実施例
と同様にコンバータ入力電圧が比較的大きくなり、コン
バータ起動時の過大電源電流を抑制できると言う効果が
ある。Next, another embodiment is shown in FIG. 2 is different from the embodiment of FIG. 2 in that the PI integrator output initial setting means 23 outputs ΔV q before starting the converter.
In addition to setting the output of the integrator 18b of a to a negative value or a negative limit value, the output of the integrator 18a of the PI compensator 7 that outputs I q * is set to a negative value or a negative limit value. This is the setting point. As a result, the added value of the initial value of the output of the integrator 18a and the output of the proportional gain 20a becomes I q *,
I q * can be made relatively small. As a result, the deviation between I q * and I q can be reduced, and the output of the proportional gain 20b is reduced.
Therefore, the integrator 1 of the PI compensator 15a that outputs ΔV q
Since the output of 8b is set to a negative limit value, V q * becomes a value close to the maximum value from the expression (3). As a result, as in the embodiment of FIG. 2, the converter input voltage becomes relatively large, and there is an effect that an excessive power supply current at the time of starting the converter can be suppressed.
【００２２】なお、図３ではコンバータ起動時、積分器
１８ａの出力を負のリミット値に設定してＩq*を小さく
したが、Ｉq*の前段であるリミッタ１９ｄのリミット値
を起動直後は絞っておき、時間と共に徐々に大きくして
も良い。In FIG. 3, when the converter is started, the output of the integrator 18a is set to a negative limit value to reduce I q *, but immediately after the limit value of the limiter 19d, which is the preceding stage of I q *, is started. You may squeeze it and gradually increase it over time.
【００２３】次に、他の実施例を図４に示す。図２の実
施例と異なる部分は直流電圧指令設定手段２４を設けて
コンバータ起動前は平滑コンデンサ電圧指令値Ｖdc* を
平滑コンデンサ電圧検出値Ｖdcより小さい値に設定する
ことで、ＰＩ補償器の積分器１８ａと１８ｂの出力を負
の値又は負のリミッタに設定している。次に、この状態
でコンバータ起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧指令
値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値まで上げてコンバ
ータ制御する。Next, another embodiment is shown in FIG. 2 is different from the embodiment of FIG. 2 in that a DC voltage command setting means 24 is provided and the smoothing capacitor voltage command value V dc * is set to a value smaller than the smoothing capacitor voltage detection value V dc before the converter is started. The outputs of the integrators 18a and 18b are set to negative values or negative limiters. Next, in this state, the smoothing capacitor voltage command value V dc * is raised to the converter control voltage command value together with the converter start command to control the converter.
【００２４】この結果、図２の実施例と同様にＶq*は最
大値に近い状態で起動するのでコンバータ入力電圧が比
較的大きくなり、コンバータ起動時の過大電源電流を抑
制できると言う効果がある。As a result, as in the embodiment of FIG. 2, since V q * is started in a state close to the maximum value, the converter input voltage becomes relatively large, and the effect that the excessive power supply current at the converter start can be suppressed is obtained. is there.
【００２５】次に、本発明の他の実施例を図５に示す。
図２の実施例と異なる部分はコンバータ起動指令後、電
源電圧指令フォーシング手段２５で、電源電圧の振幅指
令値Ｖr*を短時間大きくしている点である。つまり、平
滑コンデンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コ
ンデンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源電圧
の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より、かなり
大きくすることで、ｑ軸の電圧指令Ｖq*が非常に大きい
状態で起動することになる。Next, another embodiment of the present invention is shown in FIG.
The difference from the embodiment of FIG. 2 is that the power supply voltage command forcing means 25 increases the power supply voltage amplitude command value V r * for a short time after the converter start command. That is, by setting the amplitude command value V r * of the power supply voltage to be considerably larger than the amplitude of the actual power supply voltage until the detected value of the smoothing capacitor voltage substantially matches the smoothing capacitor voltage command value during converter control, The voltage command V q * of the q-axis is activated in a very large state.
【００２６】この結果、図２の実施例と同様にコンバー
タ入力電圧が比較的大きくなるので、コンバータ起動時
の過大電源電流を抑制できると言う効果がある。又、図
２〜図５の実施例を組み合わせて起動しても同様な効果
がある。As a result, since the converter input voltage becomes relatively large as in the embodiment of FIG. 2, there is an effect that an excessive power supply current at the time of starting the converter can be suppressed. Further, the same effect can be obtained by combining the embodiments of FIGS.
【００２７】[0027]
【発明の効果】本発明によれば、ｑ軸のコンバータ入力
電圧指令Ｖq*が非常に大きい状態でコンバータ制御に切
り替えるので比較的直流電圧が低いダイオード整流電圧
においてもコンバータ入力電圧が比較的大きくなる。こ
の結果、電源電圧とコンバータ入力電圧との差電圧が小
さくなり過大な電源電流は流れないという効果がある。According to the present invention, since the converter control is switched to when the q-axis converter input voltage command V q * is very large, the converter input voltage is relatively large even when the diode rectified voltage is relatively low in DC voltage. Become. As a result, the difference voltage between the power supply voltage and the converter input voltage becomes small, and there is an effect that an excessive power supply current does not flow.
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。FIG. 1 is a control block diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す制御系の詳細ブロック図。FIG. 2 is a detailed block diagram of the control system shown in FIG.
【図３】図２に示す実施例を改良した他の実施例を示す
制御ブロック図。FIG. 3 is a control block diagram showing another embodiment in which the embodiment shown in FIG. 2 is improved.
【図４】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。FIG. 4 is a control block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図５】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図であ
る。FIG. 5 is a control block diagram showing another embodiment of the present invention.
１…交流電源、２…交流リアクトル、３…コンバータ、
４…平滑コンデンサ、５…負荷、６…直流電圧検出器、
７…ＰＩ補償器、８…電圧検出器、９…電源位相検出手
段、１０…電流検出器、１１…ｕｖｗ／ｄｑ変換手段、
１２…非干渉電流制御手段、１３…ＰＷＭ信号発生手
段、１５ａ…ＰＩ補償器、１８ａ，１８ｂ…積分器、２
２…コンバータ起動指令、２３…積分器出力初期設定手
段、２４…直流電圧指令設定手段、２５…電源電圧指令
フォーシング手段。1 ... AC power supply, 2 ... AC reactor, 3 ... Converter,
4 ... Smoothing capacitor, 5 ... Load, 6 ... DC voltage detector,
7 ... PI compensator, 8 ... Voltage detector, 9 ... Power source phase detecting means, 10 ... Current detector, 11 ... uvw / dq converting means,
12 ... Non-interference current control means, 13 ... PWM signal generation means, 15a ... PI compensator, 18a, 18b ... Integrator, 2
2 ... Converter start-up command, 23 ... Integrator output initial setting means, 24 ... DC voltage command setting means, 25 ... Power supply voltage command forcing means.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上総 裕之 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued Front Page (72) Inventor Hiroyuki Kazusa 7-1 Higashi Narashino, Narashino, Chiba Prefecture Hitachi Keiyo Engineering Co., Ltd.
Claims (6)
介して接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサ
と負荷が接続され、構成する複数の各スイッチング素子
に逆並列にダイオードが接続され、該スイッチング素子
をＰＷＭ制御することにより交流を直流に変換するＰＷ
Ｍコンバータの制御装置において、 前記ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング素子のゲ
ートを遮断したダイオード整流モードからＰＷＭコンバ
ータをＰＷＭ制御するモードへ切り替えるコンバータ起
動の際、前記交流電源の電圧ベクトルと前記ＰＷＭコン
バータの入力電圧ベクトルとの差電圧ベクトルが小さく
なる方向にコンバータ入力電圧ベクトルを制御して、コ
ンバータを起動させるようにしたことを特徴とするＰＷ
Ｍコンバータの制御装置。1. An input side is connected to a three-phase AC power source via an AC reactor, a smoothing capacitor and a load are connected between DC terminals on the output side, and a diode is connected in antiparallel to each of a plurality of constituent switching elements. , PW for converting alternating current into direct current by PWM controlling the switching element
In the control device of the M converter, when the converter is switched from the diode rectification mode in which the gate of the switching element forming the PWM converter is cut off to the mode in which the PWM converter is PWM-controlled, the voltage vector of the AC power supply and the input of the PWM converter A PW characterized in that the converter input voltage vector is controlled so as to decrease the difference voltage vector from the voltage vector to start the converter.
Control device for M converter.
介して接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサ
と負荷が接続され、構成する複数の各スイッチング素子
に逆並列にダイオードが接続され、該スイッチング素子
をＰＷＭ制御することにより交流を直流に変換するＰＷ
Ｍコンバータの制御装置において、 前記ＰＷＭコンバータのゲートを遮断したダイオード整
流モードからＰＷＭコンバータをＰＷＭ制御するモード
へ切り替えるコンバータ起動の際、コンバータ入力電圧
指令値をコンバータ定常運転時の指令値より、大きい状
態で起動する手段を設け、これにより、平滑コンデンサ
間の直流電圧が低い起動時において、コンバータ入力電
圧を大きく制御させるようにしたことを特徴とするＰＷ
Ｍコンバータの制御装置。2. An input side is connected to a three-phase AC power source via an AC reactor, a smoothing capacitor and a load are connected between the output side DC terminals, and a diode is connected in antiparallel to each of a plurality of constituent switching elements. , PW for converting alternating current into direct current by PWM controlling the switching element
In the control device of the M converter, when the converter is switched from the diode rectification mode in which the gate of the PWM converter is cut off to the mode in which the PWM converter is controlled by PWM, the converter input voltage command value is larger than the command value during the converter steady operation. The PW is characterized in that the converter input voltage is largely controlled at the time of starting when the DC voltage between the smoothing capacitors is low.
Control device for M converter.
介して接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサ
と負荷が接続され、構成する複数の各スイッチング素子
に逆並列にダイオードが接続され、該スイッチング素子
をＰＷＭ制御することにより交流を直流に変換するＰＷ
Ｍコンバータの制御装置において、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値が一致するよ
うにＰＩ(比例＋積分)補償し、有効パワー分電流指令Ｉ
q*を出力する手段と、前記交流リアクトル電流を、二軸
の回転座標軸成分に分解し、有効パワー分電流Ｉq と無
効パワー分電流Ｉd を検出する手段と、前記有効パワー
分電流の指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ
補償し、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量
△Ｖq を出力する手段と、該△Ｖq 及び電源電圧の振幅
指令Ｖr*等を基にＰＷＭ信号を作成し、コンバータへ与
えるＰＷＭ信号発生手段を具備し、前記ＰＷＭコンバー
タを構成するスイッチング素子のゲートを遮断したダイ
オード整流モードから、前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ
制御するモードへ切り替えるコンバータ起動の際、前記
ｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力
を、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転時
の指令値より、大きい状態になる値に初期設定し、コン
バータ入力電圧を大きく制御させるようにしたことを特
徴とするPWMコンバータの制御装置。3. An input side is connected to a three-phase AC power source via an AC reactor, a smoothing capacitor and a load are connected between the output side DC terminals, and a diode is connected in antiparallel to each of the plurality of switching elements to be configured. , PW for converting alternating current into direct current by PWM controlling the switching element
In the control device of the M converter, PI (proportional + integral) compensation is performed so that the command value of the smoothing capacitor voltage and the detected value match, and the effective power current command I
means for outputting q *, means for decomposing the AC reactor current into two rotational coordinate axis components and detecting an effective power component current I q and a reactive power component current I d , and a command for the effective power component current PI so that the detected value I q matches the value I q *
Compensated, converter means for outputting a q-axis voltage correction amount △ V q of the input voltage vector, to create the PWM signal based on the amplitude command V r *, etc. of the △ V q and a power supply voltage, PWM signal applied to the converter The PWM converter is switched to the PWM mode from a diode rectification mode that includes a generating unit and shuts off the gate of a switching element that constitutes the PWM converter.
A value at which the converter input voltage command value becomes larger than the command value at the time of steady operation of the converter, when the converter is switched to the control mode and when the converter is started, the PI compensation integrator output that outputs the q-axis voltage correction amount ΔV q. A control device for a PWM converter, which is initially set to control the converter input voltage largely.
介して接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサ
と負荷が接続され、構成する複数の各スイッチング素子
に逆並列にダイオードが接続され、該スイッチング素子
をＰＷＭ制御することにより交流を直流に変換するＰＷ
Ｍコンバータの制御装置において、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値が一致するよ
うにＰＩ(比例＋積分)補償し、有効パワー分電流指令Ｉ
q*を出力する手段と、前記交流リアクトル電流を、二軸
の回転座標軸成分に分解し、有効パワー分電流Ｉq と無
効パワー分電流Ｉd を検出する手段と、前記有効パワー
分電流の指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ
補償し、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量
△Ｖq を出力する手段と、該△Ｖq 及び電源電圧の振幅
指令Ｖr*等を基にＰＷＭ信号を作成し、コンバータへ与
えるＰＷＭ信号発生手段を具備し、前記ＰＷＭコンバー
タを構成するスイッチング素子のゲートを遮断したダイ
オード整流モードからPWMコンバータをＰＷＭ制御する
モードへ切り替えるコンバータ起動の際、前記有効パワ
ー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力と、
前記ｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器
出力とを、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常
運転時の指令値より、大きい状態になる値に初期設定
し、コンバータ入力電圧を大きく制御させるようにした
ことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御装置。4. An input side is connected to a three-phase AC power source via an AC reactor, a smoothing capacitor and a load are connected between the output side DC terminals, and a diode is connected in antiparallel to each of the plurality of switching elements to be formed. , PW for converting alternating current into direct current by PWM controlling the switching element
In the control device of the M converter, PI (proportional + integral) compensation is performed so that the command value of the smoothing capacitor voltage and the detected value match, and the effective power current command I
means for outputting q *, means for decomposing the AC reactor current into two rotational coordinate axis components and detecting an effective power component current I q and a reactive power component current I d , and a command for the effective power component current PI so that the detected value I q matches the value I q *
Compensated, converter means for outputting a q-axis voltage correction amount △ V q of the input voltage vector, to create the PWM signal based on the amplitude command V r *, etc. of the △ V q and a power supply voltage, PWM signal applied to the converter A PI including a generator and outputting the effective power equivalent current command I q * when the converter is switched from the diode rectification mode in which the gate of the switching element constituting the PWM converter is cut off to the mode in which the PWM converter is controlled by PWM. Compensator integrator output,
The PI-compensated integrator output that outputs the q-axis voltage correction amount ΔV q is initialized to a value at which the converter input voltage command value becomes larger than the command value during converter steady operation, and the converter input voltage is set to A control device for a PWM converter characterized in that it is controlled to a large degree.
介して接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサ
と負荷が接続され、構成する複数の各スイッチング素子
に逆並列にダイオードが接続され、該スイッチング素子
をＰＷＭ制御することにより交流を直流に変換するＰＷ
Ｍコンバータの制御装置において、 前記平滑コンデンサ電圧を指令する手段と、該平滑コン
デンサ電圧の指令値と検出値が一致するようにＰＩ（比
例＋積分）補償し、有効パワー分電流指令Ｉq*を出力す
る手段と、前記交流リアクトル電流を、二軸の回転座標
軸成分に分解し、有効パワー分電流Ｉq と無効パワー分
電流Ｉd を検出する手段と、前記有効パワー分電流の指
令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ補償し、コ
ンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量△Ｖq を出
力する手段と、該△Ｖq 及び電源電圧の振幅指令Ｖr*等
を基にＰＷＭ信号を作成し、コンバータへ与えるＰＷＭ
信号発生手段とを具備し、ＰＷＭコンバータのゲートを
遮断したダイオード整流モードからＰＷＭコンバータを
ＰＷＭ制御するモードへ切り替えるコンバータ起動の
際、ダイオード整流モード時において、平滑コンデンサ
電圧指令値Ｖdc* を平滑コンデンサ電圧検出値Ｖdcより
小さい値に設定しておき、これにより前記有効パワー分
電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力と、前記
ｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力
とを、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転
時の指令値より、大きい状態になる値に初期設定してお
き、コンバータの起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧
指令値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値に上げて、コ
ンバータを起動させるようにしたことを特徴とするＰＷ
Ｍコンバータの制御装置。5. An input side is connected to a three-phase AC power source via an AC reactor, a smoothing capacitor and a load are connected between output side DC terminals, and a diode is connected in antiparallel to each of the plurality of switching elements to be formed. , PW for converting alternating current into direct current by PWM controlling the switching element
In the controller of the M converter, PI (proportional + integral) compensation is performed so that the command value of the smoothing capacitor voltage and the command value of the smoothing capacitor voltage match the detected value, and the effective power current command I q * is obtained. A means for outputting, a means for decomposing the AC reactor current into two rotational coordinate axis components and detecting an active power component current I q and a reactive power component current I d , and a command value I q of the active power component current. * to PI compensator so that the detected value I q matches, converter means for outputting a q-axis voltage correction amount △ V q of the input voltage vector, based on the amplitude command V r *, etc. of the △ V q and the power supply voltage A PWM signal is created in and the PWM is given to the converter
A smoothing capacitor voltage command value V dc * in the diode rectification mode when the converter is switched from a diode rectification mode in which the gate of the PWM converter is cut off to a mode in which the PWM converter is controlled by PWM. The value is set to a value smaller than the voltage detection value V dc so that the PI compensation integrator output that outputs the effective power current command I q * and the PI compensation that outputs the q-axis voltage correction amount ΔV q of the integrator output, from the command value at the converter input voltage command value converter steady operation, leave initialized to a value that causes a large state, the converter startup instruction, the converter smoothing capacitor voltage command value V dc * A PW characterized by increasing the control voltage command value to start the converter
Control device for M converter.
介して接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサ
と負荷が接続され、構成する複数の各スイッチング素子
に逆並列にダイオードが接続され、該スイッチング素子
をＰＷＭ制御することにより交流を直流に変換するＰＷ
Ｍコンバータの制御装置において、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値が一致するよ
うにＰＩ(比例＋積分)補償し、有効パワー分電流指令Ｉ
q*を出力する手段と、前記交流リアクトル電流を、二軸
の回転座標軸成分に分解し、有効パワー分電流Ｉq と無
効パワー分電流Ｉd を検出する手段と、前記有効パワー
分電流の指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ
補償し、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量
△Ｖq を出力する手段と、この△Ｖq と無効パワー分電
流Ｉd による交流リアクトル電圧降下量と電源電圧の振
幅指令値Ｖr*を符号付きで加えてコンバータ入力電圧ベ
クトルのｑ軸電圧指令Ｖq*を出力する手段と、該ｑ軸電
圧指令Ｖq*を基にＰＷＭ信号を作成し、コンバータへ与
えるＰＷＭ信号発生手段を具備し、前記ＰＷＭコンバー
タを構成するスイッチング素子のゲートを遮断したダイ
オード整流モードからＰＷＭコンバータをＰＷＭ制御す
るモードへ切り替えるコンバータ起動時の際、前記平滑
コンデンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コン
デンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、前記電源電
圧の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大きく
出力し、コンバータ入力電圧を大きく制御させるように
したことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御装置。6. An input side is connected to a three-phase AC power source via an AC reactor, a smoothing capacitor and a load are connected between the output side DC terminals, and a diode is connected in antiparallel to each of the plurality of switching elements to be formed. , PW for converting alternating current into direct current by PWM controlling the switching element
In the control device of the M converter, PI (proportional + integral) compensation is performed so that the command value of the smoothing capacitor voltage and the detected value match, and the effective power current command I
means for outputting q *, means for decomposing the AC reactor current into two rotational coordinate axis components and detecting an effective power component current I q and a reactive power component current I d , and a command for the effective power component current PI so that the detected value I q matches the value I q *
Compensated, and outputting a q-axis voltage correction amount △ V q of the converter input voltage vector, of the AC reactor voltage drop and the power supply voltage according to the △ V q and the reactive power component of current I d the amplitude command value V r * A means for outputting a q-axis voltage command V q * of the converter input voltage vector in addition with a sign and a PWM signal generation means for creating a PWM signal based on the q-axis voltage command V q * and giving it to the converter are provided. When a converter is switched from a diode rectification mode in which a gate of a switching element forming the PWM converter is cut off to a mode in which the PWM converter is controlled by PWM, a detection value of the smoothing capacitor voltage is a smoothing capacitor voltage command value during converter control. Until substantially equal to, the power supply voltage amplitude command value V r * is output larger than the actual power supply voltage amplitude, A control device for a PWM converter characterized in that the input voltage is largely controlled.
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|---|---|---|---|
| JP01492695A JP3192058B2 (en) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | Control device for PWM converter |
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