JPH08195628A - 1/f fluctuating waveform generating circuit - Google Patents
1/f fluctuating waveform generating circuitInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は１／ｆゆらぎ波形発生回
路に関し、特に１／ｆのゆらぎ電圧を有する信号波形の
発生回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a 1 / f fluctuation waveform generating circuit, and more particularly to a signal waveform generating circuit having a fluctuation voltage of 1 / f.
【０００２】[0002]
【従来の技術】本発明者は長年に渡って「１／ｆゆら
ぎ」に関する研究を行って来ており、多くの刊行物（例
えば応用物理学会誌1965年427 〜435 頁等）において次
のような要旨の論文発表を行っている。2. Description of the Related Art The present inventor has been conducting research on "1 / f fluctuation" for many years, and in many publications (for example, Journal of Applied Physics, 1965, pp. 427-435, etc.) We are presenting papers with various abstracts.
【０００３】すなわち、そこでは、「１／ｆゆらぎは人
間に快適な気分を与えるゆらぎであり、１／ｆゆらぎが
快適感を与える理由は人体の基本的なリズムの変動が１
／ｆパワースペクトルを持つことに由来する。また、人
間は同じ刺激を継続的に受けると飽きがくる。予測性と
偶然性とが適当に共存するのが１／ｆゆらぎであるとも
考えられる。」と述べている。That is, there, "1 / f fluctuation is a fluctuation that gives a comfortable feeling to humans, and the reason why 1 / f fluctuation gives a comfortable feeling is that the fluctuation of the basic rhythm of the human body is 1.
It comes from having the / f power spectrum. In addition, human beings get tired of receiving the same stimulus continuously. It is considered that the 1 / f fluctuation is where the predictability and the chance coexist properly. "It has said.
【０００４】このような「１／ｆゆらぎ」に基づけば人
間の感性に指向していろいろな快適感を与えることがで
きることに鑑み、例えば特願平1-251147号においては
「１／ｆゆらぎ」を噴水に応用しており、また特願平1-
251148号においてはシャワーに応用するなど、種々の技
術にこの「１／ｆゆらぎ」の概念を適用させてそれぞれ
に快適感を与える提案を行っている。In view of the fact that various comfort feelings can be given to human sensibilities based on such "1 / f fluctuation", for example, in Japanese Patent Application No. 1-251147, "1 / f fluctuation". Is applied to fountains, and Japanese Patent Application 1-
No. 251148 proposes to apply the concept of "1 / f fluctuation" to various technologies, such as applying to a shower, to give a comfortable feeling to each.
【０００５】このように、「１／ｆゆらぎ」を応用した
技術においては「１／ｆゆらぎ」を発生する手段が種々
提案されている。As described above, various techniques for generating "1 / f fluctuation" have been proposed in the technology to which "1 / f fluctuation" is applied.
【０００６】その内の１つは、コンピュータの内部に設
けたＲＯＭに「１／ｆゆらぎ」を有する数値列を記憶さ
せておき、この記憶値をディジタル信号としてコンピュ
ータより出力させて１／ｆゆらぎパルスを発生させてい
る。One of them is to store a numerical value sequence having "1 / f fluctuation" in a ROM provided inside the computer and output the stored value as a digital signal from the computer to obtain 1 / f fluctuation. Generating a pulse.
【０００７】また、別の「１／ｆゆらぎ」の発生手段と
しては、固体カーボンの両端に直流電源を与え、その固
体カーボンに流れる直流電流と１／ｆゆらぎ電流とから
１／ｆゆらぎ電流だけを取り出し、この取り出した１／
ｆゆらぎ電圧を増幅し、この増幅した１／ｆゆらぎ電圧
によって電圧を変調した電源を使用している。As another means for generating "1 / f fluctuation", a DC power source is applied to both ends of solid carbon, and only 1 / f fluctuation current is calculated from the DC current flowing in the solid carbon and the 1 / f fluctuation current. Take out and take out 1 /
A power supply in which the f fluctuation voltage is amplified and the voltage is modulated by the amplified 1 / f fluctuation voltage is used.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記の１／ｆゆらぎ発
生手段において、コンピュータを用いたものはＲＯＭに
記憶する数値列の数が有限であることから、その有限性
を越えると数値列は繰り返すこととなり、従って完全な
１／ｆゆらぎを発生させることはできない。また、ゆら
ぎ信号の種類だけＲＯＭが必要になることから、１／ｆ
ゆらぎの多様性を利用することができない。In the above 1 / f fluctuation generating means, the one using a computer has a finite number of numerical sequences stored in the ROM. Therefore, when the finiteness is exceeded, the numerical sequences are repeated. Therefore, a perfect 1 / f fluctuation cannot be generated. In addition, since only ROM is required for the types of fluctuation signals, 1 / f
The diversity of fluctuations cannot be used.
【０００９】また、固体カーボンの両端に直流電源を加
えることによって１／ｆゆらぎ電圧を発生させるものに
おいては、固体カーボンを用いるため回路全体として集
積回路（ＩＣ）化できないという問題があり、また固体
カーボン自体は受動素子であるため、この固体カーボン
に流れる電流から１／ｆゆらぎ電圧を発生させる場合、
増幅段数が多くなってしまい回路の規模を大きくしてし
まうという問題点があった。Further, in a device which generates a 1 / f fluctuation voltage by applying a DC power supply to both ends of solid carbon, there is a problem that the whole circuit cannot be integrated into an integrated circuit (IC) because solid carbon is used. Since carbon itself is a passive element, when generating 1 / f fluctuation voltage from the current flowing through this solid carbon,
There is a problem that the number of amplification stages increases and the circuit scale increases.
【００１０】さらには、直流成分が信号に含まれるの
で、これを取り除く手段が必要になるため、単なるハイ
パスフィルターを用いると、１／ｆゆらぎの低周波成分
が遮断されてしまうという問題点があった。Further, since the DC component is included in the signal, a means for removing it is required, and therefore, when a simple high-pass filter is used, the low frequency component of 1 / f fluctuation is blocked. It was
【００１１】従って本発明は、コンピュータを用いず且
つＩＣ化が可能で回路構成が簡単な１／ｆゆらぎを生ず
る信号波形の発生回路を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to provide a signal waveform generating circuit which does not use a computer and which can be integrated into an IC and has a simple circuit configuration, which produces a 1 / f fluctuation.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明に係る１／ｆゆらぎ波形発生回路は、一定の
ゲインを有し無入力状態にされ且つ予め求めた周波数対
パワースペクトル特性における１／ｆゆらぎ成分に対応
した低周波数成分のみを取り出すように時定数が設定さ
れた演算増幅器と、該演算増幅器の出力信号中の直流成
分のみを反転して取り出すように時定数が設定されたロ
ーパスフィルタと、該演算増幅器の出力信号と該ローパ
スフィルタの出力信号とを加算して直流成分のみを除去
する加算器と、を備えている。In order to achieve the above object, a 1 / f fluctuation waveform generating circuit according to the present invention has a constant gain, is set in a non-input state, and has a previously obtained frequency-to-power spectrum characteristic. Of the operational amplifier whose time constant is set so as to take out only the low frequency component corresponding to the 1 / f fluctuation component in the above, and the time constant is set so that only the DC component in the output signal of the operational amplifier is inverted and taken out. A low-pass filter, and an adder that adds the output signal of the operational amplifier and the output signal of the low-pass filter to remove only the DC component.
【００１３】また上記の演算増幅器の後段に雑音除去用
の演算増幅器を設けることができる。Further, an operational amplifier for removing noise can be provided after the operational amplifier.
【００１４】[0014]
【作用】全ての電気的な導体（上記の固体カーボン等）
は熱的な雑音電圧を発生しており、このパワースペクト
ル密度は周波数に依存しない所謂白色雑音であり、図１
の特性に示すように４ｋＴＲ（ｋはボルツマン定数、
Ｔは試料の絶対温度、Ｒは抵抗の値）になる。[Function] All electrical conductors (such as the above solid carbon)
Generates a thermal noise voltage, and this power spectral density is so-called white noise that does not depend on frequency.
4kTR (k is Boltzmann's constant,
T is the absolute temperature of the sample, and R is the resistance value.
【００１５】一方、電気的な導体の抵抗値は、熱平衡状
態で図１に示すような１／ｆゆらぎ特性を呈すること
も知られている。On the other hand, it is also known that the resistance value of an electric conductor exhibits a 1 / f fluctuation characteristic as shown in FIG. 1 in a thermal equilibrium state.
【００１６】すなわち、電気導体に直流電流を流すと熱
的に発生する白色スペクトルをもつ雑音電圧及び、抵抗
値の変動と直流電流との積として現れる１／ｆスペクト
ルをもつゆらぎ電圧の和としてのスペクトルが観測され
る。That is, the sum of the noise voltage having a white spectrum which is thermally generated when a direct current is passed through the electric conductor and the fluctuation voltage having a 1 / f spectrum which appears as a product of the variation of the resistance value and the direct current is obtained. The spectrum is observed.
【００１７】したがって、図１に示すように一定の周波
数（図示の例では５Hz) 以下の低周波数領域では１／ｆ
ゆらぎ特性となって現れ、この低周波数領域より高い
高周波数領域において熱雑音特性が支配的な白色スペ
クトルになる。Therefore, as shown in FIG. 1, 1 / f is set in a low frequency region below a certain frequency (5 Hz in the illustrated example).
It appears as a fluctuation characteristic and becomes a white spectrum in which the thermal noise characteristic is dominant in the high frequency region higher than the low frequency region.
【００１８】そして更に、図１に示したような周波数対
パワースペクトル特性は電気的な導体だけではなく演算
増幅器（固定アンプ）にも適用されることが本発明者の
実験により判った。Further, it was found from the experiments by the present inventor that the frequency-to-power spectrum characteristic as shown in FIG. 1 is applied not only to the electric conductor but also to the operational amplifier (fixed amplifier).
【００１９】すなわち、演算増幅器に直流電流を与える
と、直流電圧と熱雑音と１／ｆゆらぎとが混在した特性
（太線で図示）が得られるので、熱雑音による高周波
数成分と直流成分を取り除けば純粋に１／ｆゆらぎ電圧
が得られることに本発明者は着目した。That is, when a direct current is applied to the operational amplifier, a characteristic (shown by a thick line) in which a direct current voltage, thermal noise and 1 / f fluctuation are mixed is obtained, so that a high frequency component and a direct current component due to the thermal noise can be removed. The present inventor has paid attention to the fact that a pure 1 / f fluctuation voltage can be obtained.
【００２０】そこで本発明では、演算増幅器を用意し、
この演算増幅器から図１に示した１／ｆゆらぎ成分に対
応した低周波数成分のみを取り出そうとするものであ
る。Therefore, in the present invention, an operational amplifier is prepared,
Only the low frequency component corresponding to the 1 / f fluctuation component shown in FIG. 1 is to be extracted from this operational amplifier.
【００２１】この演算増幅器は一定の利得を有するもの
であるが、その入力端子には何も接続されず短絡される
ことにより無入力状態に設定されている。Although this operational amplifier has a constant gain, nothing is connected to its input terminal and the input terminal is short-circuited so that the operational amplifier is set to a non-input state.
【００２２】ただし、無入力状態であっても演算増幅器
の内部には直流電流が流れているので、それによって発
生する１／ｆゆらぎ電圧が増幅されて熱雑音電圧に重な
って出力される。つまり、熱雑音電圧と１／ｆゆらぎ電
圧のみを発生するために演算増幅器の入力を“０”にし
ている。However, even when there is no input, since a direct current is flowing inside the operational amplifier, the 1 / f fluctuation voltage generated thereby is amplified and output overlapping the thermal noise voltage. That is, the input of the operational amplifier is set to "0" in order to generate only the thermal noise voltage and the 1 / f fluctuation voltage.
【００２３】すなわち、演算増幅器の増幅部分はトラン
ジスタであるが、これに直流電源を加えなければトラン
ジスタの内部では熱雑音による起電力（電子の熱運動に
よって生じる起電力）のみが存在するが、利得を得るた
め直流電源を与えるとトランジスタを構成している半導
体抵抗が１／ｆゆらぎ電圧を出力することとなり熱雑音
に加わって一緒に増幅される形となる。That is, the amplifying portion of the operational amplifier is a transistor, but if no DC power source is added to this, only electromotive force due to thermal noise (electromotive force generated by thermal motion of electrons) exists inside the transistor, but gain When a DC power supply is applied to obtain the voltage, the semiconductor resistance forming the transistor outputs a 1 / f fluctuation voltage, which adds to the thermal noise and is amplified together.
【００２４】従って、この演算増幅器では１／ｆゆらぎ
電圧のみを取り出すために時定数を有し、図１に示した
ような予め求めた周波数対パワースペクトル特性におけ
る１／ｆゆらぎ成分に対応した周波数成分のみを取り出
している。Therefore, this operational amplifier has a time constant for extracting only the 1 / f fluctuation voltage, and the frequency corresponding to the 1 / f fluctuation component in the frequency-to-power spectrum characteristic obtained in advance as shown in FIG. Only the ingredients are taken out.
【００２５】そして、このように演算増幅器の出力信号
をローパスフィルタに与えると、このローパスフィルタ
では演算増幅器の出力信号中の直流成分（非常に低い周
波数成分）のみを反転して取り出すように時定数が設定
されているので、この反転した直流成分を加算器におい
て演算増幅器の出力とともに加算すると、上記の演算増
幅器の出力から直流成分が取り除かれ、最終的に１／ｆ
ゆらぎ波形が発生されることとなる。When the output signal of the operational amplifier is applied to the low-pass filter in this way, the low-pass filter inverts only the direct current component (very low frequency component) in the output signal of the operational amplifier to take out the time constant. Since this inverted DC component is added together with the output of the operational amplifier in the adder, the DC component is removed from the output of the above operational amplifier, and finally 1 / f
A fluctuating waveform will be generated.
【００２６】この場合の１／ｆゆらぎ波形はアナログ波
形であり、ＲＯＭ化された数値列による１／ｆゆらぎ波
形とは異なり、同じ波形の繰り返しのない１／ｆゆらぎ
波形となる。The 1 / f fluctuating waveform in this case is an analog waveform, and unlike the 1 / f fluctuating waveform based on the numerical sequence stored in the ROM, it is a 1 / f fluctuating waveform in which the same waveform is not repeated.
【００２７】なお、上記の演算増幅器の後段に雑音除去
用の別の演算増幅器を設ければ更にきれいな１／ｆゆら
ぎ成分を抽出することが可能となる。By providing another operational amplifier for noise removal after the above operational amplifier, it becomes possible to extract a more clean 1 / f fluctuation component.
【００２８】[0028]
【実施例】図２には本発明に係る１／ｆゆらぎ波形発生
回路の実施例が示されており、この実施例において、１
はゆらぎ電圧発生用の演算増幅器であり、２は演算増幅
器１に接続された熱雑音電圧除去用の別の演算増幅器で
あり、３は演算増幅器２に接続されたローパスフィルタ
であり、そして、４はローパスフィルタ３の出力信号と
演算増幅器２の出力信号とを入力して１／ｆゆらぎ波形
を発生するための加算器である。FIG. 2 shows an embodiment of a 1 / f fluctuation waveform generating circuit according to the present invention.
Is an operational amplifier for generating a fluctuation voltage, 2 is another operational amplifier for removing thermal noise voltage connected to the operational amplifier 1, 3 is a low-pass filter connected to the operational amplifier 2, and 4 Is an adder for inputting the output signal of the low-pass filter 3 and the output signal of the operational amplifier 2 to generate a 1 / f fluctuation waveform.
【００２９】また、演算増幅器１は、オペアンプＯＰ１
と、このオペアンプＯＰ１の反転入力端子（−端子）に
一端が接続された入力抵抗ｒ１（例えば１００Ω）と、
オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接
続されたフィードバック用の抵抗ｒ２（例えば３３Ｋ
Ω）と、この抵抗ｒ２と並列に接続されたコンデンサｃ
１（例えば１μＦ）とで構成されており、特徴的なこと
は入力抵抗ｒ１の他端、すなわち入力端子が接地されて
無入力状態になっている点である。なお、オペアンプＯ
Ｐ１の非反転入力端子（＋端子）は後述するその他のオ
ペアンプと同様に接地されている。The operational amplifier 1 is an operational amplifier OP1.
And an input resistance r1 (for example, 100Ω) whose one end is connected to the inverting input terminal (− terminal) of the operational amplifier OP1,
A feedback resistor r2 (for example, 33K) connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP1.
Ω) and a capacitor c connected in parallel with the resistor r2.
1 (for example, 1 μF), and is characteristic in that the other end of the input resistor r1, that is, the input terminal is grounded and is in a non-input state. The operational amplifier O
The non-inverting input terminal (+ terminal) of P1 is grounded like other operational amplifiers described later.
【００３０】演算増幅器１の後段に接続された演算増幅
器２は、オペアンプＯＰ２と、このオペアンプ２の反転
入力端子とオペアンプＯＰ１の出力端子との間に接続さ
れた入力抵抗ｒ３（例えば１００Ω）と、オペアンプＯ
Ｐ２の反転入力端子と出力端子との間に接続されたフィ
ードバック用の抵抗ｒ４（例えば３３ＫΩ）と、この抵
抗ｒ４と並列接続されたコンデンサｃ２（例えば０．１
μＦ）とで構成されている。The operational amplifier 2 connected to the subsequent stage of the operational amplifier 1 includes an operational amplifier OP2 and an input resistance r3 (for example, 100Ω) connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 2 and the output terminal of the operational amplifier OP1. Operational amplifier O
A feedback resistor r4 (for example, 33 KΩ) connected between the inverting input terminal and the output terminal of P2, and a capacitor c2 (for example, 0.1 K) connected in parallel with the resistor r4.
μF) and.
【００３１】さらにローパスフィルタ３は、オペアンプ
ＯＰ３と、このオペアンプＯＰ３の反転入力端子とオペ
アンプＯＰ２の出力端子との間に接続された入力抵抗ｒ
５（例えば１００ＫΩ）と、オペアンプＯＰ３の反転入
力端子と出力端子との間に接続されたフィードバック用
の抵抗ｒ６（例えば１００ＫΩ）と、この抵抗ｒ６に並
列接続されたコンデンサｃ３（例えば１０μＦ）とで構
成されている。Further, the low-pass filter 3 includes an operational amplifier OP3 and an input resistance r connected between the inverting input terminal of the operational amplifier OP3 and the output terminal of the operational amplifier OP2.
5 (for example, 100 KΩ), a feedback resistor r6 (for example, 100 KΩ) connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP3, and a capacitor c3 (for example, 10 μF) connected in parallel to this resistor r6. It is configured.
【００３２】そして、加算器４は、オペアンプＯＰ４
と、このオペアンプＯＰ４の反転入力端子とオペアンプ
ＯＰ２の出力端子との間に接続された加算用の入力抵抗
ｒ７（例えば１２ＫΩ）と、オペアンプＯＰ４の反転入
力端子とオペアンプＯＰ３の出力端子との間に接続され
たやはり加算用の入力抵抗ｒ８（例えば１２ＫΩ）と、
オペアンプＯＰ４の反転入力端子と出力端子との間に接
続されたフィードバック用の抵抗ｒ９（例えば１２Ｋ
Ω）とで構成されている。The adder 4 is an operational amplifier OP4.
Between the inverting input terminal of the operational amplifier OP4 and the output terminal of the operational amplifier OP2, and between the inverting input terminal of the operational amplifier OP4 and the output terminal of the operational amplifier OP3. The input resistance r8 (for example, 12 KΩ) for addition which is also connected,
A feedback resistor r9 (for example, 12K) connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP4.
Ω) and.
【００３３】このような実施例の動作においては、まず
演算増幅器１において、図１に示した周波数帯パワース
ペクトル特性における低周波数領域（例えば５Hz以下の
周波数領域）の１／ｆゆらぎ成分のみを増幅して取り出
している。In the operation of this embodiment, first, in the operational amplifier 1, only the 1 / f fluctuation component in the low frequency region (for example, the frequency region of 5 Hz or less) in the frequency band power spectrum characteristic shown in FIG. 1 is amplified. I am taking it out.
【００３４】これを図３を用いて詳しく説明する。This will be described in detail with reference to FIG.
【００３５】図３は演算増幅器を一般的に示したもの
で、入力電圧をＶin、オペアンプＯＰの反転入力端子の
電圧をＶa 、そして出力電圧をＶout とすると、これら
の電圧はインピーダンスＺ1 及びＺ2 を図のように接続
したときに次式のように表すことができる。FIG. 3 generally shows an operational amplifier, where the input voltage is V in , the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier OP is V a , and the output voltage is V out , these voltages are impedance Z. When 1 and Z 2 are connected as shown, they can be expressed by the following equation.
【００３６】[0036]
【数１】 [Equation 1]
【００３７】そして、このオペアンプＯＰの利得をＧと
すると、Ｖout ＝Ｇ・Ｖa であるので、次式が得られ
る。When the gain of the operational amplifier OP is G, V out = G · V a , and the following equation is obtained.
【００３８】[0038]
【数２】 [Equation 2]
【００３９】さらに上記の式（２）を書き直すと次式の
ように表すことができる。Further, by rewriting the above equation (2), it can be expressed as the following equation.
【００４０】[0040]
【数３】 (Equation 3)
【００４１】この場合、オペアンプＯＰの利得Ｇは無限
大と考えてよいから、Ｖout ＝−Ａ・ＶinとなりＡが実
効利得になる。In this case, since the gain G of the operational amplifier OP can be considered to be infinite, V out = −A · V in , and A is the effective gain.
【００４２】そして、インピーダンスＺ1＝Ｒ1，Ｚ2＝
Ｒ2であるなら実効利得Ａは実数で定数となる。Impedance Z 1 = R 1 , Z 2 =
If R 2 , the effective gain A is a real number and a constant.
【００４３】一方、フィードバック用のインピーダンス
Ｚ2 が図２に示した実施例のように抵抗ｒ２とコンデン
サｃ１との並列回路で構成されていると、その利得はＡ
＝１／（１＋ｊωτ）（ただしτ＝ｒ２×ｃ１の時定
数）になる。On the other hand, if the feedback impedance Z 2 is formed of a parallel circuit of the resistor r2 and the capacitor c1 as in the embodiment shown in FIG. 2, the gain is A.
= 1 / (1 + jωτ) (where τ = r2 × c1 time constant).
【００４４】従って、ωτ≫１ではオペアンプＯＰの出
力は極端に低下した形でローパスフィルタになる。Therefore, when ωτ >> 1, the output of the operational amplifier OP becomes a low-pass filter in a form in which it is extremely lowered.
【００４５】すなわち、入力抵抗ｒ１が接地されている
ことによってＶin＝０であっても、オペアンプＯＰ１に
は熱起電力と直流電流とが抵抗値のゆらぎによって発生
する１／ｆゆらぎの内部起電力があるため、熱雑音電圧
と１／ｆゆらぎ電圧がともに増幅されて出力端子に現れ
る。That is, even if V in = 0 due to the grounding of the input resistor r1, the internal electromotive force of the 1 / f fluctuation in which the thermoelectromotive force and the direct current are generated by the fluctuation of the resistance value in the operational amplifier OP1. Since there is power, both the thermal noise voltage and the 1 / f fluctuation voltage are amplified and appear at the output terminal.
【００４６】このような出力電圧をＶとし利得をＧとす
ると、内部起電力のない理想的な増幅器の入力抵抗ｒ１
にＶ／Ｇなる等価的電圧源（入力換算等価雑音電圧）が
接続されていると考えることができる。Assuming that the output voltage is V and the gain is G, the input resistance r1 of an ideal amplifier having no internal electromotive force is described.
It can be considered that an equivalent voltage source V / G (equivalent input equivalent noise voltage) is connected to.
【００４７】従って、このような入力電圧Ｖ／Ｇが増幅
されるのは低周波数成分のみである。すなわち、上記の
ようにωτ≫１の関係の場合、高周波数成分はコデンサ
ｃ１を通過してしまうため利得が小さくなり低周波数成
分のみが増幅され、ローパスフィルタとしての演算増幅
器として出力電圧を発生することになる。Therefore, such an input voltage V / G is amplified only in the low frequency component. That is, in the case of the relationship of ωτ >> 1 as described above, the high frequency component passes through the condenser c1, so that the gain is reduced and only the low frequency component is amplified, and an output voltage is generated as an operational amplifier as a low pass filter. It will be.
【００４８】そして、この場合の低周波数成分と高周波
数成分の分離は図１に示したようにオペアンプＯＰの周
波数帯パワースペクトル特性が１／ｆゆらぎ特性から
熱雑音電圧特性に切り替わる周波数（例えば５Hz）を
境目とするために抵抗ｒ２＝３３ＫΩとし、コンデンサ
ｃ１＝１μＦとして、時定数＝３３ＫΩ×１μＦ＝０．
３３秒、すなわち３０／２π＝５Hz以下の低周波数成分
だけを出力して後段に与えるようにしている。ただし、
この境界周波数はオペアンプに流す直流電流の大きさに
依存する。The separation of the low frequency component and the high frequency component in this case is such that the frequency band power spectrum characteristic of the operational amplifier OP is switched from the 1 / f fluctuation characteristic to the thermal noise voltage characteristic (for example, 5 Hz) as shown in FIG. ), The resistance r2 = 33 KΩ, the capacitor c1 = 1 μF, and the time constant = 33 KΩ × 1 μF = 0.
For 33 seconds, that is, only low frequency components of 30 / 2π = 5 Hz or less are output and given to the subsequent stage. However,
This boundary frequency depends on the magnitude of the direct current flowing through the operational amplifier.
【００４９】２段目の演算増幅器２はωτ≪０（この場
合にτ＝ｒ４×ｃ２）に対してのみ一定の利得をもつ雑
音除去用のものであり、抵抗ｒ４とコンデンサｃ２によ
って低周波数通過成分を第１段の演算増幅器１よりも広
く５０Hzにとっている。The second-stage operational amplifier 2 has a constant gain only for ωτ << 0 (τ = r4 × c2 in this case), and is used for noise elimination. The low-frequency passage is provided by the resistor r4 and the capacitor c2. The component is set to 50 Hz wider than that of the first stage operational amplifier 1.
【００５０】なおこの演算増幅器２は本発明に不可欠な
ものではなく、これを演算増幅器１の後段に設けること
により雑音をより有効に取り除くことができるものとし
て好ましものである。The operational amplifier 2 is not indispensable to the present invention, and it is preferable to provide the operational amplifier 2 in the subsequent stage so that noise can be more effectively removed.
【００５１】このようにして演算増幅器２の出力から得
られた波形が図４（ａ）に示されており、これより判る
ようにこの波形には直流成分が含まれている。The waveform thus obtained from the output of the operational amplifier 2 is shown in FIG. 4A, and as can be seen, this waveform contains a DC component.
【００５２】そこでローパスフィルタ３において、オペ
アンプＯＰ２の出力信号（ａ）から直流成分を除去する
ために、抵抗ｒ６とコンデンサｃ３とにより時定数＝１
００ＫΩ×１０μＦ＝１秒に設定したときの周波数とし
て約０．１Hzを遮断周波数としてこれより低い周波数成
分、すなわちほぼ直流とみなせる成分を通過させて加算
器４に送っている。Therefore, in the low pass filter 3, in order to remove the DC component from the output signal (a) of the operational amplifier OP2, the time constant = 1 by the resistor r6 and the capacitor c3.
When the frequency is set to 00 KΩ × 10 μF = 1 second, a cutoff frequency of about 0.1 Hz is used as a cutoff frequency, and a frequency component lower than this, that is, a component that can be regarded as almost direct current is passed to the adder 4.
【００５３】ただし、このローバスフィルタ３において
は、オペアンプＯＰ３で反転された形で加算器４に送ら
れる。However, in the low-pass filter 3, the inverted signal is sent to the adder 4 by the operational amplifier OP3.
【００５４】このオペアンプＯＰ３の時定数ｒ６×ｃ３
の値によって１／ｆスペクトルの低周波限界が与えられ
るが、この値は目的に応じて適当に選ぶことができる。The time constant r6 × c3 of this operational amplifier OP3
The value of gives the low frequency limit of the 1 / f spectrum, but this value can be chosen appropriately according to the purpose.
【００５５】従って加算器４においては、入力抵抗ｒ７
に入力されるオペアンプＯＰ２の出力信号（ａ）と、入
力抵抗ｒ８に入力されるオペアンプＯＰ３の出力信号と
をフィードバック抵抗ｒ９とともに加算（利得は１）す
ることにより、オペアンプＯＰ２の出力信号（ａ）の直
流成分が除去されて、図４（ｂ）に示すように１／ｆゆ
らぎ成分の波形のみが出力されることとなる。Therefore, in the adder 4, the input resistance r7
The output signal (a) of the operational amplifier OP2 is added to the output signal (a) of the operational amplifier OP2 input to the input resistor and the output signal of the operational amplifier OP3 input to the input resistor r8 together with the feedback resistor r9 (gain is 1). The DC component of is removed and only the waveform of the 1 / f fluctuation component is output as shown in FIG.
【００５６】なお、第２段目の演算増幅器２におけるオ
ペアンプＯＰ２の内部からも雑音が加わることになる
が、これは入力成分に対して無視することができる。す
なわち、オペアンプは三端子であり一つは接地されてい
るので、反転入力端子に＋電圧が加えられると利得が大
きい（約1000）ので出力端子が極端に下がろうとし、イ
ンピーダンスＺ1 とＺ2 とでこの電圧が分割されて入力
にフィードバックされて入力の電圧を下げるように働く
ので、結局これらの比で決まる電圧が出力端子に現れる
からである。Although noise is also added from the inside of the operational amplifier OP2 in the second-stage operational amplifier 2, this can be ignored for the input component. That is, since the operational amplifier has three terminals and one is grounded, the gain is large (approx. 1000) when the + voltage is applied to the inverting input terminal, so that the output terminal tries to drop extremely and impedances Z 1 and Z This is because the voltage is divided by 2 and fed back to the input to work to lower the voltage at the input, so that a voltage determined by these ratios eventually appears at the output terminal.
【００５７】図１に示した上記の種々の値の抵抗値およ
びコンデンサは図１に示した周波数帯パワースペクトル
特性を満たす限りその他の色々な値を用いることができ
ることは言うまでもない。Needless to say, various other values can be used for the resistance values and capacitors having various values shown in FIG. 1 as long as they satisfy the frequency band power spectrum characteristics shown in FIG.
【００５８】[0058]
【発明の効果】以上説明したように本発明に係る１／ｆ
ゆらぎ波形発生回路によれば、演算増幅器を無入力状態
にし且つ予め求めた周波数帯パワースペクトル特性にお
ける１／ｆゆらぎ成分に対応した低周波数成分のみを取
り出すように時定数を設定し、この演算増幅器の出力信
号中の直流成分をローパスフィルタで反転した形で取り
出し加算器で該演算増幅器の出力信号に加算することに
よりアナログ１／ｆゆらぎ波形を発生するように構成し
たので、有限な１／ｆゆらぎ成分しか発生できないコン
ピュータを用いる必要がなく且つＩＣ化が可能な演算増
幅器とローパスフィルタと加算器だけで構成され且つ簡
易な構成とすることができる。As described above, 1 / f according to the present invention
According to the fluctuation waveform generating circuit, the operational amplifier is set to the non-input state, and the time constant is set so that only the low frequency component corresponding to the 1 / f fluctuation component in the frequency band power spectrum characteristic obtained in advance is taken out. Since the direct current component in the output signal of 1 is inverted by a low-pass filter and added to the output signal of the operational amplifier by an adder to generate an analog 1 / f fluctuation waveform, a finite 1 / f It is not necessary to use a computer that can generate only the fluctuation component, and it is composed of only an operational amplifier, a low-pass filter, and an adder that can be integrated, and a simple structure can be obtained.
【図１】本発明に係る１／ｆゆらぎ波形発生回路並びに
電気的な導体に直流電流を流したときの周波数対パワー
スペクトル特性を示したグラフ図である。FIG. 1 is a graph showing frequency vs. power spectrum characteristics when a direct current is passed through a 1 / f fluctuation waveform generating circuit and an electric conductor according to the present invention.
【図２】本発明に係る１／ｆゆらぎ波形発生回路の実施
例を示した回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of a 1 / f fluctuation waveform generating circuit according to the present invention.
【図３】本発明に係る１／ｆゆらぎ波形発生回路に用い
る演算増幅器の動作を説明するための一般的な回路図で
ある。FIG. 3 is a general circuit diagram for explaining the operation of an operational amplifier used in the 1 / f fluctuation waveform generation circuit according to the present invention.
【図４】本発明に係る１／ｆゆらぎ波形発生回路の動作
波形図である。FIG. 4 is an operation waveform diagram of the 1 / f fluctuation waveform generation circuit according to the present invention.
１ 演算増幅器 ２ 演算増幅器（雑音除去用） ３ ローパスフィルタ ４ 加算器 ＯＰ１〜ＯＰ４ オペアンプ ｒ１〜ｒ９ 抵抗 ｃ１〜ｃ３ コンデンサ 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 operational amplifier 2 operational amplifier (for noise removal) 3 low-pass filter 4 adder OP1 to OP4 operational amplifier r1 to r9 resistance c1 to c3 capacitor
Claims (2)
予め求めた周波数対パワースペクトル特性における１／
ｆゆらぎ成分に対応した低周波数成分のみを取り出すよ
うに時定数が設定された演算増幅器と、該演算増幅器の
出力信号中の直流成分のみを反転して取り出すように時
定数が設定されたローパスフィルタと、該演算増幅器の
出力信号と該ローパスフィルタの出力信号とを加算して
直流成分のみを除去する加算器と、を備えたことを特徴
とする１／ｆゆらぎ波形発生回路。Claim: What is claimed is:
f An operational amplifier whose time constant is set so as to take out only the low frequency component corresponding to the f fluctuation component, and a low pass filter whose time constant is set so as to invert and take out only the DC component in the output signal of the operational amplifier. A 1 / f fluctuation waveform generating circuit, comprising: an output signal of the operational amplifier and an output signal of the low-pass filter, and an adder for removing only a DC component.
幅器を設けたことを特徴とする請求項１に記載の１／ｆ
ゆらぎ波形発生回路。2. The 1 / f according to claim 1, wherein an operational amplifier for noise removal is provided in the subsequent stage of the operational amplifier.
Fluctuation waveform generation circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP547495A JP2889144B2 (en) | 1995-01-18 | 1995-01-18 | 1 / f fluctuation waveform generation circuit |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP547495A JP2889144B2 (en) | 1995-01-18 | 1995-01-18 | 1 / f fluctuation waveform generation circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08195628A true JPH08195628A (en) | 1996-07-30 |
| JP2889144B2 JP2889144B2 (en) | 1999-05-10 |
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ID=11612252
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP (1) | JP2889144B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106040511A (en) * | 2016-06-12 | 2016-10-26 | 安徽我要遛遛信息技术有限公司 | Music fountain circuit |
-
1995
- 1995-01-18 JP JP547495A patent/JP2889144B2/en not_active Expired - Fee Related
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| CN106040511A (en) * | 2016-06-12 | 2016-10-26 | 安徽我要遛遛信息技术有限公司 | Music fountain circuit |
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| JP2889144B2 (en) | 1999-05-10 |
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