JPH0818510A

JPH0818510A - 光通信モジュール

Info

Publication number: JPH0818510A
Application number: JP6150964A
Authority: JP
Inventors: Iwao Oda; 巌織田; Tomohisa Ishikawa; 智久石川; Yoshimitsu Sakai; 喜充酒井; Akira Okamoto; 明岡本; Tatsuro Kunikane; 達郎国兼; Tetsuo Watanabe; 哲夫渡辺; Sadayuki Miyata; 定之宮田; Hiroyuki Furukawa; 博之古川
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-07-01
Filing date: 1994-07-01
Publication date: 1996-01-19
Also published as: DE19512206A1; US5677779A

Abstract

(57)【要約】【目的】光通信装置に関し、特に広い温度範囲で正常
動作が可能であってＴＣＭシステムに適した送受一体型
の小型・低コストの光通信モジュールを提供する。【構成】光送受信部は、送信光信号を出力するレーザ
ダイオード、送信期間中はレーザダイオードから伝送路
への出力光信号をモニタし且つ受信期間中は伝送路から
の入力光信号を受信するモニタ／受信兼用のフォトダイ
オード、及び伝送路とレーザダイオード及びフォトダイ
オードとの間で送受信光の合成／分波を行う光合分波器
を有し、そして駆動部は、時分割で送受信切り替え制御
を行う送受切替え回路、及びフォトダイオードでモニタ
された光雑音出力が極大となるようにレーザダイオード
のバイアス電流を逐次制御する閾値制御回路を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は光通信装置に関し、特に
広い温度範囲で正常動作が要求される屋外設置向けの光
通信モジュールに関するものであり、さらには送受信を
時間的に切り替えることによって１本のファイバケーブ
ル上で双方向通信を実現するＴＣＭ (Time Compresson
Multiplex)システムに適用可能な送受信一体型の光通信
モジュールに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１８は、ＴＣＭシステムに用いられる
従来の典型的な光通信モジュールの一例を示したもので
ある。図１８において、光ファイバ伝送路１は光カプラ
合分波器２によって送受信兼用に使用される。送信モジ
ュール（ＬＤモジュール）６は、前記光カプラ合分波器
２を介して伝送路１に光信号を出力するレーザダイオー
ド（ＬＤ）７、そしてその光信号をモニタするためのフ
ォトダイオード（ＰＤ）８から構成される。受信モジュ
ール（ＰＤモジュール）９は、前記伝送路１から光カプ
ラ合分波器２を介して光信号を受信するフォトダイオー
ド（ＰＤ）１０から成る。なお、終端回路３は、４ポー
トからなる光カプラ合分波器２内部における送信側から
受信側への回り込み信号を防止する。

【０００３】図１９は、前記ＬＤモジュール６の一例を
示したものである。気密容器内にマウントされたＬＤ７
はその前後両方向に光信号を出力し、その前方へ出力さ
れる光は、容器頂部のレンズを通して外部の光ファイバ
伝送路へ導かれ、そして後方へ出力される光はモニタ用
のＰＤ８で受光される。図２０は、前記ＬＤモジュール
６及びＰＤモジュール９を一つにまとめた光モジュール
部の一例を示したものであり、図中の円形状は集光レン
ズである。図２１は、図２０にさらに光カプラ合分波器
２を付加した光モジュール部の一例を示したものであ
る。

【０００４】図１８に戻って、前記ＬＤモジュール６及
びＰＤモジュール９の駆動回路１１において、ＬＤドラ
イバ１２は入力信号（ＤＡＴＡＩＮ＆ＣＬＫＩ
Ｎ）に従ってＬＤモジュール６内のＬＤ７を駆動する。
前記ＬＤ７の出力光の一部は上述したようにＰＤ８で受
光されＡＰＣ (Automatic Power Control)回路１３に与
えられる。ＡＰＣ回路１３は、ＬＤ７の出力光をモニタ
し、そしてその出力パワーが一定となるようにＬＤドラ
イバ１２の駆動電流を制御する。ＡＰＣ回路１３に付加
された閾値回路（ＶＴ）は、ＬＤ７を駆動する際の駆動
閾値電流を与える。

【０００５】前記ＰＤモジュール９からの受信信号は前
置増幅器（Ｐｒｅ）で増幅され、後段のＡＧＣ（Automa
tic Gain Control) 回路１６に与えられる。ＡＧＣ回路
１６は、受信信号レベルを一定に保つため前記増幅器１
５の利得をフィードバック制御し、その出力信号は続く
タイマ／デコーダ回路１７に与えられる。前記タイマ／
デコーダ回路１７は、入力信号から受信タイミングを抽
出し、それを用いて受信信号の波形成形を行い、そして
それらを外部に出力する（ＤＡＴＡＯＵＴ＆ＣＬＫ
ＯＵＴ）。

【０００６】図２２は、上述した図１８のＡＰＣ回路１
３及び閾値回路１４のより詳細なブロック構成例を示し
たものである。図２２において、信号電流駆動用の定電
流源（Ｉｐ）２１及びＬＤ７にバイアス電流を流す定電
流源（Ｉｂ）２２が、図１８のＬＤドライバ１２に相当
する。また、図２２のＩ／Ｖ変換回路２３、増幅器（Ａ
ＭＰ）２４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５、差分器
２７、基準値設定回路２６、そして増幅器（ＡＭＰ）２
８が、図１８のＡＰＣ回路１３に相当する。そして、図
２２のＩｂ発生回路２９、温度補償回路３０、そして感
温デバイス３１が、図１８の閾値回路１４に相当する。

【０００７】上記ＡＰＣ回路構成において、Ｉ／Ｖ変換
回路２３は、ＰＤ８からのモニタ電流を電圧に変換し、
そのモニタ電圧は増幅器２４で所定レベルに増幅された
後、ローパスフィルタ２５を通して直流レベルに変化さ
れる。差分器２７は、前記直流電圧と基準値設定回路２
６から与えられる基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｉｐ））との誤
差を検出し、その誤差電圧は増幅器２８で増幅されてＬ
Ｄ７の出力パワーを一定制御すべく信号電流駆動用の定
電流源（Ｉｐ）２１に与えられる。また、上記閾値回路
構成において、感温デバイス３１はＬＤモジュール６の
温度を検出し、そして温度補償回路３０は、例えば検出
温度−バイアス電流値変換テーブル等を使って前記検出
温度をバイアス値に変換する。Ｉｂ発生回路２９は、前
記バイアス値によってバイアス電流用の定電流源（Ｉ
ｂ）２２を駆動制御する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た光通信モジュールは、以下に示すような種々の問題点
を有していた。第１の問題点は、図２３〜図２６に示す
光−電気変換デバイスであるＬＤ７の駆動電流（Ｉｆ）
−光出力パワー（Ｐｆ）特性に起因するものである。図
２３は、一般的なＬＤ７の駆動電流（Ｉｆ）−光出力パ
ワー（Ｐｆ）特性を示したものである。図２３の（ａ）
に示すように、ＬＤ７は、ほぼＰｏ＝η＊（Ｉｆ−Ｉｔ
ｈ）で表される変換特性を有しており、そのため、図２
３の（ｂ）に示すように、入力電流は、閾値（Ｉｔｈ）
相当の直流電流Ｉｂを常時流しておくバイアス電流用の
定電流源（Ｉｂ）２２からのバイアス電流と、入力デー
タに応じて２値的に電流を変化させる信号電流駆動用の
定電流源（Ｉｐ）２１からのパルス駆動電流の和とな
る。これによって、入力波形をリニヤに再現した出力波
形が得られる（図２３の（ｃ））。なお、後者に関して
は、上述したようにＬＤモジュール６内部に設けられた
光出力モニタ用のＰＤ８からの信号を基に、常に光出力
振幅が所定の設定値に収束するようＡＰＣフィードバッ
クがかけられている。

【０００９】図２４〜図２６は、図２３に示した特性の
温度変動の一例を示している。図２４は、図２３の
（ａ）に示すＬＤの駆動電流（Ｉｆ）−光出力パワー
（Ｐｆ）特性の温度特性を示したものである。図２５
は、温度が上昇した場合の駆動波形と光出力波形との関
係を示しており、それとは反対に図２６は、温度が低下
した場合の駆動波形と光出力波形との関係を示してい
る。図２４に示すように、温度が上昇するにつれて閾値
電流（Ｉｔｈ）が大きくなり、また変換係数ηが小さく
なる傾向がある。このうち、後者の変換係数ηの変動は
ＡＰＣループによって吸収され得るが、前者の閾値電流
の変動は従来の構成ではいわゆる自動的に打ち消すこと
はできない。

【００１０】上記閾値の変動を放置すると、図２５に示
すように温度が上した場合には、ＬＤ７の閾値電流が増
加し、それによって出力パルスに立ち上がりジッタが発
生し、また出力パルス幅が減少する等の問題が生じる。
それとは反対に図２６の温度が低下した場合には、前記
閾値電流が減少し、それによってパルス幅が減少し、ま
た直流成分の重畳によりパルス消光比が劣化する等、い
ずれにしても伝送品質全体の劣化を招く様々な不具合が
生じ、その結果通信用のモジュールとしては実用に耐え
ないものとなる。このため、通常は予め統計的に若しく
は実際に使用するダイオードの温度特性を測定してお
き、図２２で示した閾値回路構成等によって温度に応じ
たバイアス電流を流すことで閾値電流（Ｉｔｈ）の温度
変動を吸収していた。

【００１１】しかしながら、上記の閾値回路構成を用い
たとしても依然として以下で述べるような問題点が残
る。閾値電流（Ｉｔｈ）は、ほぼ指数関数で表されるも
のの（Ｉｔｈ（Ｔａ）＝Ｉｔｈ０＊ｅｘｐ（Ｔａ／Ｔ
０）、但しＴ０は特性温度、Ｉｔｈ０は特性温度での閾
値）、常温〜高温側と常温〜低温側で異なる特性温度を
用いないと良い近似とはならず、これを回路的に近似し
ようとすると温度補償回路が複雑になる。また、図２５
及び図２６で示したように、バイアス電流（Ｉｂ）は、
閾値電流（Ｉｔｈ）より大きすぎても、小さすぎても伝
送品質の劣化を招くことから、この補償のための調整が
非常に困難である。正確に温度補償を行うためには、個々のＬＤの温度
特性を取得する必要があるが、そのことはＬＤ若しくは
光モジュールのコストアップ要因となる。

【００１２】第２の問題点は、送受信を時間的に切り替
えることによって１本のファイバケーブル上で双方向通
信を可能とするＴＣＭ (Time Compresson Multiplex)シ
ステムに上記光通信モジュールを適用した場合に生ず
る。始めに、図２７のＴＣＭ通信方式の説明図に従い、
それについて簡単に説明する。現在、光加入者伝送路の
様々なトポロジーが研究されている。図２７の（ａ）
は、そのなかの一方式であるＴＣＭを用いたパッシブダ
ブルスター（ＰＤＳ）構成を示したものであり、そこで
は一本のファイバ上で双方向伝送が行われる。図２７の
（ｂ）に示すように、局側（Ｘ）と加入者側（Ａ〜Ｄ）
との間で送信／受信を交互に時分割で切り替えることに
よって双方向伝送が行われる。これをＴＣＭ−ＴＤＭＡ
方式という。

【００１３】本方式では、システムの初期設定時、局側
（Ｘ）３１は、距離測定用パルスを各加入者側（Ａ〜
Ｄ）３３〜３６へ送出し、その折り返しパルスを受信す
ることで各加入者との間の伝送遅延時間を決定する。そ
の測定結果に基づいて各加入者３３〜３６には、局３１
から情報を受信した際に、局側３１へ他の加入者と衝突
することなく情報を送信できる送信用のタイムスロット
が割り当てられる。図２７の（ｂ）において、（ｉ）は
局３１から各加入者３３〜３６への情報の送信、（ｉ
ｉ）は前記局３１から情報を受信した加入者（Ａ）３３
の局３１への情報の送信、そして（ｉｉｉ）は前記局３
１から情報を受信した加入者（Ｂ）３４の局３１への情
報の送信をそれぞれ示している。

【００１４】上記方式は、スターカプラ３２を介してス
ター状に多数の加入者３３〜３６を収容でき、さらに前
記スターカプラ３２と局３１との間は光ファイバ１本で
接続されるという経済上のメリットがある。しかしなが
ら、上記方式の場合、各加入者３３〜３６の送信部バイ
アス発光出力が充分小さくないと、図２６の（ｃ）で示
した直流出力電圧がそれぞれ加算されて遠方から送信さ
れた微弱な信号に他の送信部からのバイアス発光が重畳
され、局側の受信光の１／０光強度比が小さくなる恐れ
がある。即ち、受信パルスの消光比が低下して伝送特性
が大きく劣化することになる。図２８は、上述した局側
における受信パルスの消光比劣化の状態を示したもので
ある。

【００１５】また、上述した通信上の直接的な問題とし
てではなく、ＴＣＭ通信と関連して図１９〜図２１で示
したＬＤモジュール６及びＰＤモジュール９には、小型
化・経済化、さらには確実な異常検出等に関して以下の
ような問題がある。すなわち、図２０及び図２１に示す
ように、従来においてはいずれのＬＤモジュール６及び
ＰＤモジュール９も個別にモジュール化されており、そ
のため光送受信部モジュールをより一層小型化すること
は困難であり、またその製造面においても光送受信部モ
ジュールは送受それぞれ個別の部材を使い、さらに送受
独立に調整が必要となる等、低コスト化においても多く
の問題を有していた。

【００１６】さらに、伝送路に異常が発生した場合、網
はそれに即時に対応する必要があり、このため光送受信
用に用いられる装置または端末は、各種の異常を正確か
つ容易に検出することが要求される。しかしながら、図
１９に示すように、従来のＬＤモジュール６におけるモ
ニタ用のＰＤ素子８は、ＬＤ素子７からのバック光を検
出し、それによってＡＰＣ制御を行っており、上記構造
では実際に伝送路側に送られる前方向の光出力をモニタ
することができず、伝送路側における光出力断の状態や
ＬＤの劣化を容易に検出することができなかった。従っ
て、ＬＤ素子７からの前方向の光出力が無くてバックだ
けが出ている場合には、異常を検出する事が出来ないと
いう問題があった。

【００１７】上述したような現状の光モジュール構成で
は、送信用光モジュール内にＬＤ素子、モニタ用ＰＤ素
子、受信用光モジュール内にＰＤ素子と合計３ケの高価
格光半導体素子が使われる。しかし、ＴＣＭ用の光送受
信部モジュールとして使用する場合には、送信と受信を
時分割で切り替えるＴＣＭ通信の特徴を生かして、送信
部と受信部で共通に使用される部品、特に上記送信用光
モジュール内のモニタ用ＰＤ素子と受信用光モジュール
内のＰＤ素子を１つのＰＤ素子で共用することができ
る。また、このようにＰＤ素子を共用する場合には、受
信時には通常の受光用のＰＤ素子として使い、送信時に
はＬＤ素子から実際にケーブルに送出される光出力を直
接モニタするモニタ用のＰＤ素子として使用することも
できる。

【００１８】そこで本発明の目的は、上記種々の問題点
に鑑み、送信動作状態における閾値電流（Ｉｔｈ）をモ
ニタし、バイアス電流（Ｉｂ）をそれに自動的に追随、
収束させることによって、温度変動等の種々の閾値変動
要因の影響を排除し、広い温度範囲で安定に動作し且つ
閾値調整やＬＤ特性の測定等を不要とした光通信モジュ
ールを提供せんとするものである。また、本発明の目的
は、ＴＣＭシステムに用いられる光通信モジュールにお
いて、送信モジュールと受信モジュールとをＰＤ素子等
の共用化を行って一体形成し、それによってモジュール
の小型化及び経済化を達成し、さらには実際にファイバ
へ送出される光出力を直接モニタすることにより正確な
障害検出やＡＰＣ制御を実現した光通信モジュールを提
供せんとするものである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】図１は、本発明による光
通信モジュールの基本構成を示したものである。なお、
図１において先に説明した図１８の従来例と機能上対応
する部分については理解の容易のため同一符号が付して
ある。本発明によれば、送信信号を光信号として伝送路
へ送信し、伝送路からの光信号を受光する光送受信部
６，９、そして前記送信信号を前記光送受信部に与え、
前記光送受信部の受光信号を受信信号として再生する駆
動部１１から成る光通信モジュールにおいて、前記駆動
部１１には、前記光送受信部６，９において前記送信光
信号を出力するレーザダイオード７のバイアス電流をそ
の閾値電流に逐次追従させるため、前記光出力をモニタ
するフォトダイオード１０が検出する前記レーザダイオ
ード７からの光雑音出力が極大となるように前記バイア
ス電流を制御する閾値制御回路１４が与えられる。

【００２０】また本発明によれば、１本のファイバから
なる双方向伝送路１へ送信光信号を出力し、前記伝送路
からの入力光信号を受光する光送受信部６，９、そして
前記送信信号を前記光送受信部に与え、前記光送受信部
の受光信号を受信信号として再生する駆動部１１から成
る光通信モジュールにおいて、前記光送受信部６，９
は、前記送信光信号を出力するレーザダイオード７、送
信期間中は前記レーザダイオード７から前記伝送路１へ
の出力光をモニタし且つ受信期間中は前記伝送路１から
の入力光信号を受光するモニタ／受信兼用のフォトダイ
オード１０、及び前記伝送路１と前記レーザダイオード
７及びフォトダイオード１０との間で前記送受信光の合
成／分波を行う光合分波器２を有し、そして前記駆動部
１１は、時分割で前記光送受信部６，９の送受信切り替
え制御を行う送受切替え回路１８を有する光通信モジュ
ールが提供される。

【００２１】さらに本発明によれば、１本のファイバか
らなる双方向伝送路１へ送信光信号を出力し、前記伝送
路からの入力光信号を受光する光送受信部６，９、そし
て前記送信信号を前記光送受信部に与え、前記光送受信
部の受光信号を受信信号として再生する駆動部１１から
成る光通信モジュールにおいて、前記光送受信部６，９
は、前記送信光信号を出力するレーザダイオード７、送
信期間中は前記レーザダイオード７から前記伝送路１へ
の出力光信号をモニタし且つ受信期間中は前記伝送路１
からの入力光信号を受光するモニタ／受信兼用のフォト
ダイオード１０、及び前記伝送路１と前記レーザダイオ
ード７及びフォトダイオード１０との間で前記送受信光
の合成／分波を行う光合分波器２を有し、そして前記駆
動部１１は、時分割で前記光送受信部６，９の送受信切
り替え制御を行う送受切替え回路１８、及び前記フォト
ダイオード１０でモニタされた光雑音出力が極大となる
ように前記レーザダイオード７のバイアス電流を逐次制
御する閾値制御回路１４を有する光通信モジュールが提
供される。

【００２２】

【作用】レーザダイオード（ＬＤ）の光雑音は、所定の
周波数分布とバイアス電流／閾値電流（Ｉｂ／Ｉｔｈ）
依存性を有している。光雑音のＩｂ／Ｉｔｈ依存性はＩ
ｂ≒Ｉｔｈで鋭いピークを持ち、そこを境にＩｂの増減
によって前記光雑音は指数関数的に減少する。従って雑
音成分の殆どはＬＤ駆動電流がほぼ閾値電流となるＤＡ
ＴＡ＝ '０' 期間の寄与によるものである。また、光雑
音の周波数分布については、ＬＤの光雑音が緩和振動周
波数近傍を除いてはほぼ一定値であるのに対し、ディジ
タル信号のパワースペクトは、ビットレートをｆｏとす
ると理想的には２ｎ＊ｆｏ（ｎは整数）の周波数成分は
０である。従って、モニタされた信号から２ｎ＊ｆｏ成
分を抽出し、その検波出力（２ｎ＊ｆｏの光雑音成分）
を最大化するようにバイアス電流に対して逐次フィード
バック制御をかければ、送信データによる干渉が最小の
状態でＩｂをＩｔｈに追随させることができる。

【００２３】また、本発明によれば送受信を時間的に切
り替えるＴＣＭシステムにおいて、前記送受信部６，９
は、従来のＬＤモジュール内のＬＤ素子とＰＤ素子の配
置を変え、そして分岐膜等の光合分波器２を加えること
により、ＰＤ１０を受信用とＬＤ光出力モニタ用の両者
に兼用することができる。これによって使用する光半導
体素子数は３から２へと減少し、且つ送受信モジュール
を一体化して一括製造することができ、送受信部の小型
化及び低コスト化が達成される。さらに、ＬＤ７からフ
ァイバに出力される前方向の光出力を光合分波器２を介
して前記ＰＤ１０でモニタすることによって、ＬＤ７の
出力断や劣化等の出力障害を正確且つ容易に検出でき
る。

【００２４】さらに、前記送受切替え回路１８は、外部
から与えられる送受切替え信号、又は内部のタイマーに
よる自立的な送受切替えを行う。送受切替え回路１８
は、送受送信動作中は前記ＰＤ１０からのモニタ信号を
ＬＤ７の出力一定制御を行うＡＰＣ回路１３、前述した
本発明による閾値制御回路１４に与え、また受信動作中
は前記ＰＤ１０からの受信信号を受信レベルを一定に制
御するＡＧＣ回路１６に与える。なお、この場合、受信
部に広帯域プリアンプ１５を使用することで、広帯域プ
リアンプ１５の出力を前記ＡＰＣ回路１３で使用するこ
とができる。本発明の構造によれば、ＬＤ内部のモニタ
ＰＤが無くても、前記ＡＰＣ制御や閾値制御が可能にな
る。

【００２５】

【実施例】図２は、本発明による閾値制御回路１４部分
の第１の実施例を示しており、その基本的な回路ブロッ
ク構成を示したものである。なお、先に図２３で示した
従来例の閾値回路で説明したものと同様なものにはそれ
と同一の符号が付してある（以下、本閾値制御回路の各
実施例を示す図面において同じ）。図２３で説明した従
来の閾値回路との相違は、従来の感温デバイス３１、温
度補償回路３０、及びＩｂ発生回路２９が削除され、そ
れに代えてＡＰＣとほぼ同様な回路構成からなるフィー
ドバックループが形成されている点である。

【００２６】すなわち、本発明による閾値制御回路１４
は、ＬＤ７からの光をモニタ電流に変換するモニタＰＤ
８、モニタ電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路１０
１、その出力を増幅する増幅回路１０２、前記増幅回路
１０２の出力から送信信号ビットレートｆｏの偶数倍の
周波数成分２ｎ＊ｆｏを抽出するバンドパスフィルタ１
０３、前記バンドパスフィルタ出力の包絡線検波を行う
ＡＭ検波回路１０４、前記ＡＭ検波出力の変動（送信デ
ータのマーク率の瞬時変動）を平滑化するためのローパ
スフィルタ１０５、所定の基準値を与える基準値設定回
路１０６、前記基準値とローパスフィルタの出力の差分
誤差を求める差分器１０７、そして前記誤差を増幅する
誤差増幅回路１０８から構成される。

【００２７】図３は、ＬＤが発生する光雑音の電流依存
性及び周波数特性を示した図である。ＬＤの光雑音は、
図３の（ａ）に示すようなバイアス電流と閾値電流との
比（Ｉｂ／Ｉｔｈ）に関する依存性とその周波数分布と
を有している。図３の（ａ）から分かるように、光雑音
のＩｂ／Ｉｔｈ依存性はＩｂ≒Ｉｔｈで鋭いピークを持
ち、そしてＩｂが増えるに従って指数関数的に減少す
る。このため、雑音成分の殆どはＬＤ駆動電流（Ｉｆ）
がＩｆ≒ＩｔｈであるＤＡＴＡ＝ '０' 期間の寄与によ
るものである。また周波数分布については、ＬＤの光雑
音は緩和振動周波数近傍を除いてはほぼ一定値である。

【００２８】送信ディジタル信号のパワースペクトは、
ビットレートをｆｏとすると図３（ｃ）に示すように、
理想的には２ｎ＊ｆｏ（ｎは整数）成分は０である。従
って、モニタされた信号から２ｎ＊ｆｏ成分を抽出し
（雑音成分だけが抽出される）、その検波出力振幅を最
大化するようにフィードバックをかければ、送信データ
による干渉が最小の状態でＩｔｈを追随できることにな
る。図３の（ｂ）は、前記Ｉｔｈの求め方を示してお
り、この特性曲線は図３の（ａ）を左側から見た場合に
対応する。

【００２９】図２に戻って、ここでは図３の（ｂ）に示
した方法によってＩｔｈが逐次更新されることを説明す
る。ＬＤ７のバイアス電流は動作開始直後、初期値Ｉｔ
ｈ０にセットされる。この状態では２ｎ＊ｆｏ成分の検
波出力は基準値Ｖｒｅｆ（Ｉｂ）よりも小さいため、Ｉ
ｂが増加する方向に帰還がかかり、ＩｂはＩｔｈ（Ｔ
１）（Ｔｎは周囲温度）に近づく。なお。それとは反対
に初期値としてＩｔｈ０（＞Ｉｔｈ（Ｔ１））を与えれ
ば、逆にＩｂは減少して前記と同様にＩｔｈ（Ｔ１）近
傍へと収束する。

【００３０】ここで、バイアス電流Ｉｂが初期値Ｉｔｈ
０からＩｔｈ（Ｔ１）に収束後、周囲温度がＴ１→Ｔ２
（Ｔ２＞Ｔ１）へと上昇し、それによってＩｔｈが増加
したとすると、図３の（ｃ）に示すＶｎｏｉｓｅ対Ｉｆ
の曲線は右側にシフトする。前記シフト前の収束点がＡ
（つまりＩｂ＜Ｉｔｈ）であったとすると、温度上昇に
よる右側への曲線シフトによって検波出力が低下するこ
とになるから、本回路のフィードバック制御によりＩｂ
が増加し、再びＩｔｈ（Ｔ２）近傍Ｃで収束し、バイア
ス電流は自動調整される。

【００３１】なお、図３の（ｃ）ではＩｔｈと収束点
Ａ，Ｂの差を誇張して書いてあるが、図３の（ａ）のグ
ラフより光雑音強度が約半分となるのはＩｆ＜Ｉｔｈ側
で−５％、Ｉｆ＞Ｉｔｈ側で＋１％のオーダである。従
って、図２に示すような極めて単純な固定基準値を与
え、その基準値Ｖｒｅｆ（Ｉｂ）の設定誤差を５０％見
込んだとしても、バイアス電流値をＩｔｈの極めて近傍
に維持できることが分かる。

【００３２】図４は、本発明による閾値制御回路の第２
の実施例を示している。上記図２では単純な固定基準値
方式の実施例を示したが、同様な機能を以下の例に示す
ようなカウンタ＋Ｄ／Ａコンバータ等の手段によりＩｂ
を微小量ΔＩｂだけ変化させ、その変化前後の検波出力
振幅を比較することによってバイアス電流Ｉｂを光雑音
の極大点（〜Ｉｔｈ）に追随するよう制御することも可
能である。そのような回路構成が図４の実施例２に示さ
れている。

【００３３】図４においては、図２の基準値設定回路１
０６及び差分回路１０７に代えて、サンプリングパルス
発生回路１０６、前記サンプリングパルス発生回路１０
６からのサンプリングパルスによって１サンプリング前
の検波出力（Ｖ_N（ＯＬＤ））をサンプルホールドする
サンプル＆ホールド回路１０７、前記Ｖ_N（ＯＬＤ）と
現時点の検波出力（Ｖ_N（ＮＥＷ））との大小比較を行
うコンパレータ１０８、前記サンプリングパルスを計数
するカウンタ１１０、前記コンパレータ１０８の出力信
号で前記カウンタ１１０の増減を指示するカウンタ増減
切替部１０９、前記カウンタ１１０の出力をアナログ値
に変換するディジタル／アナログ（Ａ／Ｄ）コンバータ
１１１が用いられる。

【００３４】図４において、説明のために仮に動作開始
時にＩｂ＜Ｉｔｈであり、またカウンタ増減切替部１０
９の出力がデクリメントを指示していたとする。最初の
サンプリングパルスが発生すると、前記デクリメント指
示によってＩｂは減少する。同時にサンプリングパルス
によりＩｂ減少前の検波出力が、サンプル＆ホールド回
路１０７に保持される。上記Ｉｂ＜Ｉｔｈの条件より、
前記Ｉｂの減少はＡＭ検波回路１０４の検波出力の低下
となり、それによってコンパレータ１０８の＋側の電位
が−側よりも高くなる（Ｖ_N（ＯＬＤ）＞Ｖ_N（ＮＥ
Ｗ））。これによって、コンパレータ出力は反転して前
記カウンタ増減切替部１０９にインクリメントを指示
し、カウンタ１１０はカウントアップ動作に切り換わる
（Ｖ_N（ＯＬＤ）＜Ｖ_N（ＮＥＷ））。

【００３５】以後はＩｂが増加し、そして光雑音のピー
クであるＣ点に到るまでは、常にＩｂの増加はＡＭ検波
回路１０４の検波出力の増大となってＶ_N（ＯＬＤ）＜
Ｖ_N（ＮＥＷ）の関係が維持されるため、その間、カウ
ンタ１１０はカウントアップ動作を継続する。やがてＣ
点を越えると、Ｉｂが増えるにつれて検波出力が減少す
るから（Ｖ_N（ＯＬＤ）＞Ｖ_N（ＮＥＷ））、コンパレ
ータ出力は再び反転しデクリメントを指示し、今度はカ
ウントダウンに切り換わる。このようにして、最終的に
は光雑音のピーク（Ｃ点）から、Ｄ／Ａコンパータの精
度で決まるＩｂの最小変化巾ΔＩｂ程度の範囲に収束す
る。従って、温度変動等によってＩｔｈが変化した場合
にも、上記収束過程が繰り返されてＩｂ≒Ｉｔｈとな
る。

【００３６】図５は、本発明による閾値制御回路の第３
の実施例を示している。図５は、図４の第２の実施例の
一変形実施態様例を示したものであり、その基本動作は
第２の実施例と同様である。図４との相違は、２ｎ＊ｆ
ｏ成分抽出用バンドパスフィルタ１０３に代えて、信号
送出時間はゲートを閉じ、無信号（雑音）時間だけゲー
トを開くゲート回路１１３を設けた点である。

【００３７】ディジタル信号の伝送中には、閾値Ｃ点付
近で大きな振幅のディジタル信号が加算されており、こ
のためディジタル信号の '１' 側に２ｎ＊ｆｏ成分が重
畳していると、図３の（ｂ）で示した雑音極大点が不明
確になる可能性がある。これを回避するために、信号送
出時間又は送信信号が '１' の場合だけゲート回路１１
３を閉じ、それによってディジタル信号成分を取り除
く。このように、雑音成分だけを通過させることによっ
てより確実なＩｔｈの追随が可能となる。なお、図４の
２ｎ＊ｆｏ成分抽出用バンドパスフィルタ１０３と本実
施例のゲート回路１１３とを併用し、より正確な雑音抽
出を行ってもよい。

【００３８】図６は、本発明による閾値制御回路の第４
の実施例を示している。図６も、図４の第２の実施例の
別の実施態様例を示したものであり、その基本動作は第
２の実施例と同様である。図４との相違は、図４の第２
の実施例にカウンタの閾値回路１１４を新たに追加した
点である。前記カウンタの閾値回路１１４は、カウンタ
１１０がカウントアップ／カウントダウンをランダムに
繰り返す収束点近傍（Ｃ点）で、Ｉｂの増減を停止させ
るようにしたものである。このことは、特にＬＤの光−
電気変換効率ηが高く、変換精度が荒い安価なＤ／Ａを
用いる場合に効果がある。その場合、図４の第２の実施
例の構成ではＣ点の近傍でＩｂが最悪２＊ΔＩｂ程度の
巾で振動し、消光比劣化等がおこり得るからである。

【００３９】図７は、図６に示す閾値回路の一回路構成
例を示しており、図７の（ａ）は回路ブロック図、そし
て図７の（ｂ）はその主要なタイミングチャートであ
る。図７の（ａ）において、Ｍ進カクンタ２０１はサン
プリングパルス発生回路１０６からのサンプリングパル
スをＭ個計数するごとにリセットパルスを出力する。２
進アップ／ダウンカウンタ２０４は、前記Ｍ進カウンタ
２０１によって周期的にリセットされる間に、カウント
アップパルスとカウントダウンパルスの差（Ａ−Ｂ）
が、設定値Ｄ０〜Ｄｎによるカウント数を越えた場合に
キャリーアウト（Ｃ．Ｏ）信号を出力する。前記Ｃ．Ｏ
出力は、Ｓ／Ｒフリップフロップ回路２０６のセット端
子に与えられ、そのセット出力Ｑにより前記カウントア
ップ及びカウントダウンパルス（Ａ，Ｂ）のゲート回路
２０７，２０８が開かれ、親カウンタ１１０はそのゲー
ト出力（Ａ’，Ｂ’）によりカウント動作を開始する。

【００４０】前記Ｃ．Ｏが出力されない限りゲート回路
２０７，２０８は閉じたままであり、親カウンタ１１０
はその動作を停止し、Ｄ／Ａコンバータ出力を決定する
親カウンタ１１０のカウント値は更新されない。従っ
て、Ｃ点近傍に達した後は、温度変動等によってＩｔｈ
が変動し、カウントアップパルス／カウントダウンパル
スのバランスが崩れるまでＩｂは一定値に保持される。
なお、確実に本回路を起動させるため、ノイズレベルが
一定値以下になったことを検出するコンパレータ２０３
によって強制的にＲ／Ｓフリップフロップ２０６をリセ
ットし、あるノイズレベル以下の動作を無効にしてい
る。

【００４１】図８は、図６に示す閾値回路の別の回路構
成例を示しており、図８の（ａ）は回路ブロック図、そ
して図８の（ｂ）はその動作説明図である。図７がカウ
ンタを使った閾値回路であるのに対し、本実施例ではコ
ンパレータを使用してアナログ的な処理を行っている。
図８の（ａ）において、Ａ，Ｂのカウントパルスはそれ
ぞれ＋１回路２０９及び−１回路２１０によって逆振幅
特性のアナログ信号に変換される。前記各信号は、次段
の積分器（Σ）によって逐次加算され、いわゆる階段波
形として出力される（図８の（ｂ）の点線波形Ｃ）。前
記出力はローパスフィルタ２１１を通して平滑化される
（図８の（ｂ）の実線波形Ｄ）。

【００４２】前記ローパスフィルタ２１１の出力は、親
カウンタ１１０のカウント更新動作を停止させる上限閾
値を基準閾値（Ｖｔｈ１）とするコンパレータ２１２及
び下限閾値を基準閾値（Ｖｔｈ２）とするコンパレータ
２１３に同時に入力される。時間当たりのカウントアッ
プ／カウントダウンパルスの数がほぼ等しい場合には、
前記積分出力ＤはＶｔｈ１，Ｖｔｈ２を越えず、その場
合だけ各コンパレータ２１２，２１３の出力が与えられ
るＯＲ回路２１６の出力は" Ｌ" となり図７で説明した
ゲート回路２０７，２０８を閉じて親カウンタ１１０の
カウントは更新されない。よってＩｂの値が保持され
る。なお、図７と同様に本例にも起動用のコンパレータ
２１６が付加されている。

【００４３】図９は、本発明による閾値制御回路の第５
の実施例を示したものである。図１０は、図９の送受切
り替え信号とＬＤ駆動電流との関係の説明図である。図
９の基本的な回路構成は前述した図６の第４の実施例と
同様であるが、本実施例ではＴＣＭ通信を考慮して送受
切り替えに関連する回路が新たに付加されている。先
に、図２７及び図２８で説明したように、ＴＣＭ−ＴＤ
ＭＡ方式では遠方から送信された微弱な信号に他の送信
部のバイアス発光が重畳され、信号光の１／０の光強度
比が小さくなって消光比が低下し、伝送特性が劣化する
という問題がある。本実施例は、上述した様々な閾値電
流（Ｉｔｈ）追随機構に加え、図２７で示したようなパ
ッシブダブルスター（ＰＤＳ）形の光伝送路に適合する
よう、バイアス電流（Ｉｂ）のＯＮ／ＯＦＦ機構を設け
ることでバイアス発光による干渉を防止しようとするも
のである。

【００４４】図９において、Ｉｔｈ追随部の基本構成は
図６の第４の実施例と同様であるのでその説明は省略す
る。但し、送信終了直後にその時のＤ／Ａコンバータ１
１１の値を退避しておくための退避レジスタ１１５が新
たに追加されている。図中の送受切替信号（ＳＷ１）
は、自局が送信する場合に装置内で作成される制御信号
であり、送信データに先立ってＨになり、送信データと
ほぼ同時にＬに遷移するものとする。受信状態から初め
て送信を行う場合について説明する（制御波形やタイミ
ング等については図１０を参照）。

【００４５】まず、最初の受信状態でＤ／Ａコンバータ
１１１はリセットされており、従ってバイアス電流Ｉｂ
は０である。つぎに送信データに先立って、送受切換信
号がＬからＨに遷移すると、退避レジスタ１１５の内容
がＤ／Ａコンバータ１１１の入力にコピーされる。その
初期設定値は０であり、従ってバイアス電流は０から立
ち上がることになる。送信期間中は、第４の実施例等で
説明したＩｔｈ追随動作が行われ、ＩｂはＩｔｈ近傍に
収束する。次いで、送信期間が終了するとともに送受切
替信号はＨからＬに遷移する。この際、Ｄ／Ａコンバー
タ１１１の入力データは退避レジスタ１１５に退避され
た、そしてＤ／Ａコンバータ１１１はリセットされる。
従って、バイアス電流は再び０になり、これによって受
信期間に問題となっていたバイアス発光の発生は防止さ
れる。また、１回目以降の送信動作は、前回送信時のデ
ータを初期値として収束を開始するため、短時間で収束
する。

【００４６】図１１は、本発明による閾値制御回路の第
６の実施例を示したものである。図１１の基本的な回路
構成は前述した図４の第２の実施例と同様であるが、本
実施例ではＩｔｈ追随回路にＬＤ劣化検出のためのＩｔ
ｈモニタ出力とＩｔｈアラーム出力を設け、そのために
Ｉｔｈアラーム参照用データ部１１７及びマグニチュー
ドコンパレータ１１６が追加されている。製造技術が進
歩した現在でも、光部品の信頼度はディジタル回路部品
に比べて低く、通信途絶前に交換・修理を行うために光
送信／受信モジュールにおいては各種のモニタ端子が設
けられている。送信モジュールにおいてはそのようなモ
ニタとしてＬＤ駆動電流モニタなどが設けられている。
しかしながら、このようなアナログ型のモニタを基本的
にディジタル回路である通信装置が扱えるようにするた
めには、外付け又は内蔵のＡ／Ｄコンバータによりディ
ジタル信号に変換する必要がある。

【００４７】本実施例においては、Ｉｂ制御のためにす
でにＤ／Ａコンバータ１１０を使用しているため、Ｄ／
Ａコンバータ１１０の入力ディジタル信号をそのまま出
力すれば、装置側でそれをＩｔｈモニタとして取り込む
ことができる。また、参照データとしてＩｔｈの上限値
をＩｔｈアラーム参照用データ部１１７に記憶してお
き、これとＤ／Ａコンバータ１１０の入力ディジタル信
号とをマグニチュードコンパレータ１１６で比較すれ
ば、Ｉｔｈアラーム出力を与えることも可能となる。以
上の説明においては、本発明による光通信モジュールの
閾値制御回路と、その様々なバリエーションについて詳
細に説明してきた。

【００４８】以下では、ＴＣＭと関連した本発明による
光通信モジュールの送受信切り替え構成、及びそのため
の双方向光モジュール部の構成等について詳しく説明す
る。図１２及び図１３は、それぞれ送受切替え回路挿入
時の光通信モジュールの構成例を示した回路ブロック図
である。図１２及び図１３において、図１に示す各回路
ブロックと機能的に対応するブロック部分には同一符号
が付されており、それらについては更めて説明しない。
また、図面の簡略化のためＡＰＣ回路１３と閾値制御回
路１４は、１つのブロックで表している。図１２では、
送受切替え回路１８が装置側から与えられる送受切替信
号によって外部制御される場合を示している。送受切替
え回路１８は、送信時にＡＰＣ回路１３及び図９の第５
の実施例で示したように閾値制御回路１４の各制御を実
施し、そして受信部のＡＧＣ回路１６の制御を停止す
る。それとは反対に、受信時はにＡＰＣ回路１３及び閾
値制御回路１４の制御を停止し、そしてＡＧＣ回路１６
の制御を実施する。

【００４９】また、本実施例においては送受切り替え使
用というＴＣＰの特徴を生かして、送信時にはＬＤ７か
らの送信光出力を光合分波器２を介して受信部のＰＤ１
０でモニタする構成とし、それによって従来送信部に個
別に設けられていたモニタＰＤを削除している。これに
よって、光送受信モジュール部６，９の一体形成、小型
化及び低コスト化等を達成し、さらにはモニタ光として
実際の光送信出力を監視することで光出力断やＬＤ劣化
等の種々の出力障害を正確且つ確実に検出できるように
している。さらに、図１２における前記送受切替え回路
１８は、上述した送受切替えのための制御信号を各ＡＰ
Ｃ回路１３、閾値制御回路１４そしてＡＧＣ回路１６に
与えるとともに、図１２に示すように送信時に受信部の
ＰＤ１０でモニタした送信光を前記ＡＰＣ回路１３及び
閾値制御回路１４へ与えるパス切り替え接続機能も有し
ている。このような構成によって受信部の広帯域プリア
ンプ１５の出力をＡＰＣ回路１３で使用することも可能
となる。

【００５０】図１３に示す例も上記図１２の場合と同様
であるが、それらの相違点は図１３では、光通信モジュ
ール内部のタイマー等を使って自立的に送受信を切り替
える構成とした点である。図１２と同様に本発明の構造
によれば、ＬＤモジュールに使われていたモニタＰＤが
無くても、ＡＰＣ制御が実行可能なうえに、ＬＤ７の前
方向の光出力をモニタする事ができるので、実際に送信
される光出力が検出でき、光出力断の状態やＬＤの劣化
を正確かつ容易に検出できる。また、ＬＤ内部のモニタ
ＰＤが無くなり、ＬＤのコストダウンや小型化、さらに
は送受信部の一体形成が可能となる。

【００５１】図１４〜図１７は、それぞれ本発明による
送受一体形成した光送受信部６，９の構成例を示したも
のである。なお、前記各図には、光合分波器２として種
々の素子が用いられているが、それらには光合分波器２
との対応関係を明確にするために全て同一符号２が付さ
れている。

【００５２】図１４は、カプラ膜付のＰＤチップ１０
を、ＬＤチップ７の前方に４５°傾けて実装し、送受一
体形成した光送受信部６，９の構造を示している。図１
４において、ＬＤ７からの出射光の内、ＰＤ１０の受光
面上に設けられた半透明のカプラ膜（ハーフミラー）２
を透過する成分はモニタ光としてＰＤ１０で受光され、
また前記カプラ膜２で反射された成分はレンズ１２０を
透過してファイバ１に入射される。逆にファイバ１から
出射された信号光はカプラ膜２を透過した成分が受信用
信号としてＰＤ１０で受信される。本構成の場合、ＬＤ
７の前方向光出力をモニタすることからＬＤ７の後方向
光出力が不要となり、従って、通常ＬＤにて実現するこ
とが困難であったＬＤの高出力化が実現されると言った
特長を有している。本構成の場合には、ファイバ出射光
のＰＤ面上でのスポットサイズω₁は概略（１）式で表
わされる。

【００５３】

【数１】例えば、図１４に示す各パラメータがω₀＝５μｍ、光
波長λ＝１．３１μｍ、ｌ₁＝２mm、そしてｌ₂＝５mm
の場合に、式（１）からω₁＝０．２１ｄの関数が成り
立つ。これより、ＰＤ１０の受光径φに対してＰＤの入
射効率を高める条件式φ＞２ω₁を満足するには、例え
ばφ＝１００μｍに対してＬＤ−ＰＤチップ間距離ｄを
２４０μｍ以内にすれば良く、これは実現可能な値であ
る。

【００５４】図１５は、ＬＤ７とＰＤ１０との間にカプ
ラ膜及び全反射膜を施した三角プリズム２をＬＤ７の前
方に配置する構造を示している。ＬＤ７からの出射光は
カプラ膜を透過した成分が屈折してプリズムを通り全反
射膜により反射されモニタ光としてＰＤ１０に入射され
る。また、カプラ膜で反射された成分はレンズ１２０を
透過後にファイバ１に入射される。逆に、ファイバ１か
ら出射された信号光はカプラ膜を透過した成分が屈折
し、受信用信号としてＰＤ１０に入射される。本例で
は、ＬＤ７とＰＤ１０が互いに平行に実装できるという
利点がある。

【００５５】図１６は、ＬＤ７とＰＤ１０との間にカプ
ラ膜及び全反射膜を施した矩形プリズム２をＬＤ７の前
方に配置する構造を示している。図１６における基本動
作は上記図１５と同様である。但し、本構成を用いた場
合には、ＬＤ７及びＰＤ１０のみならずプリズム２まで
を含めて実装方向を統一することができる。

【００５６】図１７は、光合分波器２として導波路２×
２カプラあるいはファイバ融着カプラを使用する構造を
示している。図１７において、２×２カプラ２の片側の
入出力ポートにＬＤ７及びＰＤ１０を配置し、反対側の
入出力ポートの１ポートにファイバ１を、その一方に全
反射膜１２５を配置する。この場合、ＬＤ７からの出射
光はカプラ内部で２分岐され、一方の光はファイバ１へ
と入射され、また、もう一方の光は全反射膜１２５によ
り反射してカプラ内部でさらに２分岐されモニタ光とし
てＰＤ１０に入射される。逆に、ファイバ１から出射さ
れた信号光はカプラ内部で２分岐され受信用信号光とし
てＰＤ１０に入射される。例えば３dBカプラを用いた場
合、ＰＤ１０で受光されるモニタ光はＬＤ７０からの出
射光の２５％、またＰＤ１０で受光される受信光はファ
イバ１の出射光の５０％となる。なお、これまでに挙げ
た全ての実施例において、カプラ部２の分岐比を変える
ことによりモニタ光、ＬＤ，ＰＤの結合効率を変えるこ
とは可能である。

【００５７】

【発明の効果】以上述べたように、本発明による光通信
モジュールは、ＬＤのバイアス電流（Ｉｂ）が閾値電
（Ｉｔｈ）に追随するため、光送信モジュールの試験・
調整が極めて容易になる。また、上記追随によってＩｔ
ｈの温度特性データが不要となり、光送信モジュールの
製造コストを下げることができる。また、特にＴＣＭシ
ステムに用いられる光通信モジュールにおいては、本発
明によりＬＤ内部のモニタＰＤが不要となり、送受信モ
ジュールの一体化、小型化そして低コスト化等が実現さ
れる。さらに、ＬＤの前方向の光出力をモニタすること
から実際の光出力断の状態やＬＤの劣化等を正確かつ容
易に検出できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による光通信モジュールの基本構成を示
した回路ブロック図である。

【図２】本発明による閾値制御回路の第１の実施例を示
した回路ブロック図である。

【図３】ＬＤの光雑音の電流依存性及び周波数特性を示
した図である。

【図４】本発明による閾値制御回路の第２の実施例を示
した回路ブロック図である。

【図５】本発明による閾値制御回路の第３の実施例を示
した回路ブロック図である。

【図６】本発明による閾値制御回路の第４の実施例を示
した回路ブロック図である。

【図７】図６の閾値回路の一回路構成例を示した回路図
である。

【図８】図６の閾値回路の別の回路構成例を示した回路
図である。

【図９】本発明による閾値制御回路の第５の実施例を示
した回路ブロック図である。

【図１０】図９の送受切り替え信号とＬＤ駆動電流との
関係を示した図である。

【図１１】本発明による閾値制御回路の第６の実施例を
示した回路ブロック図である。

【図１２】送受切替え回路挿入時の光通信モジュールの
一構成例を示した回路ブロック図である。

【図１３】送受切替え回路挿入時の光通信モジュールの
別の構成例を示した回路ブロック図である。

【図１４】本発明による送受信一体形成した光送受信部
の一構成例（１）を示した図である。

【図１５】本発明による送受信一体形成した光送受信部
の一構成例（２）を示した図である。

【図１６】本発明による送受信一体形成した光送受信部
の一構成例（３）を示した図である。

【図１７】本発明による送受信一体形成した光送受信部
の一構成例（４）を示した図である。

【図１８】従来のＴＣＭシステムに用いられる光通信モ
ジュールの一例を示した回路ブロック図である。

【図１９】図１８のＬＤモジュールの一例を示した図で
ある。

【図２０】従来のＬＤモジュールとＰＤモジュールを１
つにまとめた光モジュールの一例を示した図である。

【図２１】図２０にさらに光カプラ合分波器を付加した
光モジュールの一例を示した図である。

【図２２】図１８のＡＰＣ回路及び閾値回路の一回路構
成例を示した回路ブロック図である。

【図２３】ＬＤの駆動電流−光出力パワー特性を示した
図である。

【図２４】ＬＤの駆動電流−光出力パワー特性の温度特
性を示した図である。

【図２５】温度が上昇した場合の駆動電流と光出力波形
との関係を示した図である。

【図２６】温度が低下した場合の駆動電流と光出力波形
との関係を示した図である。

【図２７】ＴＣＭ通信方式の説明図である。

【図２８】図２７の場合における局側における受信パル
ス消光比劣化の説明図である。

【符号の説明】

１…伝送路２…光合分波器７…レーザダイオード１０…フォトダイオード１２…ＬＤドライバ１３…ＡＰＣ回路１４…閾値制御回路１５…広帯域増幅器１６…ＡＧＣ回路１７…タイマ／デコーダ回路１８…送受切替え回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｇ０２Ｂ 6/42 Ｈ０１Ｓ 3/096 Ｈ０４Ｂ 10/28 10/26 (72)発明者酒井喜充北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地富士通北海道ディジタル・テクノロジ株式会社内 (72)発明者岡本明神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者国兼達郎神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者渡辺哲夫神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者宮田定之神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者古川博之北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地富士通北海道ディジタル・テクノロジ株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信信号を光信号として伝送路へ送信
し、伝送路からの光信号を受光する光送受信部、そして
前記送信信号を前記光送受信部に与え、前記光送受信部
の受光信号を受信信号として再生する駆動部から成る光
通信モジュールにおいて、前記駆動部は、前記光送受信
部において前記送信光信号を出力するレーザダイオード
のバイアス電流をその閾値電流に逐次追従させるため、
前記光出力をモニタするフォトダイオードが検出する前
記レーザダイオードからの光雑音出力が極大となるよう
に前記バイアス電流を制御する閾値制御回路を有するこ
とを特徴とする光通信モジュール。
【請求項２】前記閾値制御回路は、前記フォトダイオ
ードからのモニタ電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回
路、前記電圧に変換された光雑音出力を所定のレベルに
増幅する増幅回路、クロック周波数ｆｏの前記送信信号
の２ｎ（ｎは整数）倍の光雑音周波数成分（２ｎ＊ｆ
ｏ）を通過させるバンドパスフィルタ、前記バンドパス
フィルタの出力を整流出力する検波器、前記レーザダイ
オードの光雑音出力が極大となるよう前記検波器からの
整流出力と所定の基準値との差分を増幅出力する増幅
器、そして前記増幅器の出力によって前記レーザダイオ
ードのバイアス電流を制御するバイアス電流制御回路か
ら成る請求項１記載の光通信モジュール。
【請求項３】前記閾値制御回路は、前記フォトダイオ
ードからのモニタ電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回
路、前記電圧に変換された光雑音出力を所定のレベルに
増幅する増幅回路、クロック周波数ｆｏの前記送信信号
の２ｎ（ｎは整数）倍の光雑音周波数成分（２ｎ＊ｆ
ｏ）を通過させるバンドパスフィルタ、前記バンドパス
フィルタの出力を整流出力する検波器、前記検波器から
の整流出力をサンプリングするためのクロックを発生す
るサンプリングパルス発生回路、前記サンプリングパル
ス発生回路からのサンプリングクロックに従って前記整
流出力をサンプルホールドするサンプル＆ホールド回
路、前記検波器からの整流出力と前記サンプル＆ホール
ド回路からの１サンプリングクロック前のサンプルホー
ルド値とを比較し前記光雑音周波数成分の増減を検出す
る比較器、前記比較の出力を用いて前記光雑音周波数成
分の極大点を与えるべくカウンタの増減を制御するカウ
ンタ増減切り替え部、前記サンプリングクロックを計数
し前記カウンタ増減切り替え部によってアップ／ダウン
制御されるカウンタ、前記カウンタの計数出力ディジタ
ル−アナログ変換するＤ／Ａコンバータ、前記Ｄ／Ａコ
ンバータの出力を平滑化するローパスフィルタか、そし
て前記ローパスフィルタの出力によって前記レーザダイ
オードのバイアス電流を制御するバイアス電流制御回路
から成る請求項１記載の光通信モジュール。
【請求項４】前記閾値制御回路は、前記バンドパスフ
ィルタに代えて前記電圧に変換された光雑音出力を所定
のレベルに増幅する増幅回路の出力を送信信号データが
０の時のみ通過させるゲート回路を用いる請求項３記載
の光通信モジュール。
【請求項５】前記閾値制御回路は、さらに前記バンド
パスフィルタと共に前記電圧に変換された光雑音出力を
所定のレベルに増幅する増幅回路の出力を送信信号デー
タが０の時のみ通過させるゲート回路を用いる請求項３
記載の光通信モジュール。
【請求項６】前記閾値制御回路は、さらに時分割で送
受信を切り替える双方向通信において、送信期間終了後
に前記Ｄ／Ａコンバータの入力値が退避され、そして送
信期間開始前に前記退避された入力値が前記Ｄ／Ａコン
バータの入力に設定される退避レジスタを有する請求項
３記載の光通信モジュール。
【請求項７】前記閾値制御回路は、さらに前記Ｄ／Ａ
コンパレータの入力を直接出力するモニタ端子、及び／
又は前記Ｄ／Ａコンパレータの入力と所定のアラーム値
とを比較して出力するマグニチュードコンパレータから
のアラーム出力端子を有する請求項３記載の光通信モジ
ュール。
【請求項８】前記閾値制御回路は、さらに前記光雑音
周波数成分の極大点の上下近傍の閾値を与え、光雑音レ
ベルがその閾値間にあるときは前記カウンタの計数動作
を停止するための閾値回路を有する請求項３から７のい
ずれか１つに記載の光通信モジュール。
【請求項９】前記閾値回路は、前記カウンタのカウン
トアップ計数とカウントダウン計数との差を計数する第
２のカウンタを有し、前記第２のカウンタはその差が所
定値以上の場合に前記カウンタの動作を停止させる請求
項８記載の光通信モジュール。
【請求項１０】前記閾値回路は、前記カウンタのカウ
ントアップパルスとその極性を反転させたカウントダウ
ンパルスの累積加算を行う積分回路を有し、その積分出
力が所定値以上の場合に前記カウンタの動作を停止させ
る請求項８記載の光通信モジュール。
【請求項１１】前記閾値回路は、さらに電源投入時に
は強制的に前記閾値回路の動作を無効にする初期設定部
を有する請求項９又は１０に記載の光通信モジュール。
【請求項１２】前記初期設定部は、前記検波器からの
整流出力が極めて小さい場合に有効となる請求項１１記
載の光通信モジュール。
【請求項１３】１本のファイバからなる双方向伝送路
１へ送信光信号を出力し、前記伝送路からの入力光信号
を受光する光送受信部、そして前記送信信号を前記光送
受信部に与え、前記光送受信部の受光信号を受信信号と
して再生する駆動部から成る光通信モジュールにおい
て、前記光送受信部は、前記送信光信号を出力するレー
ザダイオード、送信期間中は前記レーザダイオードから
前記伝送路への出力光信号をモニタし且つ受信期間中は
前記伝送路からの入力光信号を受信するモニタ／受信兼
用のフォトダイオード、そして前記伝送路と前記レーザ
ダイオード及びフォトダイオードとの間で前記送受信光
の合成／分波を行う光合分波器を有し、そして前記駆動
部は、時分割で送受信切り替え制御を行う送受切替え回
路を有することを特徴とする光通信モジュール。
【請求項１４】前記光送受信部は、前記レーザダイオ
ードと前記フォトダイオードとを一体成形した請求項１
３記載の光通信モジュール。
【請求項１５】前記レーザダイオード及び前記フォト
ダイオードは同一チップ内に一体形成される請求項１４
記載の光通信モジュール。
【請求項１６】前記光合分波器は、前記フォトダイオ
ードの受光面と概略一体化して設けられたハーフミラー
からなり、前記フォトダイオードの受光面はレーザダイ
オードの前方向に対して４５度傾けて実装する請求項１
３記載の光通信モジュール。
【請求項１７】前記ハーフミラーは、前記受光面に直
接蒸着される請求項１６記載の光通信モジュール。
【請求項１８】前記光合分波器は、前記レーザダイオ
ードと前記フォトダイオードとの間に設けられたハーフ
ミラー膜面と全反射膜面を持つ三角プリズムからなり、
前記ハーフミラー膜面は前記レーザダイオードの前方向
に位置し、前記ハーフミラー膜面を透過した光は前記全
反射膜面によって反射して前記フォトダイオードの受光
面に到達する請求項１３記載の光通信モジュール。
【請求項１９】前記光合分波器は、前記レーザダイオ
ードと前記フォトダイオードとの間に設けられたハーフ
ミラー膜面と全反射膜面を持つ２個の矩形プリズムから
なり、前記ハーフミラー膜面を透過した光は、前記全反
射膜面で反射し、さらに前記ハーフミラー膜面によって
反射して前記フォトダイオードの受光面に到達する請求
項１３記載の光通信モジュール。
【請求項２０】前記ハーフミラーの反射率を可変して
前記モニタ光のレーザダイオードの前方向光出力に対す
る比率を変える請求項１６から１９のいずれか１つに記
載の光通信モジュール。
【請求項２１】前記光合分波器は、一方の側の２入出
力ポートに前記レーザダイオード及びフォトダイオード
を各々配置し、反射側の２入出力ポートの１ポートに伝
送路としてのファイバを固定し、他のポートに全反射面
を固定した２×２の入出力ポートを有する光カプラーか
らなる請求項１３記載の光通信モジュール。
【請求項２２】前記２×２の入出力ポートを有する光
カプラーは、導波路で形成される請求項２１記載の光通
信モジュール。
【請求項２３】前記２×２の入出力ポートを有する光
カプラーは、ファイバ融着で形成される請求項２１記載
の光通信モジュール。
【請求項２４】前記送受切替え回路は、外部送受切替
信号によって前記光送受信部の送受切り替えを行う請求
項１３記載の光通信モジュール。
【請求項２５】前記送受切替え回路は、内部タイマー
によって前記光送受信部の送受切り替えを自立的に行う
請求項１３記載の光通信モジュール。
【請求項２６】前記送受切替え回路は、送信期間中、
前記フォトダイオードからの出力モニタ信号を出力パワ
ー一定制御を行うＡＰＣ回路へ与える請求項１３記載の
光通信モジュール。
【請求項２７】前記送受切替え回路は、送信期間中、
前記フォトダイオードからの出力モニタ信号をレーザダ
イオードのバイアス電流がその閾値電流に追従するよう
制御を行う閾値制御回路へ与える請求項１３又は２６記
載の光通信モジュール。
【請求項２８】前記送受切替え回路は、受信期間中、
前記フォトダイオードからの受信信号を受信レベル一定
制御を行うＡＧＣ回路へ与える請求項１３，２６又は２
７のいずれか１つに記載の光通信モジュール。
【請求項２９】１本のファイバからなる双方向伝送路
１へ送信光信号を出力し、前記伝送路からの入力光信号
を受光する光送受信部、そして前記送信信号を前記光送
受信部に与え、前記光送受信部の受光信号を受信信号と
して再生する駆動部から成る光通信モジュールにおい
て、前記光送受信部は、前記送信光信号を出力するレー
ザダイオード、送信期間中は前記レーザダイオードから
前記伝送路への出力光信号をモニタし且つ受信期間中は
前記伝送路からの入力光信号を受信するモニタ／受信兼
用のフォトダイオード、そして前記伝送路と前記レーザ
ダイオード及びフォトダイオードとの間で前記送受信光
の合成／分波を行う光合分波器を有し、そして前記駆動
部は、時分割で送受信切り替え制御を行う送受切替え回
路、及び前記フォトダイオードでモニタされた光雑音出
力が極大となるように前記レーザダイオードのバイアス
電流を逐次制御する閾値制御回路を有することを特徴と
する光通信モジュール。