JPH08149021A - 受信機フロントエンド回路 - Google Patents
受信機フロントエンド回路Info
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- JPH08149021A JPH08149021A JP28772994A JP28772994A JPH08149021A JP H08149021 A JPH08149021 A JP H08149021A JP 28772994 A JP28772994 A JP 28772994A JP 28772994 A JP28772994 A JP 28772994A JP H08149021 A JPH08149021 A JP H08149021A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 21
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims abstract 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 9
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 229910004298 SiO 2 Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229910021420 polycrystalline silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 229920005591 polysilicon Polymers 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】出力ＩＦ信号の相互変調歪特性を改善したＩＣ
化受信機用フロントエンド回路を提供する。 【構成】ＩＣ１内に形成され、ＩＦアンプ１３Ａが出力
するＩＦ信号ＩＦを低域濾波しこのＩＦ信号ＩＦに含ま
れるＩＭ歪成分に対応する歪信号ＩＭを抽出するフィル
タ１５と、歪信号ＩＭのピーク値を検出しピーク値信号
ＤＭを発生するピーク値検出回路１６と、ピーク値信号
ＤＭの供給に応答して利得制御信号ＧＲ，ＧＩを生成す
る利得制御回路１７とを備える。
化受信機用フロントエンド回路を提供する。 【構成】ＩＣ１内に形成され、ＩＦアンプ１３Ａが出力
するＩＦ信号ＩＦを低域濾波しこのＩＦ信号ＩＦに含ま
れるＩＭ歪成分に対応する歪信号ＩＭを抽出するフィル
タ１５と、歪信号ＩＭのピーク値を検出しピーク値信号
ＤＭを発生するピーク値検出回路１６と、ピーク値信号
ＤＭの供給に応答して利得制御信号ＧＲ，ＧＩを生成す
る利得制御回路１７とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は受信機フロントエンド回
路に関し、特に半導体集積回路化された移動体通信機な
どの受信機フロントエンド回路に関する。
路に関し、特に半導体集積回路化された移動体通信機な
どの受信機フロントエンド回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近時、携帯電話などの移動体無線通信市
場の発展にともなって、受信機フロントエンド回路を構
成する高周波あるいは中間周波増幅器やミキサなどの非
直線特性に起因して周波数がそれぞれ異なる複数の信号
の入力により発生する相互変調（ＩＭ）歪特性が、マル
チチャネル性を確保する意味からも重要視されつつあ
る。
場の発展にともなって、受信機フロントエンド回路を構
成する高周波あるいは中間周波増幅器やミキサなどの非
直線特性に起因して周波数がそれぞれ異なる複数の信号
の入力により発生する相互変調（ＩＭ）歪特性が、マル
チチャネル性を確保する意味からも重要視されつつあ
る。
【０００３】一般的なこの種の従来の第１の受信機フロ
ントエンド回路の構成をブロックで示す図５を参照する
と、この従来の第１の受信機フロントエンド回路は、１
つの半導体チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）５として
形成され、端子ＴＩを経由して供給される高周波（Ｒ
Ｆ）信号ＲＦを増幅しＲＦ増幅信号ＲＡを出力するＲＦ
アンプ１１と、ＲＦ増幅信号ＲＡと局部発振（ローカ
ル）信号ＬＯとの供給を受け周波数変換してミキサ中間
周波（ＩＦ）信号ＩＸを発生するミキサ回路１２と、ミ
キサＩＦ信号ＩＸを増幅しＩＦ信号ＩＦを出力端子ＴＯ
を経由して出力するＩＦアンプ１３と、ローカル信号Ｌ
Ｏを発生する局部発振回路１４とを備える。
ントエンド回路の構成をブロックで示す図５を参照する
と、この従来の第１の受信機フロントエンド回路は、１
つの半導体チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）５として
形成され、端子ＴＩを経由して供給される高周波（Ｒ
Ｆ）信号ＲＦを増幅しＲＦ増幅信号ＲＡを出力するＲＦ
アンプ１１と、ＲＦ増幅信号ＲＡと局部発振（ローカ
ル）信号ＬＯとの供給を受け周波数変換してミキサ中間
周波（ＩＦ）信号ＩＸを発生するミキサ回路１２と、ミ
キサＩＦ信号ＩＸを増幅しＩＦ信号ＩＦを出力端子ＴＯ
を経由して出力するＩＦアンプ１３と、ローカル信号Ｌ
Ｏを発生する局部発振回路１４とを備える。
【０００４】次に、図５を参照して、従来の第１の受信
機フロントエンド回路の動作について説明すると、ＲＦ
アンプ１１は、入力端子ＴＩを経由して供給されたＲＦ
信号ＲＦを増幅し、所望の信号レベルのＲＦ増幅信号Ｒ
Ａとしてミキサ回路１２に供給する。ミキサ回路１２
は、供給を受けたＲＦ増幅信号ＲＦＡをローカル信号Ｌ
Ｏの供給に応答して周波数変換しミキサＩＦ信号ＩＸを
発生する。ＩＦアンプ１３は、入力されたミキサＩＦ信
号ＩＸを所望の信号レベルまで増幅し、ＩＦ信号ＩＦと
して出力端子ＴＯを経由して出力する。
機フロントエンド回路の動作について説明すると、ＲＦ
アンプ１１は、入力端子ＴＩを経由して供給されたＲＦ
信号ＲＦを増幅し、所望の信号レベルのＲＦ増幅信号Ｒ
Ａとしてミキサ回路１２に供給する。ミキサ回路１２
は、供給を受けたＲＦ増幅信号ＲＦＡをローカル信号Ｌ
Ｏの供給に応答して周波数変換しミキサＩＦ信号ＩＸを
発生する。ＩＦアンプ１３は、入力されたミキサＩＦ信
号ＩＸを所望の信号レベルまで増幅し、ＩＦ信号ＩＦと
して出力端子ＴＯを経由して出力する。
【０００５】上述したＩＭ歪特性は、この種のフロント
エンド回路を構成するＲＦアンプ，ミキサ回路，ＩＦア
ンプの非直線性に依存し、さらに、入力信号レベルや隣
接他チャネルの信号レベル等のマルチチャネル特性によ
り影響される。
エンド回路を構成するＲＦアンプ，ミキサ回路，ＩＦア
ンプの非直線性に依存し、さらに、入力信号レベルや隣
接他チャネルの信号レベル等のマルチチャネル特性によ
り影響される。
【０００６】しかし、通常この種の第１の受信機フロン
トエンド回路では、低雑音指数および高利得の周波数変
換特性を確保するために、可能な限りＲＦアンプ１１，
ミキサ回路１２およびＩＦアンプ１３の利得を大きくし
ている。したがって、入力信号レベルの変動や温度など
の環境変動の影響により、ＩＦ出力信号のＩＭ歪特性が
劣化するという問題点を有している。
トエンド回路では、低雑音指数および高利得の周波数変
換特性を確保するために、可能な限りＲＦアンプ１１，
ミキサ回路１２およびＩＦアンプ１３の利得を大きくし
ている。したがって、入力信号レベルの変動や温度など
の環境変動の影響により、ＩＦ出力信号のＩＭ歪特性が
劣化するという問題点を有している。
【０００７】例えば、近年の移動体通信系であるディジ
タルコードレス電話に適用した場合、ＲＦ周波数１．９
ＧＨｚ，チャネル間隔２５ＫＨｚ，ローカル信号ＬＯの
周波数１．６５ＧＨｚであり、したがって、ＩＦ信号の
周波数は２５０ＭＨｚとなる。この２５０ＭＨｚのミキ
サＩＦ信号ＩＸは、ＩＦアンプ１３Ａに供給される。Ｉ
Ｆアンプ１３ＡはＩＦ周波数２５０ＭＨｚを中心とする
所定幅の帯域通過特性を有し、ＩＦ信号成分のみを増幅
しＩＦ信号ＩＦを出力する。
タルコードレス電話に適用した場合、ＲＦ周波数１．９
ＧＨｚ，チャネル間隔２５ＫＨｚ，ローカル信号ＬＯの
周波数１．６５ＧＨｚであり、したがって、ＩＦ信号の
周波数は２５０ＭＨｚとなる。この２５０ＭＨｚのミキ
サＩＦ信号ＩＸは、ＩＦアンプ１３Ａに供給される。Ｉ
Ｆアンプ１３ＡはＩＦ周波数２５０ＭＨｚを中心とする
所定幅の帯域通過特性を有し、ＩＦ信号成分のみを増幅
しＩＦ信号ＩＦを出力する。
【０００８】歪信号ＩＭを含むＩＦ信号ＩＦのスペクト
ルを示すスペクトル図である図６を参照して歪信号の発
生について説明すると、まず、ＲＦ増幅回路１１の通過
帯域内に希望信号ＲＦと、チャネル間隔２５ＫＨｚと同
一の相互に２５ＫＨｚ離れた２つの妨害波Ｆ１とＦ２が
極めて大きいレベルで存在する場合を想定する。この場
合、この従来の第１の受信フロントエンド回路は、ＲＦ
アンプ１１，ミキサ回路１２或いはＩＦアンプ１３の非
直線性のために、これら信号ＲＦ，Ｆ１，Ｆ２の高調波
信号が発生し希望信号ＲＦのレベルが大幅に抑圧される
とともに、希望信号チャネル帯域内またはその近傍に妨
害信号成分が発生し、クロストークまたは極端なＳ／Ｎ
劣化等信号品質の劣化を生じる。また、このときＩＦア
ンプ１３の出力には２つの妨害波Ｆ１，Ｆ２の差の周波
数である２５ＫＨｚおよびその整数倍の周波数の歪信号
ＩＭが含まれる。
ルを示すスペクトル図である図６を参照して歪信号の発
生について説明すると、まず、ＲＦ増幅回路１１の通過
帯域内に希望信号ＲＦと、チャネル間隔２５ＫＨｚと同
一の相互に２５ＫＨｚ離れた２つの妨害波Ｆ１とＦ２が
極めて大きいレベルで存在する場合を想定する。この場
合、この従来の第１の受信フロントエンド回路は、ＲＦ
アンプ１１，ミキサ回路１２或いはＩＦアンプ１３の非
直線性のために、これら信号ＲＦ，Ｆ１，Ｆ２の高調波
信号が発生し希望信号ＲＦのレベルが大幅に抑圧される
とともに、希望信号チャネル帯域内またはその近傍に妨
害信号成分が発生し、クロストークまたは極端なＳ／Ｎ
劣化等信号品質の劣化を生じる。また、このときＩＦア
ンプ１３の出力には２つの妨害波Ｆ１，Ｆ２の差の周波
数である２５ＫＨｚおよびその整数倍の周波数の歪信号
ＩＭが含まれる。
【０００９】このＩＭ歪特性の改善を図った、特開平１
−２６５７２５公報記載の従来の第２の受信機フロント
エンド回路を含む無線受信装置は、図７に示すように、
第１のフロントエンド回路と同様のＲＦアンプ１１と局
部発振回路１４とに加えて、供給電流に対応して変換利
得が可変するミキサ回路１２Ａと、ＩＦ信号のレベルを
検出するＩＦレベル検出器２３と、このＩＦレベル検出
信号に応答してミキサ回路１２Ａへの供給電流を調整す
る可変電流源とを備え、ミキサ回路１２Ａの出力信号レ
ベルが所定のレベルを超えるとミキサ回路１２Ａあるい
はこのフロントエンド回路全体への供給電流を増加させ
ることにより、雑音指数や周波数変換利得を犠牲にして
ＩＭ歪の発生を抑圧する。
−２６５７２５公報記載の従来の第２の受信機フロント
エンド回路を含む無線受信装置は、図７に示すように、
第１のフロントエンド回路と同様のＲＦアンプ１１と局
部発振回路１４とに加えて、供給電流に対応して変換利
得が可変するミキサ回路１２Ａと、ＩＦ信号のレベルを
検出するＩＦレベル検出器２３と、このＩＦレベル検出
信号に応答してミキサ回路１２Ａへの供給電流を調整す
る可変電流源とを備え、ミキサ回路１２Ａの出力信号レ
ベルが所定のレベルを超えるとミキサ回路１２Ａあるい
はこのフロントエンド回路全体への供給電流を増加させ
ることにより、雑音指数や周波数変換利得を犠牲にして
ＩＭ歪の発生を抑圧する。
【００１０】同様にＩＭ歪特性の改善を図った、特開平
４−３７３１７号記載の従来の第３の受信機フロントエ
ンド回路を含む受信機は、ミキサ回路などから抽出した
ＩＭ歪による不要波成分を増幅整流して、ＲＦアンプの
利得制御用に用いることにより、ＩＭ歪を抑圧する。し
たがって、ＩＦアンプに対しては未対策である。
４−３７３１７号記載の従来の第３の受信機フロントエ
ンド回路を含む受信機は、ミキサ回路などから抽出した
ＩＭ歪による不要波成分を増幅整流して、ＲＦアンプの
利得制御用に用いることにより、ＩＭ歪を抑圧する。し
たがって、ＩＦアンプに対しては未対策である。
【００１１】さらにＩＭ歪特性の改善を図った、特開平
２−５１９１３号記載の従来の第４の受信機フロントエ
ンド回路を含む無線送受信機は、第２ＩＦ信号からＩＭ
歪に対応するビート信号レベル検出を行い、この検出信
号によりＲＦアンプの利得制御を行う。ＩＦアンプに対
しては未対策である。
２−５１９１３号記載の従来の第４の受信機フロントエ
ンド回路を含む無線送受信機は、第２ＩＦ信号からＩＭ
歪に対応するビート信号レベル検出を行い、この検出信
号によりＲＦアンプの利得制御を行う。ＩＦアンプに対
しては未対策である。
【００１２】これら第３，第４の従来の受信機フロント
エンド回路は、デスクリート回路で構成され、ＩＭ歪成
分対応の妨害信号の検出および所要の制御信号の発生処
理を外部で行うことにより受信機全体としてのＩＭ歪抑
圧対策を施しており、ビート信号検出回路やその制御信
号発生回路などＩＣ化の阻害要因となる回路規模の大き
い回路を必要とする。
エンド回路は、デスクリート回路で構成され、ＩＭ歪成
分対応の妨害信号の検出および所要の制御信号の発生処
理を外部で行うことにより受信機全体としてのＩＭ歪抑
圧対策を施しており、ビート信号検出回路やその制御信
号発生回路などＩＣ化の阻害要因となる回路規模の大き
い回路を必要とする。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の第１の
受信機フロントエンド回路は、相互変調（ＩＭ）歪抑圧
機能を有していないので、高入力信号レベルや隣接チャ
ネルなどの接近した周波数同志の複数の妨害信号レベル
の増大によるＩＭ歪の発生が回避不能であるという欠点
があった。
受信機フロントエンド回路は、相互変調（ＩＭ）歪抑圧
機能を有していないので、高入力信号レベルや隣接チャ
ネルなどの接近した周波数同志の複数の妨害信号レベル
の増大によるＩＭ歪の発生が回避不能であるという欠点
があった。
【００１４】また、この欠点の解決を図った従来の第２
の受信機フロントエンド回路は、出力中間周波（ＩＦ）
信号レベルを検出してＩＭ歪抑制用の制御信号を生成し
ているので、必ずしもＩＭ歪成分の量に対応せず希望信
号成分のみでも制御対象回路への供給電流の制御を行う
のでＩＭ歪が存在しない場合には、不要な雑音指数の増
大や周波数変換特性の劣化などが発生するという欠点が
ある。
の受信機フロントエンド回路は、出力中間周波（ＩＦ）
信号レベルを検出してＩＭ歪抑制用の制御信号を生成し
ているので、必ずしもＩＭ歪成分の量に対応せず希望信
号成分のみでも制御対象回路への供給電流の制御を行う
のでＩＭ歪が存在しない場合には、不要な雑音指数の増
大や周波数変換特性の劣化などが発生するという欠点が
ある。
【００１５】また、従来の第３および第４の受信機フロ
ントエンド回路は、フロントエンド回路の外部でＩＭ歪
成分対応の妨害信号の検出および所要の制御信号の発生
処理を行い受信機全体としてのＩＭ歪抑圧対策を実施し
ているので、不要信号検出回路や制御信号発生回路が大
規模化し単独のＩＣとして構成することが困難であると
いう欠点があった。
ントエンド回路は、フロントエンド回路の外部でＩＭ歪
成分対応の妨害信号の検出および所要の制御信号の発生
処理を行い受信機全体としてのＩＭ歪抑圧対策を実施し
ているので、不要信号検出回路や制御信号発生回路が大
規模化し単独のＩＣとして構成することが困難であると
いう欠点があった。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の受信機フロント
エンド回路は、同一半導体チップ上に形成され少なくと
も高周波増幅回路とミキサー回路と中間周波増幅回路と
を備え前記高周波増幅回路および中間周波増幅回路の少
なくともいずれか一方が利得制御信号の供給に応答して
利得制御される受信機用フロントエンド回路において、
前記半導体チップ上にさらに形成され、前記中間周波増
幅回路が供給する中間周波出力信号を低域濾波しこの中
間周波信号に含まれる相互変調歪成分に対応する歪信号
を抽出する低域通過フィルタと、前記歪信号のピーク値
を検出しピーク値信号を発生するピーク値検出回路と、
前記ピーク値信号の供給に応答して前記利得制御信号を
生成する利得制御回路とを備えて構成されている。
エンド回路は、同一半導体チップ上に形成され少なくと
も高周波増幅回路とミキサー回路と中間周波増幅回路と
を備え前記高周波増幅回路および中間周波増幅回路の少
なくともいずれか一方が利得制御信号の供給に応答して
利得制御される受信機用フロントエンド回路において、
前記半導体チップ上にさらに形成され、前記中間周波増
幅回路が供給する中間周波出力信号を低域濾波しこの中
間周波信号に含まれる相互変調歪成分に対応する歪信号
を抽出する低域通過フィルタと、前記歪信号のピーク値
を検出しピーク値信号を発生するピーク値検出回路と、
前記ピーク値信号の供給に応答して前記利得制御信号を
生成する利得制御回路とを備えて構成されている。
【００１７】
【実施例】次に、従来と同様にディジタルコードレス電
話に適用した本発明の第１の実施例を図５と共通の構成
要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブロック
で示す図１を参照すると、この図に示す本実施例の受信
機フロントエンド回路は、従来と同様に、１つの半導体
チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）１として形成され、
従来と共通のミキサ回路１２と、局部発振回路１２と、
利得制御可能な他は従来と共通のＲＦアンプ１１Ａおよ
びＩＦアンプ１３Ａとに加えて、ＩＦ信号ＩＦから低域
のＩＭ歪成分に対応する歪信号ＩＭを抽出する低域通過
フィルタであるフィルタ１５と、歪信号ＩＭのピーク値
を検出し直流の歪電圧信号ＤＭを出力するピーク値検出
回路１４と、歪電圧信号ＤＭの供給に応答してＲＦアン
プ１１ＡおよびＩＦアンプ１３Ａのそれぞれの利得制御
信号ＧＲ，ＧＩの各々を発生する利得制御回路１７とを
備える。
話に適用した本発明の第１の実施例を図５と共通の構成
要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブロック
で示す図１を参照すると、この図に示す本実施例の受信
機フロントエンド回路は、従来と同様に、１つの半導体
チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）１として形成され、
従来と共通のミキサ回路１２と、局部発振回路１２と、
利得制御可能な他は従来と共通のＲＦアンプ１１Ａおよ
びＩＦアンプ１３Ａとに加えて、ＩＦ信号ＩＦから低域
のＩＭ歪成分に対応する歪信号ＩＭを抽出する低域通過
フィルタであるフィルタ１５と、歪信号ＩＭのピーク値
を検出し直流の歪電圧信号ＤＭを出力するピーク値検出
回路１４と、歪電圧信号ＤＭの供給に応答してＲＦアン
プ１１ＡおよびＩＦアンプ１３Ａのそれぞれの利得制御
信号ＧＲ，ＧＩの各々を発生する利得制御回路１７とを
備える。
【００１８】利得制御回路１７は、それぞれ基準電圧レ
ベル設定用の抵抗Ｒ７１，７２を有し信号ＧＲ，ＧＩを
発生する演算増幅器１７１，１７２を備える。
ベル設定用の抵抗Ｒ７１，７２を有し信号ＧＲ，ＧＩを
発生する演算増幅器１７１，１７２を備える。
【００１９】次に、図１を参照して本実施例の動作につ
いて説明すると、まず、従来と同様に、ＲＦアンプ１１
Ａは入力端子ＴＩを経由して供給されたＲＦ信号ＲＦを
増幅し所望の信号レベルのＲＦ増幅信号ＲＡを生成す
る。この信号ＲＡは、ミキサ回路１２に供給され、ミキ
サ回路１２はローカル信号ＬＯを用いて、信号ＲＡを周
波数変換を行ってミキサＩＦ信号ＩＸを出力する。ミキ
サＩＦ信号ＩＸは、ＩＦアンプ１３Ａに供給される。Ｉ
Ｆアンプ１３ＡはＩＦ周波数２５０ＭＨｚを中心とする
所定幅の帯域通過特性を有し、ＩＦ信号成分のみを増幅
しＩＦ信号ＩＦを出力する。ＩＦ信号ＩＦは、出力端子
ＴＯから出力信号として外部へ出力されるとともにフィ
ルタ１５に供給される。フィルタ１５は、入力されたＩ
Ｆ信号ＩＦから、ＩＭ歪成分対応の歪信号ＩＭを抽出す
る。
いて説明すると、まず、従来と同様に、ＲＦアンプ１１
Ａは入力端子ＴＩを経由して供給されたＲＦ信号ＲＦを
増幅し所望の信号レベルのＲＦ増幅信号ＲＡを生成す
る。この信号ＲＡは、ミキサ回路１２に供給され、ミキ
サ回路１２はローカル信号ＬＯを用いて、信号ＲＡを周
波数変換を行ってミキサＩＦ信号ＩＸを出力する。ミキ
サＩＦ信号ＩＸは、ＩＦアンプ１３Ａに供給される。Ｉ
Ｆアンプ１３ＡはＩＦ周波数２５０ＭＨｚを中心とする
所定幅の帯域通過特性を有し、ＩＦ信号成分のみを増幅
しＩＦ信号ＩＦを出力する。ＩＦ信号ＩＦは、出力端子
ＴＯから出力信号として外部へ出力されるとともにフィ
ルタ１５に供給される。フィルタ１５は、入力されたＩ
Ｆ信号ＩＦから、ＩＭ歪成分対応の歪信号ＩＭを抽出す
る。
【００２０】歪信号ＩＭは、従来の技術で説明したよう
に、ディジタルコードレス電話のチャネル間隔に相当す
る２５ＫＨｚおよびその整数倍の周波数の信号成分から
成るので、歪信号ＩＭを抽出するフィルタ１５は、その
エネルギの大部分を占める基本波および第２高調波の各
成分を通過させるためカットオフ周波数５０ＫＨｚ程度
とする。このフィルタ１５は、単純なＲＣフィルタもし
くはＬＣフィルタによって簡単に構成できる。したがっ
て、ＩＣ１内で容易にこのフィルタ１５を形成すること
ができる。
に、ディジタルコードレス電話のチャネル間隔に相当す
る２５ＫＨｚおよびその整数倍の周波数の信号成分から
成るので、歪信号ＩＭを抽出するフィルタ１５は、その
エネルギの大部分を占める基本波および第２高調波の各
成分を通過させるためカットオフ周波数５０ＫＨｚ程度
とする。このフィルタ１５は、単純なＲＣフィルタもし
くはＬＣフィルタによって簡単に構成できる。したがっ
て、ＩＣ１内で容易にこのフィルタ１５を形成すること
ができる。
【００２１】次に、フィルタ１５から出力された歪信号
ＩＭは、ピーク値検出回路１６に供給され、ピーク値検
出回路１６は歪信号ＩＭのピーク値に相当する直流電圧
を検出し検出信号ＤＭを出力する。このピーク値検出回
路１６は、周知のダイオードブリッジから成る整流回路
やダイオードと抵抗とから成る整流回路等で簡単に構成
できる。検出信号ＤＭは利得制御回路１７の演算増幅器
１７１に供給される。演算増幅器１７１は検出信号ＤＭ
のレベルが抵抗Ｒ７１で設定された基準電圧ＲＲを超え
たときＲＦアンプ１１Ａの利得を低減させる利得制御信
号ＧＲを発生する。この利得制御動作は検出信号ＤＭ＜
基準電圧ＲＲとなるまで続けられる。この制御信号ＧＲ
はＲＦアンプに利得制御用として供給されるとともに、
次段の演算増幅器１７２に入力信号として供給される。
演算増幅器１７２は入力信号ＧＲが抵抗Ｒ７２で設定さ
れた基準電圧ＲＩを超えたときＩＦアンプ１３Ａの利得
を低減させる利得制御信号ＧＩを発生する。すなわち、
制御シーケンスとしてはＲＦアンプ１１Ａの制御を先に
行い、次にＩＦアンプ１３Ａの制御を行う。したがっ
て、演算増幅器１７２の基準電圧ＩＲは、利得制御信号
ＧＲによりＲＦアンプ１１Ａの出力信号ＲＡのレベルが
十分小さくミキサ回路１２が最適動作範囲を超えてＩＭ
歪を発生しないうちに制御電圧ＧＩを発生するように適
切に設定する必要がある。
ＩＭは、ピーク値検出回路１６に供給され、ピーク値検
出回路１６は歪信号ＩＭのピーク値に相当する直流電圧
を検出し検出信号ＤＭを出力する。このピーク値検出回
路１６は、周知のダイオードブリッジから成る整流回路
やダイオードと抵抗とから成る整流回路等で簡単に構成
できる。検出信号ＤＭは利得制御回路１７の演算増幅器
１７１に供給される。演算増幅器１７１は検出信号ＤＭ
のレベルが抵抗Ｒ７１で設定された基準電圧ＲＲを超え
たときＲＦアンプ１１Ａの利得を低減させる利得制御信
号ＧＲを発生する。この利得制御動作は検出信号ＤＭ＜
基準電圧ＲＲとなるまで続けられる。この制御信号ＧＲ
はＲＦアンプに利得制御用として供給されるとともに、
次段の演算増幅器１７２に入力信号として供給される。
演算増幅器１７２は入力信号ＧＲが抵抗Ｒ７２で設定さ
れた基準電圧ＲＩを超えたときＩＦアンプ１３Ａの利得
を低減させる利得制御信号ＧＩを発生する。すなわち、
制御シーケンスとしてはＲＦアンプ１１Ａの制御を先に
行い、次にＩＦアンプ１３Ａの制御を行う。したがっ
て、演算増幅器１７２の基準電圧ＩＲは、利得制御信号
ＧＲによりＲＦアンプ１１Ａの出力信号ＲＡのレベルが
十分小さくミキサ回路１２が最適動作範囲を超えてＩＭ
歪を発生しないうちに制御電圧ＧＩを発生するように適
切に設定する必要がある。
【００２２】ここで、本実施例の受信機フロントエンド
回路に入力する妨害波が存在しない場合には、フィルタ
１５によって抽出される歪信号ＩＭも存在しないので、
ＲＦアンプ１１ＡおよびＩＦアンプ１３Ａの利得は低減
されずに最大利得のままである。また、この場合の雑音
指数も最低であるので、最高感度の状態である。
回路に入力する妨害波が存在しない場合には、フィルタ
１５によって抽出される歪信号ＩＭも存在しないので、
ＲＦアンプ１１ＡおよびＩＦアンプ１３Ａの利得は低減
されずに最大利得のままである。また、この場合の雑音
指数も最低であるので、最高感度の状態である。
【００２３】次に、上述したように妨害波が存在する
と、そのレベルに応じてＲＦアンプ１１ＡおよびＩＦア
ンプ１３Ａの利得が低減されるので、ＩＦ信号に含まれ
るＩＭ歪成分が大幅に減少するとともに希望ＩＦ信号レ
ベルの抑圧の程度が小さくなり、出力のＩＦ信号ＩＦの
品質が向上する。すなわち、受信機フロントエンド回路
用ＩＣとしての機能向上とともに、出力信号の特性向上
を実現できる。
と、そのレベルに応じてＲＦアンプ１１ＡおよびＩＦア
ンプ１３Ａの利得が低減されるので、ＩＦ信号に含まれ
るＩＭ歪成分が大幅に減少するとともに希望ＩＦ信号レ
ベルの抑圧の程度が小さくなり、出力のＩＦ信号ＩＦの
品質が向上する。すなわち、受信機フロントエンド回路
用ＩＣとしての機能向上とともに、出力信号の特性向上
を実現できる。
【００２４】例えば、ＩＦ信号入力レベルが−１９ｄＢ
ｍのとき、従来−２０ｄＢ程度のＩＭ歪を発生していた
のに対して、本実施例ではＩＭ歪のレベルを−４５〜−
５０ｄＢ以下に抑圧できる。
ｍのとき、従来−２０ｄＢ程度のＩＭ歪を発生していた
のに対して、本実施例ではＩＭ歪のレベルを−４５〜−
５０ｄＢ以下に抑圧できる。
【００２５】次に、本発明の第２の実施例を図１と共通
の構成要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブ
ロックで示す図２を参照すると、この図に示す本実施例
の受信機フロントエンド回路ＩＣ２の前述の第１の実施
例のＩＣ１との相違点は、フィルタ１５の代りにＲＣ型
低域フィルタの一方の構成要素の抵抗Ｒ５１のみを有し
ＩＣ外部に他方の構成要素のコンデンサＣ１を接続した
フィルタ１５Ａを備えることである。
の構成要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブ
ロックで示す図２を参照すると、この図に示す本実施例
の受信機フロントエンド回路ＩＣ２の前述の第１の実施
例のＩＣ１との相違点は、フィルタ１５の代りにＲＣ型
低域フィルタの一方の構成要素の抵抗Ｒ５１のみを有し
ＩＣ外部に他方の構成要素のコンデンサＣ１を接続した
フィルタ１５Ａを備えることである。
【００２６】第１の実施例では歪信号抽出用のフィルタ
１５が全てＩＣ１内にて構成されている。この場合、低
域通過特性が固定であるため、ＩＣ１内にてＭＯＳプロ
セスにより所要容量のコンデンサを形成することとなり
このコンデンサの形成精度（例えば、ＳｉＯ2 あるいは
ポリシリコン膜厚の精度）が要求される等の課題が存在
する。
１５が全てＩＣ１内にて構成されている。この場合、低
域通過特性が固定であるため、ＩＣ１内にてＭＯＳプロ
セスにより所要容量のコンデンサを形成することとなり
このコンデンサの形成精度（例えば、ＳｉＯ2 あるいは
ポリシリコン膜厚の精度）が要求される等の課題が存在
する。
【００２７】本実施例では、フィルタ１５Ａを、構成要
素である抵抗Ｒ５１をＩＣ２内に形成し、コンデンサＣ
１を端子ＴＣを介してＩＣ２の外部に外付けとして構成
する。なお、抵抗Ｒ５１の代りにインダクタンスを形成
しフィルタ１５ＡをＬＣフィルタとすることも本発明の
主旨を逸脱しない限り適用できることは勿論である。
素である抵抗Ｒ５１をＩＣ２内に形成し、コンデンサＣ
１を端子ＴＣを介してＩＣ２の外部に外付けとして構成
する。なお、抵抗Ｒ５１の代りにインダクタンスを形成
しフィルタ１５ＡをＬＣフィルタとすることも本発明の
主旨を逸脱しない限り適用できることは勿論である。
【００２８】本実施例では、フィルタ１５Ａの構成要素
であるコンデンサＣ１をＩＣ２の外付け部品としている
ため容量値を自由に選択でき、したがって、低域通過特
性を任意に選択できる。また、ＩＣ内の形成素子のう
ち、特に制御が困難な膜厚で容量値を決定するコンデン
サのような受動部品を削除でき、ＩＣとしての歩留まり
および特性の向上が確保できる。
であるコンデンサＣ１をＩＣ２の外付け部品としている
ため容量値を自由に選択でき、したがって、低域通過特
性を任意に選択できる。また、ＩＣ内の形成素子のう
ち、特に制御が困難な膜厚で容量値を決定するコンデン
サのような受動部品を削除でき、ＩＣとしての歩留まり
および特性の向上が確保できる。
【００２９】次に、本発明の第３の実施例を図１と共通
の構成要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブ
ロックで示す図３（Ａ）を参照すると、この図に示す本
実施例の受信機フロントエンド回路ＩＣ３の前述の第１
の実施例のＩＣ１との相違点は、単純なＲＣまたはＬＣ
型の低域通過型のフィルタ１５の代りに図３（Ｂ）に示
すアクティブ型のフィルタ１５Ｂを備えることである。
の構成要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブ
ロックで示す図３（Ａ）を参照すると、この図に示す本
実施例の受信機フロントエンド回路ＩＣ３の前述の第１
の実施例のＩＣ１との相違点は、単純なＲＣまたはＬＣ
型の低域通過型のフィルタ１５の代りに図３（Ｂ）に示
すアクティブ型のフィルタ１５Ｂを備えることである。
【００３０】図３（Ｂ）を参照すると、このフィルタ１
５Ｂは公知のリードラグ帯域通過フィルタ構成による２
次アクティブ低域通過フィルタであり、演算増幅器１５
１と、抵抗Ｒ１５１〜Ｒ１５４と、端子ＴＡ，ＴＢ，Ｔ
Ｄを介してＩＣ３外部に外付けされたコンデンサＣ２，
Ｃ３とを備える。
５Ｂは公知のリードラグ帯域通過フィルタ構成による２
次アクティブ低域通過フィルタであり、演算増幅器１５
１と、抵抗Ｒ１５１〜Ｒ１５４と、端子ＴＡ，ＴＢ，Ｔ
Ｄを介してＩＣ３外部に外付けされたコンデンサＣ２，
Ｃ３とを備える。
【００３１】第１の実施例では歪信号抽出用のフィルタ
１５が単純ＲＣあるいはＬＣ型フィルタとして構成され
る。この場合、減衰域のカットオフ特性の急峻化に限界
がある。したがって、抽出された歪信号中には不要な希
望ＩＦ信号成分も含まれてしまう恐れがある。
１５が単純ＲＣあるいはＬＣ型フィルタとして構成され
る。この場合、減衰域のカットオフ特性の急峻化に限界
がある。したがって、抽出された歪信号中には不要な希
望ＩＦ信号成分も含まれてしまう恐れがある。
【００３２】本実施例では、フィルタ１５Ｂを、容易に
所望のカットオフ特性の急峻化が達成可能なアクティブ
フィルタとして構成することにより、不要な希望ＩＦ信
号成分を効果的に除去した歪信号を抽出できるので、Ｉ
Ｍ歪の抑圧性能を大幅に向上できる。
所望のカットオフ特性の急峻化が達成可能なアクティブ
フィルタとして構成することにより、不要な希望ＩＦ信
号成分を効果的に除去した歪信号を抽出できるので、Ｉ
Ｍ歪の抑圧性能を大幅に向上できる。
【００３３】次に、本発明の第４の実施例を図１と共通
の構成要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブ
ロックで示す図４を参照すると、この図に示す本実施例
の受信機フロントエンド回路ＩＣ４の前述の第１の実施
例のＩＣ１との相違点は、内部のフィルタ１５の代りに
ＩＣ４の外部にフィルタ１５と同様な機能のフィルタ６
を外付けで設け、端子ＴＭを介してピーク値検出回路１
６に外部で抽出した上記歪信号の供給を受けることであ
る。
の構成要素には共通の参照文字／数回路付して同様にブ
ロックで示す図４を参照すると、この図に示す本実施例
の受信機フロントエンド回路ＩＣ４の前述の第１の実施
例のＩＣ１との相違点は、内部のフィルタ１５の代りに
ＩＣ４の外部にフィルタ１５と同様な機能のフィルタ６
を外付けで設け、端子ＴＭを介してピーク値検出回路１
６に外部で抽出した上記歪信号の供給を受けることであ
る。
【００３４】本実施例では、歪信号抽出用の低域フィル
タをＩＣ４の外部に設け、抽出された歪信号のみを入力
する構成としているので、周波数帯域や低域通過特性を
比較的自由に設定できるので、受信機フロントエンド回
路用ＩＣとしての汎用性が向上する。
タをＩＣ４の外部に設け、抽出された歪信号のみを入力
する構成としているので、周波数帯域や低域通過特性を
比較的自由に設定できるので、受信機フロントエンド回
路用ＩＣとしての汎用性が向上する。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信機フ
ロントエンド回路は、半導体チップ上に形成され中間周
波出力信号を低域濾波し歪信号を抽出する低域通過フィ
ルタと、上記歪信号のピーク値を検出するピーク値検出
回路と、ピーク値信号の供給に応答して利得制御信号を
生成する利得制御回路とを備えることにより、入力妨害
信号波のレベルに応じてＲＦアンプおよびＩＦアンプの
利得を低減し、ＩＦ信号に含まれるＩＭ歪成分を大幅に
低減するとともに希望ＩＦ信号レベルの抑圧程度を軽減
し、出力ＩＦ信号の品質を向上させる優れたＩＭ歪抑圧
性能を有してＩＣ化を実現できるという効果がある。
ロントエンド回路は、半導体チップ上に形成され中間周
波出力信号を低域濾波し歪信号を抽出する低域通過フィ
ルタと、上記歪信号のピーク値を検出するピーク値検出
回路と、ピーク値信号の供給に応答して利得制御信号を
生成する利得制御回路とを備えることにより、入力妨害
信号波のレベルに応じてＲＦアンプおよびＩＦアンプの
利得を低減し、ＩＦ信号に含まれるＩＭ歪成分を大幅に
低減するとともに希望ＩＦ信号レベルの抑圧程度を軽減
し、出力ＩＦ信号の品質を向上させる優れたＩＭ歪抑圧
性能を有してＩＣ化を実現できるという効果がある。
【図１】本発明の受信機フロントエンド回路の第１の実
施例を示すブロック図である。
施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の受信機フロントエンド回路の第２の実
施例を示すブロック図である。
施例を示すブロック図である。
【図３】本発明の受信機フロントエンド回路の第３の実
施例を示すブロック図およびこの実施例のアクティブフ
ィルタの回路図である。
施例を示すブロック図およびこの実施例のアクティブフ
ィルタの回路図である。
【図４】本発明の受信機フロントエンド回路の第４の実
施例を示すブロック図である。
施例を示すブロック図である。
【図５】従来の第１の受信機フロントエンド回路の一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】ＩＦ信号と歪信号との関係を示すスペクトル説
明図である。
明図である。
【図７】従来の第２の受信機フロントエンド回路の一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
１〜５ ＩＣ ６，１５，１５Ａ，１５Ｂ フィルタ １１，１１Ａ ＲＦアンプ １２，１２Ａ ミキサ回路 １３，１３Ａ ＩＦアンプ １４ 局部発振回路 １６ ピーク値検出回路 １７ 利得制御回路 １５１，１７１，１７２ 演算増幅器 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ５１，Ｒ１５１〜Ｒ１５４ 抵抗
Claims (6)
- 【請求項１】 同一半導体チップ上に形成され少なくと
も高周波増幅回路とミキサー回路と中間周波増幅回路と
を備え前記高周波増幅回路および中間周波増幅回路の少
なくともいずれか一方が利得制御信号の供給に応答して
利得制御される受信機用フロントエンド回路において、 前記半導体チップ上にさらに形成され、前記中間周波増
幅回路が供給する中間周波出力信号を低域濾波しこの中
間周波信号に含まれる相互変調歪成分に対応する歪信号
を抽出する低域通過フィルタと、 前記歪信号のピーク値を検出しピーク値信号を発生する
ピーク値検出回路と、 前記ピーク値信号の供給に応答して前記利得制御信号を
生成する利得制御回路とを備えることを特徴とする受信
機フロントエンド回路。 - 【請求項２】 前記低域通過フィルタが、前記半導体チ
ップ上に形成された抵抗またはコイルとコンデンサとを
備えるＲＣ型またはＬＣ型のいずれかのフィルタである
ことを特徴とする請求項１記載の受信機フロントエンド
回路。 - 【請求項３】 前記低域通過フィルタが、演算増幅器と
複数の抵抗とコンデンサとを含むアクティブ型フィルタ
であることを特徴とする請求項１記載の受信機フロント
エンド回路。 - 【請求項４】 前記低域通過フィルタが、前記半導体チ
ップ上に形成された抵抗またはコイルと前記半導体チッ
プの外部に付加されたコンデンサとを備えることを特徴
とする請求項１記載の受信機フロントエンド回路。 - 【請求項５】 前記ピーク検出回路が、前記半導体チッ
プ上に形成されたダイオードを含む整流回路を備えるこ
とを特徴とする請求項１記載の受信機フロントエンド回
路。 - 【請求項６】 同一半導体チップ上に形成され少なくと
も高周波増幅回路とミキサー回路と中間周波増幅回路と
を備え前記高周波増幅回路および中間周波増幅回路の少
なくともいずれか一方が利得制御信号の供給に応答して
利得制御される受信機用フロントエンド回路において、 前記半導体チップの外部に付加され前記中間周波増幅回
路が供給する中間周波出力信号を低域濾波しこの中間周
波信号に含まれる相互変調歪成分に対応する歪信号を抽
出する低域通過フィルタと、 前記半導体チップ上にさらに形成され、供給された前記
歪信号のピーク値を検出しピーク値信号を発生するピー
ク値検出回路と、 前記ピーク値信号の供給に応答して前記利得制御信号を
生成する利得制御回路とを備えることを特徴とする受信
機フロントエンド回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28772994A JPH08149021A (ja) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | 受信機フロントエンド回路 |
| EP19950118308 EP0714174A2 (en) | 1994-11-22 | 1995-11-21 | Front-end circuit for receiver with gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28772994A JPH08149021A (ja) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | 受信機フロントエンド回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149021A true JPH08149021A (ja) | 1996-06-07 |
Family
ID=17721001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28772994A Pending JPH08149021A (ja) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | 受信機フロントエンド回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0714174A2 (ja) |
| JP (1) | JPH08149021A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000101372A (ja) * | 1998-07-02 | 2000-04-07 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 |
| JP2006067316A (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Nippon Antenna Co Ltd | 増幅装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3413132B2 (ja) * | 1999-02-22 | 2003-06-03 | 株式会社東芝 | 自動利得制御装置 |
| DE10005605B4 (de) * | 2000-02-09 | 2004-04-08 | Infineon Technologies Ag | Analoge Vorstufe |
| ATE313167T1 (de) | 2001-06-29 | 2005-12-15 | Senderkontrolleinheit |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55150624A (en) * | 1979-05-12 | 1980-11-22 | Clarion Co Ltd | Agc system of fm receiver |
| JPH0228152B2 (ja) * | 1983-05-06 | 1990-06-21 | Mitsubishi Electric Corp |
-
1994
- 1994-11-22 JP JP28772994A patent/JPH08149021A/ja active Pending
-
1995
- 1995-11-21 EP EP19950118308 patent/EP0714174A2/en not_active Withdrawn
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55150624A (en) * | 1979-05-12 | 1980-11-22 | Clarion Co Ltd | Agc system of fm receiver |
| JPH0228152B2 (ja) * | 1983-05-06 | 1990-06-21 | Mitsubishi Electric Corp |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000101372A (ja) * | 1998-07-02 | 2000-04-07 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 |
| JP4510176B2 (ja) * | 1998-07-02 | 2010-07-21 | ドイチエ トムソン−ブラント ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 |
| JP2006067316A (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Nippon Antenna Co Ltd | 増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0714174A2 (en) | 1996-05-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970408 |