JPH08148287A - Discharge lamp lighting apparatus - Google Patents
Discharge lamp lighting apparatusInfo
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- JPH08148287A JPH08148287A JP29172294A JP29172294A JPH08148287A JP H08148287 A JPH08148287 A JP H08148287A JP 29172294 A JP29172294 A JP 29172294A JP 29172294 A JP29172294 A JP 29172294A JP H08148287 A JPH08148287 A JP H08148287A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流し、部
分平滑した直流電圧をインバータ回路により高周波に変
換して放電灯に供給し、放電灯を高周波で点灯させる放
電灯点灯装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device which rectifies an AC power source, converts a partially smoothed DC voltage into a high frequency by an inverter circuit, supplies the high frequency to a discharge lamp, and lights the discharge lamp at a high frequency. Is.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、放電灯点灯装置の電源装置とし
て、交流電源を整流回路により整流し、平滑コンデンサ
により平滑し、インバータ回路により高周波電力を発生
し、放電灯を点灯させる装置が知られている。この従来
例では、平滑コンデンサにより平滑化された休止期間の
無い直流電圧をインバータ回路に与えて、高周波出力を
発生するようにしたものである。ところが、このような
コンデンサ入力型の電源装置を用いると、負荷側に印加
する直流電圧の変動を小さくすることができるが、その
反面、点灯装置の入力力率が低く、入力電流の波形歪み
が非常に大きくなるという欠点があった。2. Description of the Related Art Conventionally, as a power supply device for a discharge lamp lighting device, there is known a device for rectifying an AC power source by a rectifying circuit, smoothing it by a smoothing capacitor, and generating high frequency power by an inverter circuit to light a discharge lamp. There is. In this conventional example, a DC voltage smoothed by a smoothing capacitor and having no pause period is applied to an inverter circuit to generate a high frequency output. However, when such a capacitor input type power supply device is used, the fluctuation of the DC voltage applied to the load side can be reduced, but on the other hand, the input power factor of the lighting device is low and the waveform distortion of the input current is small. It had the drawback of being very large.
【０００３】このような欠点を解消した従来の電源装置
（特公昭６３−３７５８４号公報参照）の回路を図１３
に示す。この電源装置は、交流電源ｅの両端にダイオー
ドＤ 1 〜Ｄ4 のブリッジ回路により構成された全波整流
回路１を接続し、その全波整流回路１の出力端子間に、
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 とダイオードＤ5 ，Ｄ6 ，Ｄ7に
より構成された部分平滑回路２を接続すると共に、負荷
としてインバータ回路３を接続したものである。部分平
滑回路２は、略等しい容量の２個のコンデンサＣ1 ，Ｃ
2 と、それら２個のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の間に接続さ
れ、全波整流回路１からの全波整流電圧により各コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 を直列関係で充電するための充電用ダイ
オードＤ6 との直列回路を、全波整流回路１の出力端子
間に接続する共に、全波整流電圧がコンデンサＣ1 ，Ｃ
2 の電圧よりも低下した時に、各コンデンサＣ1 ，Ｃ2
を並列関係に放電させるための放電用ダイオードＤ5 ，
Ｄ 7 を、各コンデンサＣ1 ，Ｃ2 にそれぞれ接続して構
成されている。A conventional power supply device that solves such a drawback
FIG. 13 shows the circuit (see Japanese Patent Publication No. 63-37584).
Shown in. This power supply is installed on both ends of the AC power supply e.
De D 1~ DFourFull-wave rectification composed of a bridge circuit
Connect the circuit 1, and between the output terminals of the full-wave rectifier circuit 1,
Capacitor C1, C2And diode DFive, D6, D7To
The partial smoothing circuit 2 composed of
The inverter circuit 3 is connected as. Partial flat
The smoothing circuit 2 is composed of two capacitors C having substantially the same capacity.1, C
2And those two capacitors C1, C2Connected between
Each full-wave rectified voltage from the full-wave rectifier circuit 1
Sensor C1, C2Charging die for charging in series
Aether D6The series circuit with the output terminal of the full-wave rectifier circuit 1.
The full-wave rectified voltage is connected to the capacitor C1, C
2When the voltage drops below the1, C2
Diode D for discharging in parallel relationshipFive,
D 7Each capacitor C1, C2Connect to each
Has been established.
【０００４】この従来例においては、２個のコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 は直列に充電され、並列に放電され、その結
果、インバータ回路３に対する直流電源Ｅ、及び入力電
流Ｉは、それぞれ図１４（ａ），（ｂ）に示すようにな
る。また、この直流電源Ｅをインバータ回路３の入力電
源とした場合、その出力電流波形は図１５に示すように
なる。このとき、インバータ回路３の直流電源Ｅの谷部
の電圧は、交流電源ｅの電圧を実効値でｅ（Ｖ）とする
と、交流電源電圧の最大値√２×ｅの１／２となる。し
たがって、直流電源Ｅは部分平滑電圧となり、入力電流
Ｉの休止区間はあるものの、入力力率は高くなる。In this conventional example, the two capacitors C 1 and C 2 are charged in series and discharged in parallel. As a result, the DC power source E and the input current I for the inverter circuit 3 are respectively shown in FIG. As shown in a) and (b). When the DC power source E is used as the input power source for the inverter circuit 3, the output current waveform is as shown in FIG. At this time, the voltage of the valley portion of the DC power supply E of the inverter circuit 3 is 1/2 of the maximum value of the AC power supply voltage √2 × e, where the effective voltage of the AC power supply e is e (V). Therefore, the DC power source E becomes a partially smoothed voltage, and although the input current I has a pause section, the input power factor becomes high.
【０００５】しかしながら、この電源装置は回路構成は
簡単ではあるが、直流電源Ｅの山部の最大電圧と谷部の
電圧の比率が２倍、すなわち、１／２部分平滑となって
しまい、ランプ効率が悪く、また、直流電源Ｅの山部の
最大電圧は、交流電源ｅの１．４１倍にしかならず、こ
のため、インバータ回路３により昇圧する必要があると
いう問題点があった。However, although the circuit configuration of this power supply device is simple, the ratio of the maximum voltage at the peak portion to the voltage at the valley portion of the DC power source E is doubled, that is, half of the voltage is smoothed, and the lamp is The efficiency is poor, and the maximum voltage of the peak portion of the DC power source E is only 1.41 times that of the AC power source e, and therefore, there is a problem that it is necessary to boost the voltage by the inverter circuit 3.
【０００６】特に、商用交流電源ｅが１００（Ｖ）の場
合にあっては、インバータ回路３の回路部で昇圧トラン
スを用いると、トランスが大きくなり、また、その１次
巻線と２次巻線の絶縁が必要であり、昇圧形のチョッパ
ー回路を用いて昇圧すると、エネルギーを蓄積するため
のインダクタンスやスイッチング素子及びその制御回路
等が必要となり、回路構成が複雑になるという問題点が
あった。さらに、上述のコンデンサ入力型の電源装置に
比べると、入力電流の波形歪みを多少は改善することが
できるものの、入力電流に休止区間が存在するため、Ｉ
ＥＣ規格などで定められた範囲内に歪みを抑えることは
難しい。Particularly, when the commercial AC power supply e is 100 (V), if a step-up transformer is used in the circuit portion of the inverter circuit 3, the size of the transformer becomes large, and its primary winding and secondary winding are used. Insulation of the wire is necessary, and when the voltage is boosted using a booster type chopper circuit, an inductance for storing energy, a switching element and its control circuit are required, and the circuit configuration becomes complicated. . Further, although the waveform distortion of the input current can be improved to some extent as compared with the above-mentioned capacitor input type power supply device, there is a pause section in the input current.
It is difficult to suppress the distortion within the range defined by the EC standard and the like.
【０００７】以上の従来例の問題点をまとめると、１
／２部分平滑であるために放電灯の発光効率が悪く、ま
た、入力電流の波形歪みはＩＥＣ規格を満足すること
は難しい、ということになる。今、部分平滑率＝（谷部
電圧／山部の電圧）×１００〔％〕とすると、一般的に
部分平滑率を高くするほど、放電灯の発光効率は改善さ
れるが、入力力率は悪化し、入力電流の波形歪みも悪化
する。逆に、部分平滑率を低くするほど、放電灯の発光
効率は悪化するが、入力力率及び入力電流の波形歪みは
改善されることになる。よって、部分平滑率は、およそ
５０％であることが望ましいため、前記，の２つの
問題点を解決する手段が必要となる。Summarizing the above problems of the conventional example,
This means that the luminous efficiency of the discharge lamp is poor because the / 2 part is smooth, and it is difficult for the waveform distortion of the input current to satisfy the IEC standard. Now, assuming that the partial smoothness rate = (valley portion voltage / peak portion voltage) × 100 [%], the higher the partial smoothness rate, the more the luminous efficiency of the discharge lamp is improved, but the input power factor is The waveform distortion of the input current also deteriorates. On the contrary, as the partial smoothing rate is lowered, the luminous efficiency of the discharge lamp is deteriorated, but the waveform distortion of the input power factor and the input current is improved. Therefore, the partial smoothness is preferably about 50%, and means for solving the two problems mentioned above is required.
【０００８】そこで、まず、入力電流の波形歪みを改善
する例について説明すると、例えば、特公昭６３−６７
４３３５号公報には、入力力率を改善し、入力電流の波
形歪みを小さくする電源装置が提案されている。この電
源装置では、前記コンデンサ入力型の電源装置を構成す
る全波整流回路の入力側にフィルタ回路を設けてある。
ここで、前記フィルタ回路は、交流電源の整流回路への
電源供給路の一方に挿入されたインダクタと、整流回路
の入力に対して並列接続されたコンデンサとで構成して
ある。この電源装置では、フィルタ回路の共振周波数を
交流電源の周波数の２．２倍〜２．６倍とするととも
に、インダクタの皮相電力を交流電源から電源装置に供
給する有効電力の約０．６倍とし、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくするようにしてある。な
お、前記フィルタ回路は、コンデンサ入力型の電源装置
のパルス的な入力電流を鈍らせる（波形整形する）よう
に作用し、入力力率が改善され、入力電流の波形歪みが
小さくなる。本例のように、インダクタとコンデンサで
構成されたフィルタ回路を、図１３に示した部分平滑電
源装置と組合せた場合、さらに入力電流の波形歪みは小
さくなり、前記フィルタ回路のインダクタチョークは比
較的小型にできるが、放電灯の発光効率が悪いという問
題点は改善されない。Therefore, first, an example of improving the waveform distortion of the input current will be described. For example, Japanese Patent Publication No. 63-67.
Japanese Patent No. 4335 proposes a power supply device that improves the input power factor and reduces the waveform distortion of the input current. In this power supply device, a filter circuit is provided on the input side of the full-wave rectification circuit that constitutes the capacitor input type power supply device.
Here, the filter circuit includes an inductor inserted in one of power supply paths to the rectifier circuit of the AC power source and a capacitor connected in parallel to the input of the rectifier circuit. In this power supply device, the resonance frequency of the filter circuit is set to 2.2 to 2.6 times the frequency of the AC power supply, and the apparent power of the inductor is approximately 0.6 times the effective power supplied from the AC power supply to the power supply device. And improve the input power factor,
The waveform distortion of the input current is reduced. The filter circuit acts to dull (waveform) the pulsed input current of the capacitor input type power supply device, the input power factor is improved, and the waveform distortion of the input current is reduced. When a filter circuit including an inductor and a capacitor is combined with the partial smoothing power supply device shown in FIG. 13 as in this example, the waveform distortion of the input current is further reduced, and the inductor choke of the filter circuit is relatively small. Although the size can be reduced, the problem that the luminous efficiency of the discharge lamp is poor cannot be solved.
【０００９】次に、放電灯の発光効率を改善する例につ
いて、図１６により説明する。図１６のインバータ回路
３は、スイッチング素子、インダクタ、コンデンサで構
成されており、インバータ回路３から供給される高周波
電力により、放電灯Ｌｐを点灯する構成であれば、どの
ような構成でもよい。インバータ制御回路４は、インバ
ータ回路３を構成するスイッチング素子へ駆動信号を出
力しており、駆動条件を変えることによって、放電灯Ｌ
ｐへ供給される電流も変化する。インバータ出力切換回
路５は、部分平滑回路２の出力電圧を検出しており、直
流電源Ｅの電圧が山部であるか、谷部であるかを判別す
る。例えば、交流電源ｅから実効値１００Ｖの電圧が印
加される場合、部分平滑回路２の出力電圧は、山部にお
いては約１４０Ｖ、谷部においては約７０Ｖとなるた
め、１００Ｖを基準にして、１００Ｖよりも大きい場合
を山部、小さい場合を谷部と判別すればよい。この判別
結果はインバータ制御回路４へ出力される。インバータ
制御回路４は判別結果が山部の場合、放電灯負荷Ｌｐに
供給される電流が小さくなるよう制御するものである。Next, an example of improving the luminous efficiency of the discharge lamp will be described with reference to FIG. The inverter circuit 3 in FIG. 16 includes a switching element, an inductor, and a capacitor, and may have any configuration as long as the discharge lamp Lp is lit by the high frequency power supplied from the inverter circuit 3. The inverter control circuit 4 outputs a drive signal to the switching element that constitutes the inverter circuit 3, and the discharge lamp L is changed by changing the drive condition.
The current supplied to p also changes. The inverter output switching circuit 5 detects the output voltage of the partial smoothing circuit 2 and determines whether the voltage of the DC power supply E is a peak portion or a valley portion. For example, when a voltage having an effective value of 100 V is applied from the AC power supply e, the output voltage of the partial smoothing circuit 2 is about 140 V at the peak portion and about 70 V at the valley portion. If it is larger than that, it may be determined as a mountain portion, and if it is smaller, it may be determined as a valley portion. The result of this determination is output to the inverter control circuit 4. The inverter control circuit 4 controls so that the current supplied to the discharge lamp load Lp becomes small when the determination result is a mountain portion.
【００１０】インバータ回路３の入力電源として、１／
２部分平滑電源を使用し、山部と谷部の駆動条件を一定
とすると、インバータ回路３の出力波形は図１５のよう
になり、出力電流の最大値Ｉｍａｘと実効値Ｉｒｍｓの
比率で示される出力電流の波高値（クレスト・ファクタ
ー）ＣＦは、およそＣＦ＝Ｉｍａｘ／Ｉｒｍｓ＝２．０
程度の値になる。しかし、前記のような制御を行うこと
により、出力電流の波高値を、およそ一定に制御するこ
とが可能である。また、別の制御方法で、出力電流の波
高値を一定に制御するものとして、特開平３−１４７２
９４号公報もある。一般的に、インバータ回路の入力電
源が完全平滑の場合、放電灯の発光効率は最も良いこと
が知られているため、およそＣＦ＝１．４に設定するこ
とによって、放電灯の発光効率を改善することができ
る。しかし、本構成においては、入力電流の波形歪みが
非常に大きいという問題点は解決できない。As an input power source of the inverter circuit 3, 1 /
If a two-part smoothing power supply is used and the driving conditions for the peaks and valleys are constant, the output waveform of the inverter circuit 3 becomes as shown in FIG. 15, which is shown by the ratio of the maximum value Imax of the output current and the effective value Irms. The peak value (crest factor) CF of the output current is approximately CF = Imax / Irms = 2.0.
It becomes a value of the degree. However, the peak value of the output current can be controlled to be approximately constant by performing the control as described above. In another control method, the peak value of the output current is controlled to be constant.
There is also the 94 publication. Generally, it is known that the luminous efficiency of the discharge lamp is best when the input power of the inverter circuit is completely smooth. Therefore, the luminous efficiency of the discharge lamp is improved by setting CF to about 1.4. can do. However, this configuration cannot solve the problem that the waveform distortion of the input current is very large.
【００１１】また、入力電流の波形歪み対策として、前
述のインダクタとコンデンサで構成されたフィルタ回路
を付加した場合は、入力電流の波形歪みは改善されるも
のの、ＣＦ＝１．４と設定されているため、直流電源Ｅ
の谷部において、放電灯の電流を大きくしないと、光出
力が得られない。このため、直流電源Ｅの山部におい
て、交流電源ｅより１／２部分平滑電源のコンデンサに
流入する電流が増加することになり、入力電流の波形歪
みはＩＥＣ規格を満足しなくなる。さらに、入力電流の
波形歪みを満足しようとすると、フィルタ回路のインダ
クタが大型化してしまう問題がある。When the above-mentioned filter circuit composed of an inductor and a capacitor is added as a countermeasure against the waveform distortion of the input current, the waveform distortion of the input current is improved, but CF = 1.4 is set. DC power supply E
In the valley portion, the light output cannot be obtained unless the current of the discharge lamp is increased. Therefore, in the peak portion of the DC power supply E, the current flowing from the AC power supply e into the capacitor of the 1/2 partial smoothing power supply increases, and the waveform distortion of the input current does not satisfy the IEC standard. Further, there is a problem that the inductor of the filter circuit becomes large in size when trying to satisfy the waveform distortion of the input current.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のよう
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、交流電源を全波整流し、部分平滑した電圧をイン
バータ回路により高周波に変換して放電灯を点灯させる
放電灯点灯装置において、放電灯の発光効率を改善し、
入力電流の波形歪みを低減し、また、交流電源の入力部
に接続されるパッシブフィルタ回路のインダクタを小型
化することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above points, and it is an object of the present invention to perform full-wave rectification of an AC power supply and use an inverter circuit to output a partially smoothed voltage. In a discharge lamp lighting device for converting a high frequency to light a discharge lamp, improving the luminous efficiency of the discharge lamp,
It is to reduce the waveform distortion of the input current and to downsize the inductor of the passive filter circuit connected to the input section of the AC power supply.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記の
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源ｅ
を全波整流する全波整流回路１と、全波整流回路１から
出力される脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部
分平滑回路２と、部分平滑回路２の出力電圧を入力電源
とし、放電灯Ｌｐへ高周波電流を供給するインバータ回
路３とで構成され、前記部分平滑回路２の出力電圧値に
応じて、放電灯Ｌｐへ供給される出力電流の波高値がほ
ぼ安定した波形となるように制御を行う出力安定化手段
を備えたことを特徴とするものである。ここで、インバ
ータ回路３から放電灯Ｌｐへ供給される出力電流の波高
値は１．６〜１．８とすることが好ましい。According to the present invention, in order to solve the above-mentioned problems, as shown in FIG.
Full-wave rectifying circuit 1 for full-wave rectifying, a partial smoothing circuit 2 for partially smoothing only the low voltage period of the pulsating voltage output from the full-wave rectifying circuit 1, and an output voltage of the partial smoothing circuit 2 as an input power source. , An inverter circuit 3 that supplies a high-frequency current to the discharge lamp Lp, and the peak value of the output current supplied to the discharge lamp Lp has a substantially stable waveform according to the output voltage value of the partial smoothing circuit 2. It is characterized in that it is provided with an output stabilizing means for performing such control. Here, it is preferable that the peak value of the output current supplied from the inverter circuit 3 to the discharge lamp Lp is 1.6 to 1.8.
【００１４】[0014]
【作用】本発明によれば、インバータ回路３から放電灯
Ｌｐへ供給される出力電流の波高値を所定の範囲とした
ことにより、放電灯Ｌｐの発光効率を改善し、入力電流
の波形歪みを低減し、且つ交流電源ｅの入力部に接続さ
れるパッシブフィルタ回路６のインダクタを小型化する
ことができる。本発明のさらに詳しい構成及び作用につ
いては、以下に述べる実施例の説明において、一層明ら
かとされる。According to the present invention, by setting the peak value of the output current supplied from the inverter circuit 3 to the discharge lamp Lp within a predetermined range, the luminous efficiency of the discharge lamp Lp is improved and the waveform distortion of the input current is reduced. It is possible to reduce the size of the inductor of the passive filter circuit 6 connected to the input part of the AC power supply e. The more detailed structure and operation of the present invention will be more apparent in the description of the embodiments below.
【００１５】[0015]
【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図である。図
中、ｅは商用交流電源、１はダイオードＤ1 〜Ｄ4 のブ
リッジ回路で構成される全波整流回路、２は部分平滑回
路、３は高周波変換を行うインバータ回路、４はインバ
ータ回路３へ駆動信号を出力するインバータ制御回路、
５は部分平滑回路２の出力電圧を検出し、電源の山部と
谷部において駆動条件を変化させるインバータ出力切換
回路、６は入力電流を波形整形するためのパッシブフィ
ルタ回路である。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. In the figure, e is a commercial AC power supply, 1 is a full-wave rectification circuit composed of a bridge circuit of diodes D 1 to D 4 , 2 is a partial smoothing circuit, 3 is an inverter circuit for performing high frequency conversion, and 4 is an inverter circuit 3. An inverter control circuit that outputs a drive signal,
Reference numeral 5 is an inverter output switching circuit that detects the output voltage of the partial smoothing circuit 2 and changes the driving conditions at the peaks and valleys of the power supply, and 6 is a passive filter circuit for shaping the input current waveform.
【００１６】図２は、インバータ制御回路４とインバー
タ出力切換回路５の具体例の回路図である。本例は、市
販のＩＣ（モトローラ製ＵＣ３８４２）よりなる発振器
ＩＣ 1 を用いて、インバータ制御回路４を構成してい
る。この発振器ＩＣ1 の動作を簡単に説明すると、制御
電源ピン（ピン）に所定の電圧Ｖｃｃを加えることで
発振器ＩＣ1 は動作状態となる。発振器ＩＣ1 が動作状
態となることにより、ピンより基準電圧Ｖｒｅｆが出
力される。発振器ＩＣ1 の時定数を設定するためのＲｔ
／Ｃｔピン（ピン）には、抵抗Ｒ11とコンデンサＣ6
が接続されており、抵抗Ｒ11は基準電圧Ｖｒｅｆに、コ
ンデンサＣ6 はグランドに接続されている。この抵抗Ｒ
11及びコンデンサＣ6 のインピーダンスによって出力ピ
ン（ピン）から出力される駆動信号の発振周波数及び
デューティサイクルが設定される。ＣＰ1 及びＣＰ2 は
コンパレータである。コンパレータＣＰ1 には、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 の分圧がマイナス側入力端子に、抵抗Ｒ3 ，Ｒ
4 の分圧がプラス側入力端子に入力されている。抵抗Ｒ
1 のａ点は部分平滑電源のプラス側に接続されており、
その電圧をＥとすると、コンパレータＣＰ1 のマイナス
側入力端子の電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｅ×Ｒ2 ／
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）となる。抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の分圧によって
決まる電圧をＶｒｅｆ1 ＝Ｖｒｅｆ×Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ
4 ）とすると、Ｖｏｕｔ＞Ｖｒｅｆ1 の場合、部分平滑
電源は山部であり、Ｖｏｕｔ＜Ｖｒｅｆ1の場合、部分
平滑電源は谷部であるということになる。このＶｒｅｆ
1 は、Ｖｏｕｔ（山部）＞Ｖｒｅｆ1 ＞Ｖｏｕｔ（谷
部）と設定すればよい。これにより、Ｖｏｕｔ＞Ｖｒｅ
ｆ1 の場合、コンパレータＣＰ1 の出力はＬｏｗレベ
ル、Ｖｏｕｔ＜Ｖｒｅｆ1 の場合、コンパレータＣＰ1
の出力はＨｉｇｈレベルとなる。コンパレータＣＰ
2 は、抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 の分圧Ｖｒｅｆ2 がマイナス側入
力端子に、抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ5 の接続点がプラス
側入力端子に接続されている。また、抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 の
接続点は抵抗Ｒ5 を介して、コンパレータＣＰ1 の出力
ピンへ接続されており、抵抗Ｒ8 、コンデンサＣ5 の接
続点は、ダイオードＤ11を介して発振器ＩＣ1 の出力ピ
ン（ピン）へ接続されている。コンパレータＣＰ2 の
出力ピンは、抵抗Ｒ9 を介して基準電圧Ｖｒｅｆへ接続
されると共に、発振器ＩＣ1 のピンに直接接続されて
いる。この発振器ＩＣ1 のピンは、電流センス入力ピ
ンであり、ここへ入力される信号が所定レベル以上にな
ると、発振器ＩＣ1 の出力はＨｉｇｈレベルからＬｏｗ
レベルへと変化する。FIG. 2 shows an inverter control circuit 4 and an inverter.
6 is a circuit diagram of a specific example of the output switching circuit 5. FIG. This example is a city
Oscillator consisting of a sales IC (Motorola UC3842)
IC 1Is used to configure the inverter control circuit 4.
It This oscillator IC1Briefly explaining the operation of, control
By applying a predetermined voltage Vcc to the power supply pin (pin)
Oscillator IC1Is in the operating state. Oscillator IC1Is in motion
The reference voltage Vref is output from the pin.
I will be forced. Oscillator IC1Rt to set the time constant of
/ Ct pin (pin) has a resistor R11And capacitor C6
Is connected to the resistor R11Is the reference voltage Vref
Indexer C6Is connected to ground. This resistance R
11And capacitor C6Output impedance by impedance
Frequency of the drive signal output from the
The duty cycle is set. CP1And CP2Is
It is a comparator. Comparator CP1Has a resistance R
1, R2Is divided into negative input terminals and resistance R3, R
FourThe partial pressure of is input to the positive input terminal. Resistance R
1Point a is connected to the positive side of the partially smoothed power supply,
If the voltage is E, the comparator CP1Minus
The voltage Vout at the side input terminal is Vout = E × R2/
(R1+ R2). Resistance R3, RFourBy the partial pressure of
The voltage to be determined is Vref1= Vref × RFour/ (R3+ R
Four), Vout> Vref1If, then partially smooth
The power supply is mountainous, and Vout <Vref1If, part
This means that the smooth power source is the valley. This Vref
1Is Vout (Yamabe)> Vref1> Vout (valley
Section). As a result, Vout> Vre
f1In case of, the comparator CP1Output is Low level
Le, Vout <Vref1In case of, the comparator CP1
Output becomes High level. Comparator CP
2Is the resistance R6, R7Partial pressure of Vref2Is on the minus side
Resistance R8And capacitor CFiveConnection point is plus
It is connected to the side input terminal. Also, the resistance R6, R7of
Connection point is resistance RFiveThrough the comparator CP1Output
Is connected to a pin and has a resistance R8, Capacitor CFiveContact
Continuation is diode D11Through the oscillator IC1Output pin
Are connected to the pins (pins). Comparator CP2of
Output pin is resistor R9Connected to the reference voltage Vref via
And the oscillator IC1Directly connected to the pin
There is. This oscillator IC1Is the current sense input pin
The signal input to this is above the specified level.
Then, the oscillator IC1Output from High level to Low
Change to a level.
【００１７】以下、本実施例の動作について説明する。
発振器ＩＣ1 のピンに電源電圧Ｖｃｃが印加されるこ
とにより、発振器ＩＣ1 のピンに基準電圧Ｖｒｅｆが
発生し、抵抗Ｒ11を介してコンデンサＣ6 が充電され
る。このコンデンサＣ6 の充電電圧が所定のレベルに達
すると、発振器ＩＣ1 の出力はＨｉｇｈレベルとなり、
コンデンサＣ6 は放電を開始する。一方、発振器ＩＣ1
の出力ピン（ピン）は抵抗Ｒ10を介してスイッチング
素子Ｑ1 に接続されているため、出力がＨｉｇｈレベル
の場合、スイッチング素子Ｑ1 はＯＮとなり、このスイ
ッチング素子Ｑ1によっても、コンデンサＣ6 は放電さ
れている。発振器ＩＣ1 の出力がＬｏｗレベルの場合、
コンデンサＣ5 はダイオードＤ11を介して放電されてい
るが、発振器ＩＣ1 の出力がＨｉｇｈレベルになること
によって、コンデンサＣ5 は充電を開始する。このコン
デンサＣ5 の充電電圧が、抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 の分圧Ｖｒｅ
ｆ2より高くなると、コンパレータＣＰ2 の出力はＨｉ
ｇｈレベルとなり、発振器ＩＣ1 の出力はＬｏｗレベル
となる。部分平滑電源が山部の場合、コンパレータＣＰ
1 の出力はＬｏｗレベルになり、コンパレータＣＰ2 の
マイナス側入力端子に入力される電圧は、抵抗Ｒ5 ，Ｒ
6 ，Ｒ7 の分圧で決まる電圧Ｖｒｅｆ3 となる。Ｖｒｅ
ｆ2 ＞Ｖｒｅｆ3 となるため、部分平滑電源の山部では
駆動信号のオン・デューティが短くなり、放電灯に供給
される電力が制限されることになる。The operation of this embodiment will be described below.
By pin to the power supply voltage Vcc of the oscillator IC 1 is applied, the reference voltage Vref is generated in the pin of the oscillator IC 1, the capacitor C 6 is charged via the resistor R 11. When the charging voltage of the capacitor C 6 reaches a predetermined level, the output of the oscillator IC 1 becomes High level,
The capacitor C 6 starts discharging. On the other hand, the oscillator IC 1
For output pin (pin) is connected to the switching element Q 1 via the resistor R 10, when the output is High level, the switching element Q 1 is turned ON, by the switching element Q 1, the capacitor C 6 Is being discharged. When the output of the oscillator IC 1 is low level,
Although the capacitor C 5 is discharged through the diode D 11 , the capacitor C 5 starts charging when the output of the oscillator IC 1 becomes High level. The charging voltage of the capacitor C 5 is the divided voltage Vre of the resistors R 6 and R 7.
When it becomes higher than f 2, the output of the comparator CP 2 becomes Hi.
It goes to gh level, and the output of the oscillator IC 1 goes to Low level. When the partial smoothing power supply is mountain, comparator CP
The output of 1 becomes Low level, and the voltage input to the negative side input terminal of the comparator CP 2 is the resistance R 5 and R 5 .
The voltage Vref 3 is determined by the division of 6 and R 7 . Vre
Since f 2 > Vref 3 , the on-duty of the drive signal becomes short in the peak portion of the partially smoothed power supply, and the electric power supplied to the discharge lamp is limited.
【００１８】図１の回路において、パッシブフィルタ回
路６が無い場合、入力電流は従来例の図１４（ｂ）に示
すような波形となる。このパルス的な入力電流を鈍らせ
て波形整形を行うために、パッシブフィルタ回路６で
は、交流電源ｅの電源供給路の一線にインダクタＬ１を
挿入し、全波整流回路１の入力に並列にコンデンサＣｏ
を接続している。このパッシブフィルタ回路６によっ
て、入力力率及び入力電流の波形歪みは大きく改善され
る。パッシブフィルタ回路６と１／２部分平滑回路２と
を組み合わせた場合の平滑出力電圧は、図３（ａ）のよ
うな波形となる。ここで、平滑出力の山部と谷部におい
て、インバータ制御回路４から出力される駆動信号が一
定であり、インバータ回路３の駆動条件が一定であった
とすると、放電灯Ｌｐに流れる電流の包絡線は図３
（ｂ）のようになる。In the circuit of FIG. 1, when the passive filter circuit 6 is not provided, the input current has a waveform as shown in FIG. 14 (b) of the conventional example. In order to perform waveform shaping by blunting this pulse-like input current, the passive filter circuit 6 inserts an inductor L1 in a line of the power supply path of the AC power supply e and connects a capacitor in parallel with the input of the full-wave rectification circuit 1. Co
Are connected. The passive filter circuit 6 greatly improves the input power factor and the waveform distortion of the input current. The smoothed output voltage when the passive filter circuit 6 and the 1/2 partial smoothing circuit 2 are combined has a waveform as shown in FIG. Here, if the drive signal output from the inverter control circuit 4 is constant and the drive condition of the inverter circuit 3 is constant at the peaks and valleys of the smoothed output, the envelope of the current flowing through the discharge lamp Lp. Figure 3
It becomes like (b).
【００１９】一方、従来例でも説明したように、１／２
部分平滑電源の山部と谷部に応じてインバータ出力を変
化させる手段を設けて、山部において、放電灯Ｌｐへの
供給電力を小さくなるように制御した場合、放電灯Ｌｐ
に流れる出力電流の包絡線は図４（ｃ）のようになる。
１／２部分平滑回路を電源とした場合、（放電灯に流れ
る電流の最大値）／（放電灯に流れる電流の実効値）で
示される出力電流の波高値を、約１．４に設定すること
ができる。従来例で説明したように、出力電流の波高値
ＣＦ≒１．４（完全平滑と同じレベル）とした場合、発
光効率は改善されるが、入力電流の波形歪みは大きくな
ってしまう。そこで、出力電流の波高値を次のように設
定する。On the other hand, as explained in the conventional example, 1/2
When the means for changing the inverter output according to the peaks and valleys of the partially smoothed power supply is provided and the power supply to the discharge lamp Lp is controlled to be small in the peaks, the discharge lamp Lp
The envelope curve of the output current flowing through is as shown in FIG.
When the 1/2 partial smoothing circuit is used as the power supply, the peak value of the output current, which is represented by (maximum value of current flowing in discharge lamp) / (effective value of current flowing in discharge lamp), is set to about 1.4. be able to. As described in the conventional example, when the peak value CF of the output current is set to CF≈1.4 (the same level as the perfect smoothing), the light emission efficiency is improved, but the waveform distortion of the input current becomes large. Therefore, the peak value of the output current is set as follows.
【００２０】入力電流波形歪みがＩＥＣ規格を満足する
には、実験的に求めた結果、出力電流波高値をＣＦ≧
１．６としなければならない。一方、発光効率の点から
は、ランプ力率が０．９５程度を目安とすると、ＣＦ≦
１．８とする必要がある。よって、図１に示す構成にお
いて、１．６≦ＣＦ≦１．８と設定することにより、入
力電流の波形歪みを小さくして、かつ高い発光効率を得
ることができる。さらに、フィルタ回路６のインダクタ
Ｌ1 は比較的小型化することができる。なお、図１の回
路で、放電灯Ｌｐは１灯としたが、複数灯でもよい。さ
らに、インダクタＬ1 とコンデンサＣｏで構成されるパ
ッシブフィルタ回路６も図１の構成に限定されるもので
はない。In order that the input current waveform distortion satisfies the IEC standard, the output current peak value is CF ≧
It should be 1.6. On the other hand, from the viewpoint of luminous efficiency, if the lamp power factor is about 0.95, CF ≦
It must be 1.8. Therefore, by setting 1.6 ≦ CF ≦ 1.8 in the configuration shown in FIG. 1, it is possible to reduce the waveform distortion of the input current and obtain high luminous efficiency. Furthermore, the inductor L 1 of the filter circuit 6 can be made relatively small. In the circuit of FIG. 1, the discharge lamp Lp is one lamp, but a plurality of lamps may be used. Further, the passive filter circuit 6 including the inductor L 1 and the capacitor Co is not limited to the configuration shown in FIG.
【００２１】図４は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例は、部分平滑回路２の構成が第１実施例と
は異なっており、１／３部分平滑電源となっている。こ
の１／３部分平滑回路の構成は、上述の１／２部分平滑
回路とほぼ同じであり、容量の略等しい３個のコンデン
サＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 と、それらのコンデンサ間に接続さ
れており、全波整流電圧により直列関係で充電するため
のダイオードＤ6 ，Ｄ9と、全波整流電圧が各コンデン
サ電圧より低下した場合、各コンデンサＣ1 ，Ｃ 2 ，Ｃ
3 を並列的に放電させるためのダイオードＤ5 ，Ｄ7 ，
Ｄ8 ，Ｄ10で構成されている。FIG. 4 is a circuit diagram of the second embodiment of the present invention.
It In this embodiment, the configuration of the partial smoothing circuit 2 is the same as that of the first embodiment.
Are different and are 1/3 partial smoothing power supplies. This
The configuration of the 1/3 partial smoothing circuit of
Three capacitors with almost the same capacity as the circuit
SA C1, C2, C3And between those capacitors
And to charge in series with full-wave rectified voltage
Diode D6, D9And the full-wave rectified voltage is
Each capacitor C1, C 2, C
3Diode D for discharging in parallelFive, D7,
D8, DTenIt is composed of.
【００２２】この回路構成において、１／３部分平滑回
路とすることにより、入力電流の波形歪みは、第１実施
例に比べて改善され、出力電流の波高値ＣＦは、本実施
例では、ＣＦ≧１．５となる。一方、本実施例におい
て、部分平滑回路２の谷部の電圧は、交流電源ｅの実効
値電圧ｅ〔Ｖ〕に対し、√２／３×ｅ〔Ｖ〕にしかなら
ないため、適正な光出力を得るためには、インバータ回
路３によって昇圧する必要があり、インバータ回路３を
構成する部品に大きなストレスがかかることになる。そ
こで、本実施例では、出力電流の波高値ＣＦを、ＪＩＳ
規格（Ｃ８１１７）を満足するように、ＣＦ≦２．０と
する。このように、本実施例では、１．５≦ＣＦ≦２．
０と設定することにより、入力電流の波形歪みは小さく
なるが、第１実施例に比べると、発光効率は若干低くな
る。また、インバータ回路３を構成する部品には、第１
実施例に比べると、大きなストレスがかかるという問題
点もある。本実施例では、１／ｎ部分平滑電源のｎを、
ｎ＝３としたが、同様な考え方により、ｎ＝４，５，
６，…と設定することもできる。よって、ｎ＝３には限
定しない。この場合も出力電流の波高値ＣＦは、１．５
≦ＣＦ≦２．０と設定する。In this circuit configuration, by using the 1/3 partial smoothing circuit, the waveform distortion of the input current is improved as compared with the first embodiment, and the peak value CF of the output current is CF in this embodiment. ≧ 1.5. On the other hand, in this embodiment, the voltage at the valley portion of the partial smoothing circuit 2 is only √2 / 3 × e [V] with respect to the effective value voltage e [V] of the AC power supply e, so that an appropriate light output is obtained. In order to obtain the above, it is necessary to boost the voltage by the inverter circuit 3, and a large amount of stress will be applied to the components forming the inverter circuit 3. Therefore, in this embodiment, the peak value CF of the output current is set to JIS
CF ≦ 2.0 so that the standard (C8117) is satisfied. Thus, in this embodiment, 1.5 ≦ CF ≦ 2.
By setting to 0, the waveform distortion of the input current is reduced, but the light emission efficiency is slightly lower than that of the first embodiment. In addition, the components that form the inverter circuit 3 include the first
There is also a problem that a large stress is applied as compared with the embodiment. In this embodiment, n of the 1 / n partial smoothing power supply is
Although n = 3 is set, n = 4, 5,
It can be set as 6, ... Therefore, it is not limited to n = 3. Also in this case, the peak value CF of the output current is 1.5.
Set ≦ CF ≦ 2.0.
【００２３】図５は本発明の第３実施例の要部構成を示
している。同図において、主な構成は、図２と同じであ
るので、異なる点のみを示す。抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 によって
部分平滑電源の出力電圧を検出しているが、本実施例で
は、コンパレータＣＰ1 のプラス側入力端子に入力して
いる。このため、部分平滑電源が山部の場合、コンパレ
ータＣＰ1 の出力はＨｉｇｈレベル、部分平滑電源が谷
部の場合、コンパレータＣＰ1 の出力はＬｏｗレベルと
なる。また、インバータ制御回路４には、タイマー回路
７、８を含んでいる。タイマー回路７、８は、電源投入
直後の所定の時間、出力がＨｉｇｈレベルとなる構成な
らば、どのような構成でもよい。タイマー回路７、８の
出力は、それぞれスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 に入力さ
れており、タイマー回路７、８の出力がＨｉｇｈレベル
の場合、これらのスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 はＯＮと
なる。一方、コンパレータＣＰ1 の出力は、抵抗Ｒ13を
介して基準電圧Ｖｒｅｆへ接続されており、また、直
接、スイッチング素子Ｑ2 へ入力されている。よって、
タイマー回路７、８の出力がＬｏｗレベルで、部分平滑
電源が山部の場合に、スイッチング素子Ｑ2 はＯＮであ
り、コンパレータＣＰ 2 のマイナス側入力端子には、抵
抗Ｒ5 ，Ｒ6 ，Ｒ7 ，Ｒ11で決まる電圧Ｖｒｅｆ3 が入
力される。タイマー回路７、８の出力がＬｏｗレベル
で、部分平滑電源が谷部の場合、抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 で決ま
る基準電圧Ｖｒｅｆ2 がコンパレータＣＰ 2 のマイナス
側入力端子に入力される。また、タイマー回路７、８の
出力がＨｉｇｈレベルで、部分平滑電源が山部の場合、
スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4のすべてがＯＮとな
り、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 ，Ｒ7 ，Ｒ11，Ｒ12で決まる電圧Ｖ
ｒｅｆ5 が入力される。また、タイマー回路７、８の出
力がＨｉｇｈレベルで、部分平滑電源が谷部の場合、抵
抗Ｒ6 ，Ｒ7 ，Ｒ12で決まる電圧Ｖｒｅｆ4 が入力され
る。各電圧の関係は、Ｖｒｅｆ2 ＞Ｖｒｅｆ3 ＞Ｖｒｅ
ｆ4 ＞Ｖｒｅｆ5 となり、Ｖｒｅｆ4 ，Ｖｒｅｆ5 の場
合は、放電灯負荷に印加される電圧は、放電灯が始動し
ないレベルにインバータ回路３を制御するものとする。
タイマー回路７がＨｉｇｈレベルの期間をＴ1 、タイマ
ー回路８がＨｉｇｈレベルの期間を（Ｔ 1 ＋Ｔ2 ）とす
ると、放電灯の始動時において、抵抗Ｒ11は短絡とな
り、このときの出力電流の波高値を完全平滑時に近い値
とする。FIG. 5 shows the construction of the essential parts of a third embodiment of the present invention.
are doing. In the figure, the main configuration is the same as in FIG.
Therefore, only the differences are shown. Resistance R1, R2By
The output voltage of the partially smoothed power supply is detected.
Is the comparator CP1Input to the positive input terminal of
There is. Therefore, if the partial smoothing power supply is a mountain part,
Data CP1Output is High level, partially smoothed power supply is valley
Part, comparator CP1Output is low level
Become. Further, the inverter control circuit 4 includes a timer circuit.
Includes 7 and 8. Power on the timer circuits 7 and 8
Immediately after that, the output is set to High level for a predetermined time.
However, any configuration may be used. Of the timer circuits 7 and 8
Outputs are switching elements Q3, QFourEntered in
And the outputs of the timer circuits 7 and 8 are High level.
In the case of, these switching elements Q3, QFourIs ON
Become. On the other hand, the comparator CP1Output is resistance R13To
Connected to the reference voltage Vref via
Contact, switching element Q2Has been entered into. Therefore,
The output of the timer circuits 7 and 8 is at Low level, and partial smoothing is performed.
Switching element Q when the power source is mountain2Is ON
The comparator CP 2The negative input terminal of
Anti-RFive, R6, R7, R11Voltage Vref determined by3Is in
I will be forced. Outputs of timer circuits 7 and 8 are low level
So, if the partial smoothing power source is a valley, the resistance R6, R7Decided by
Reference voltage Vref2Is the comparator CP 2Minus
Input to the side input terminal. In addition, the timer circuits 7 and 8
When the output is High level and the partial smoothing power supply is the mountain part,
Switching element Q2, Q3, QFourIs all on
Resistance RFive, R6, R7, R11, R12Voltage V determined by
refFiveIs entered. Also, the output of the timer circuits 7 and 8
If the power is at High level and the partially smoothed power supply is at the valley,
Anti-R6, R7, R12Voltage Vref determined byFourIs entered
It The relationship of each voltage is Vref2> Vref3> Vre
fFour> VrefFiveAnd VrefFour, VrefFivePlace
If the voltage applied to the discharge lamp load is
The inverter circuit 3 is controlled to a level that does not exist.
The timer circuit 7 sets the high level period to T1, Timer
Circuit 8 is in the high level period (T 1+ T2)
Then, at the time of starting the discharge lamp, the resistance R11Is a short circuit
The peak value of the output current at this time
And
【００２４】本実施例において、主回路の構成は第１実
施例と同じであるが、インバータ制御回路４の動作が異
なり、図６に示すように、先行予熱期間Ｔ1 及び始動期
間Ｔ 2 のタイマー要素を持つように構成している。放電
灯点灯装置において、交流電源ｅを点灯装置に投入した
直後の任意の時間、放電灯Ｌｐに印加される電圧を、放
電灯が始動点灯しない低い電圧とし、放電灯のフィラメ
ントに電流を流して予熱を行う先行予熱期間Ｔ1 が一般
的に設けられている。この先行予熱期間Ｔ1 の終了後、
放電灯が始動点灯するのに充分な電圧が印加され、放電
灯Ｌｐが点灯する。ところが、第１実施例のような構成
及び出力電流波高値の設定を行った場合、放電灯負荷に
印加される電圧も、当然、波高値は１．４より大きくな
る。あらゆる環境（特に周囲温度）において、放電灯の
始動を確実に行いたい場合、放電灯に印加される電圧も
安定していることが望ましい。In this embodiment, the configuration of the main circuit is the first actual
Same as the embodiment, but the operation of the inverter control circuit 4 is different.
As shown in FIG. 6, the preceding preheating period T1And start-up period
Interval T 2It is configured to have a timer element of. Discharge
In the lamp lighting device, the AC power supply e was turned on to the lighting device.
Immediately after that, the voltage applied to the discharge lamp Lp is released for an arbitrary time.
The voltage of the discharge lamp is set to a low voltage so that the
Preheating period T in which electric current is applied to the components to preheat1Is general
Is provided for the purpose. This preheating period T1After the end of
Sufficient voltage is applied to the discharge lamp to start it
The lamp Lp lights up. However, the configuration as in the first embodiment
If the output current peak value is set,
As for the applied voltage, the peak value is naturally larger than 1.4.
It In all environments (especially ambient temperature)
To ensure a reliable start, make sure that the voltage applied to the discharge lamp is also
It is desirable to be stable.
【００２５】図６に示すように、電源投入後、０＜ｔ≦
ｔ1 （先行予熱期間Ｔ1 ）において、放電灯に印加され
る電圧は小さく、放電灯が始動しないレベルであり、そ
の印加電圧の波高値は、ほぼ１．４に近い値となるよう
に、インバータ制御回路４は駆動信号を出力する。次
に、ｔ1 ＜ｔ≦ｔ2 （始動期間Ｔ2 ）において、放電灯
に印加される電圧は放電灯が始動するレベルまで大きく
なり、その印加電圧の波高値は、ほぼ１．４に近い値と
なる。次に、ｔ2 ＜ｔ（点灯期間Ｔ3 ）において、放電
灯は点灯しているため、第１実施例と同様、出力電流波
高値を１．６≦ＣＦ≦１．８で設定した値とする。As shown in FIG. 6, after the power is turned on, 0 <t ≦
In t 1 (preheating period T 1 ), the voltage applied to the discharge lamp is small and the discharge lamp does not start, and the peak value of the applied voltage is close to 1.4. The inverter control circuit 4 outputs a drive signal. Next, in t 1 <t ≦ t 2 (starting period T 2 ), the voltage applied to the discharge lamp increases to a level at which the discharge lamp starts, and the peak value of the applied voltage is close to 1.4. It becomes a value. Next, in t 2 <t (lighting period T 3 ), since the discharge lamp is lit, the output current peak value is the value set by 1.6 ≦ CF ≦ 1.8 as in the first embodiment. To do.
【００２６】部分平滑電源を使用した場合、インバータ
回路の出力電圧の包絡線も電源の影響を受けてしまい、
放電灯に印加される電圧も不安定になってしまうが、本
実施例では、放電灯が点灯するまで安定した始動電圧を
印加するため、必要以上に高い始動電圧を印加する必要
がなく、放電灯点灯後は、入力電流の波形歪みも小さ
く、ランプ効率も高い。When a partially smoothed power supply is used, the envelope of the output voltage of the inverter circuit is also affected by the power supply,
Although the voltage applied to the discharge lamp also becomes unstable, in this embodiment, since a stable starting voltage is applied until the discharge lamp is lit, it is not necessary to apply a higher starting voltage than necessary, After lighting the lamp, the waveform distortion of the input current is small and the lamp efficiency is high.
【００２７】図７に本発明の第４実施例の部分平滑回路
２の構成を示す。他の構成は第１実施例と同じである。
他の実施例と異なる点は、コンデンサＣ2 と並列にスイ
ッチング素子Ｑ5 を接続し、タイマー回路９から出力さ
れる信号によってスイッチング素子Ｑ5 をＯＮ／ＯＦＦ
している点である。上述の第３実施例で説明したよう
に、放電灯の始動を確実に行うために、放電灯に印加す
る電圧は、安定していることが望ましい。そこで、本実
施例においては、先の図６に示した先行予熱期間Ｔ1 及
び始動期間Ｔ2 の０≦ｔ≦（ｔ1 ＋ｔ2 ）において、タ
イマー回路９の出力をＨｉｇｈレベルとし、スイッチン
グ素子Ｑ5 をＯＮさせる。スイッチング素子Ｑ5 がＯＮ
することによって、部分平滑回路２のコンデンサＣ2 は
短絡状態となるために、コンデンサＣ1 のみで完全平滑
されることになる。よって、インバータ回路３に供給さ
れる電源電圧が安定するため、放電灯Ｌｐに印加される
高周波電圧も安定化される。これにより第３実施例と同
じ効果が得られる。本実施例の構成は、図７に限らず、
例えば、ダイオードＤ5 に並列にスイッチング素子を接
続しても良く、コンデンサＣ1 に並列にスイッチング素
子を接続してもよい。また、図８に示すように双方向性
スイッチング素子ＳＷを使用し、この双方向性スイッチ
ング素子ＳＷをダイオードＤ６に並列に接続してもよ
い。FIG. 7 shows the configuration of the partial smoothing circuit 2 of the fourth embodiment of the present invention. The other structure is the same as that of the first embodiment.
Other embodiments differs, connect the switching element Q 5 in parallel with the capacitor C 2, the switching element Q 5 the ON / OFF by a signal output from the timer circuit 9
That is the point. As described in the third embodiment, it is desirable that the voltage applied to the discharge lamp be stable in order to reliably start the discharge lamp. Therefore, in the present embodiment, the output of the timer circuit 9 is set to High level during the 0 ≦ t ≦ (t 1 + t 2 ) of the preceding preheating period T 1 and the starting period T 2 shown in FIG. Turn on Q 5 . Switching element Q 5 is ON
By, capacitor C 2 partial smoothing circuit 2 to become short-circuited, it will be completely smoothed only by the capacitor C 1. Therefore, since the power supply voltage supplied to the inverter circuit 3 is stabilized, the high frequency voltage applied to the discharge lamp Lp is also stabilized. As a result, the same effect as the third embodiment can be obtained. The configuration of this embodiment is not limited to that shown in FIG.
For example, a switching element may be connected in parallel with the diode D 5 , and a switching element may be connected in parallel with the capacitor C 1 . Further, as shown in FIG. 8, a bidirectional switching element SW may be used, and the bidirectional switching element SW may be connected in parallel with the diode D6.
【００２８】図９は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例では、放電灯点灯判別部１０が追加されて
いる点が特徴である。この放電灯点灯判別部１０は、放
電灯Ｌｐが始動点灯しているか否かを判別し、その判別
結果をインバータ制御回路４へ出力している。これによ
り、放電灯Ｌｐが点灯する前は、インバータ出力切換回
路５によって、部分平滑電源が山部であるか、谷部であ
るかを判別し、放電灯Ｌｐに印加される電圧が、完全平
滑時と同様になるように、インバータ回路３の制御を行
う。また、放電灯Ｌｐの点灯後は、インバータ出力切換
回路５及び放電灯点灯判別部１０によって、第１実施例
と同様に、入力電流の波形歪みを満足し、発光効率も高
くなるように、出力電流の波高率を所定のレベルとする
ように、インバータ回路３の制御を行うものである。本
実施例の効果も、上述の第３及び第４実施例と同じであ
る。FIG. 9 is a circuit diagram of the fifth embodiment of the present invention. The present embodiment is characterized in that a discharge lamp lighting determination unit 10 is added. The discharge lamp lighting determination unit 10 determines whether or not the discharge lamp Lp is lit for start-up, and outputs the determination result to the inverter control circuit 4. As a result, before the discharge lamp Lp is turned on, the inverter output switching circuit 5 determines whether the partial smoothing power source is a mountain portion or a valley portion, and the voltage applied to the discharge lamp Lp is completely smoothed. The inverter circuit 3 is controlled so as to be the same as the time. After the discharge lamp Lp is lit, the inverter output switching circuit 5 and the discharge lamp lighting discrimination unit 10 output the output current so that the waveform distortion of the input current is satisfied and the luminous efficiency is increased, as in the first embodiment. The inverter circuit 3 is controlled so that the crest factor of the current is at a predetermined level. The effects of this embodiment are the same as those of the above-mentioned third and fourth embodiments.
【００２９】図１０は本発明の第６実施例の要部構成を
示している。点灯装置の構成としては、第１実施例と同
じであるが、出力電流波高値の制御方式が他の実施例と
異なるため、制御回路の一例を同図に示した。本実施例
において、インバータ出力切換回路５は、ツェナーダイ
オードＺＤ1 と抵抗Ｒ14の直列接続により構成されてお
り、抵抗Ｒ14の一端は駆動信号のオン・デューティを決
定する抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ5 の接続点へと接続して
いる。部分平滑電源が山部の場合、ツェナーダイオード
ＺＤ1 と抵抗Ｒ14を流れる電流は大となり、部分平滑電
源が谷部の場合は、ツェナーダイオードＺＤ1 と抵抗Ｒ
14を流れる電流は小さく、又は、ほぼ０Ａに近い値とな
る。よって、部分平滑電源が山部の場合は、コンデンサ
Ｃ5 への充電波形はツェナーダイオードＺＤ1 と抵抗Ｒ
14を流れる電流によって、充電波形の立上がりが早くな
り、部分平滑電源の山部において、インバータ回路３の
出力が小さくなるように制御する。また、本例において
は、放電灯Ｌｐへ供給される出力電流は、図１１（ｂ）
に示すように、山部の出力電流＞谷部の出力電流となる
ように設定している。さらに、前記ツェナーダイオード
ＺＤ1 のツェナー電圧は、例えば、Ｖｚ≧１．１×√２
×ｅ／２と設定する。このように設定することによっ
て、商用電源ｅの電圧変動に対して、変動補正を行うこ
とができる。すなわち、商用電源ｅが低い場合には、部
分平滑電源の山部において、放電灯への供給電力を上げ
る方向に動作する。商用電源ｅが高い場合には、部分平
滑電源の山部の出力を下げる方向に動作する。このよう
に動作することにより、広い範囲にわたり、商用電源変
動の出力補正を行える効果がある。FIG. 10 shows the configuration of the essential parts of the sixth embodiment of the present invention. The structure of the lighting device is the same as that of the first embodiment, but the control method of the output current peak value is different from that of the other embodiments, and therefore an example of the control circuit is shown in the same drawing. In this embodiment, the inverter output switching circuit 5 is composed of a Zener diode ZD 1 and a resistor R 14 connected in series, and one end of the resistor R 14 has a resistor R 8 and a capacitor C that determine the on-duty of the drive signal. It connects to 5 connection points. When the partial smoothing power of crests, the current flowing through the Zener diode ZD 1 and the resistor R 14 if large, and the partial smoothing power of valleys, the Zener diode ZD 1 and a resistor R
The current flowing through 14 is small, or has a value close to 0 A. Therefore, when the partial smoothing power source is the mountain portion, the charging waveform to the capacitor C 5 is the zener diode ZD 1 and the resistor R.
The current flowing through 14 accelerates the rising of the charging waveform, and the output of the inverter circuit 3 is controlled to be small in the peak portion of the partially smoothed power supply. Further, in this example, the output current supplied to the discharge lamp Lp is as shown in FIG.
As shown in, the peak output current> the valley output current is set. Furthermore, the Zener voltage of the Zener diode ZD 1 is, for example, Vz ≧ 1.1 × √2
Set as xe / 2. By setting in this way, fluctuation correction can be performed for the voltage fluctuation of the commercial power supply e. That is, when the commercial power supply e is low, the peak of the partially smoothed power supply operates to increase the power supplied to the discharge lamp. When the commercial power supply e is high, the operation is performed so as to reduce the output of the mountain portion of the partially smoothed power supply. By operating in this way, there is an effect that the output of the fluctuation of the commercial power source can be corrected over a wide range.
【００３０】なお、山部及び谷部における消費電力の設
定であるが、蛍光灯のような放電灯のランプ電力Ｗと発
光効率ＬＥ〔１ｍ／ｗ〕との関係は、一般的に図１２に
示すようになる。点灯装置の入力交流電源ｅの周波数半
サイクルに対し、部分平滑電源の山部と谷部が１：１で
あるとし、山部におけるランプ電力をＷ3 、谷部におけ
るランプ電力をＷ1 とすると、放電灯の光束平均は、Ｌ
Ｅａ＝（ＬＥ1 ×Ｗ1＋ＬＥ3 ×Ｗ3 ）／２＜ＬＥ2 ×
Ｗ2 となり、余り効率の良い使い方とは言えない。よっ
て、部分平滑電源の山部と谷部の消費電力の設定は、任
意電力に対する発光効率の傾きｄＬＥ／ｄＷの極性（０
を含む）が同一であることが望ましい。例えば、部分平
滑電源の谷部をＷ1 とし、山部をＷ2 とすれば良いこと
になる。次に、部分平滑電源の山部と谷部の比率が１：
１でなく、Ｔａ：Ｔｂで決まっていたとすると、入力交
流電源ｅの半サイクル周期はＴ＝Ｔａ＋Ｔｂとなる。こ
の場合のランプ平均光束は、ＬＥａ＝（ＬＥ1 ×Ｗ1 ×
Ｔａ＋ＬＥ2 ×Ｗ2 ×Ｔｂ）／Ｔとなるため、第１実施
例等で説明したランプ電流の波高値を満足する範囲内
で、このランプ平均光束ＬＥａが最も高くなるように設
定すれば、最も高い発光効率に設定できる効果がある。Although the power consumption is set in the peaks and valleys, the relationship between the lamp power W of a discharge lamp such as a fluorescent lamp and the luminous efficiency LE [1 m / w] is generally shown in FIG. As shown. Assuming that the peak and valley of the partially smoothed power supply are 1: 1 with respect to the frequency half cycle of the input AC power supply e of the lighting device, the lamp power in the peak is W 3 , and the lamp power in the valley is W 1. , The average luminous flux of the discharge lamp is L
Ea = (LE 1 × W 1 + LE 3 × W 3 ) / 2 <LE 2 ×
It becomes W 2 , which is not very efficient usage. Therefore, the setting of the power consumption of the peak portion and the valley portion of the partially smoothed power supply is performed by setting the polarity (0
(Including) is the same. For example, the valley of the partially smoothed power supply may be W 1 and the peak may be W 2 . Next, the ratio of the peaks and valleys of the partially smoothed power supply is 1:
If it is decided that Ta: Tb instead of 1, the half cycle period of the input AC power supply e is T = Ta + Tb. The average luminous flux of the lamp in this case is LEa = (LE 1 × W 1 ×
Ta + LE 2 × W 2 × Tb) / T, so that if the lamp average luminous flux LEa is set to be the highest within a range satisfying the peak value of the lamp current described in the first embodiment, etc., There is an effect that high luminous efficiency can be set.
【００３１】[0031]
【発明の効果】請求項１の発明においては、交流電源を
全波整流する全波整流回路と、全波整流回路から出力さ
れる脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部分平滑
回路と、部分平滑回路の出力電圧を入力電源とし、放電
灯へ高周波電流を供給するインバータ回路とで構成さ
れ、前記部分平滑回路の出力電圧値に応じて、放電灯へ
供給される出力電流の波高値がほぼ安定した波形となる
ように制御を行う出力安定化手段を備えたものであるか
ら、入力電流の波形歪みを小さくすることができ、ま
た、放電灯の発光効率を高くすることができ、さらに、
交流電源と全波整流器の間にパッシブフィルタ回路を挿
入した場合、そのインダクタを比較的小型化することが
できるという効果がある。According to the invention of claim 1, a full-wave rectifying circuit for full-wave rectifying an AC power supply, and a partial smoothing circuit for partially smoothing only a low voltage period of the pulsating voltage output from the full-wave rectifying circuit. , A peak value of the output current supplied to the discharge lamp according to the output voltage value of the partial smoothing circuit, which is composed of an inverter circuit that uses the output voltage of the partial smoothing circuit as an input power source and supplies a high-frequency current to the discharge lamp. Is provided with an output stabilizing means for controlling so that the waveform becomes a substantially stable waveform, it is possible to reduce the waveform distortion of the input current, and it is possible to increase the luminous efficiency of the discharge lamp. further,
When the passive filter circuit is inserted between the AC power supply and the full-wave rectifier, there is an effect that the inductor can be relatively downsized.
【００３２】また、請求項２の発明のように、全波整流
回路の交流入力端子側に、入力電流の波形改善を行うパ
ッシブフィルタ回路を設ければ、交流電源からの入力力
率及び入力電流の波形歪みを大きく改善することができ
る。また、請求項３の発明によれば、インバータ回路か
ら放電灯へ供給される出力電流の波高値を１．５〜２．
０としたことにより、従来例に比べると、入力電流の波
形歪みを改善することができる。If a passive filter circuit for improving the waveform of the input current is provided on the AC input terminal side of the full-wave rectifier circuit as in the second aspect of the invention, the input power factor and the input current from the AC power source can be increased. The waveform distortion of can be greatly improved. According to the invention of claim 3, the peak value of the output current supplied from the inverter circuit to the discharge lamp is 1.5 to 2.
By setting 0, the waveform distortion of the input current can be improved as compared with the conventional example.
【００３３】また、請求項４の発明によれば、全波整流
回路から出力される脈流電圧の最大値の約１／２の電圧
を谷部電圧とすることにより、部分平滑回路でありなが
ら、比較的高い電圧をインバータ回路に供給することが
でき、インバータ回路の昇圧作用が小さくて済むという
利点がある。また、請求項５の発明によれば、インバー
タ回路から放電灯へ供給される電流の波高値を１．６〜
１．８としたことにより、入力電流の波形歪みを小さく
しながら、高い発光効率を得ることができ、しかもフィ
ルタ回路のインダクタを小型化することができる。According to the invention of claim 4, the voltage of about 1/2 of the maximum value of the pulsating current voltage output from the full-wave rectifier circuit is used as the valley voltage, so that the partial smoothing circuit can be realized. There is an advantage that a relatively high voltage can be supplied to the inverter circuit and the boosting action of the inverter circuit can be small. Further, according to the invention of claim 5, the peak value of the current supplied from the inverter circuit to the discharge lamp is 1.6 to.
By setting 1.8, it is possible to obtain a high luminous efficiency while reducing the waveform distortion of the input current, and further it is possible to downsize the inductor of the filter circuit.
【００３４】また、請求項６の発明によれば、部分平滑
電源の谷部での出力電流が山部での出力電流よりも大き
くなるように制御することにより、放電灯へ供給される
電流の波高値を所定の値に制御することができる。ま
た、請求項７の発明によれば、部分平滑電源の山部と谷
部に応じたランプ電力に対する発光効率の傾きが、０を
含む同一極性であることにより、平均的なランプ発光効
率を高くすることができるという効果がある。Further, according to the invention of claim 6, by controlling the output current at the valley portion of the partially smoothed power supply to be larger than the output current at the mountain portion, the current supplied to the discharge lamp can be reduced. The peak value can be controlled to a predetermined value. Further, according to the invention of claim 7, since the slopes of the luminous efficiency with respect to the lamp power corresponding to the peaks and valleys of the partially smoothed power source have the same polarity including 0, the average lamp luminous efficiency is increased. There is an effect that can be done.
【００３５】また、請求項８の発明によれば、放電灯の
始動時において、放電灯に印加される電圧の波高値を安
定化する方向に動作することにより、始動性能を改善す
ることができ、また、放電灯の点灯時においては、放電
灯に供給される電流を安定化する方向に動作することに
より、発光効率を高く維持することができる。また、請
求項９の発明によれば、放電灯の始動時において、部分
平滑回路が完全平滑となるように制御されるので、イン
バータ回路に供給される電源電圧が安定して、放電灯に
印加される高周波電圧も安定化される。また、インバー
タ回路の入力電圧の実効値が高くなるので、放電灯の始
動性能が改善される。Further, according to the invention of claim 8, when the discharge lamp is started, the starting performance can be improved by operating in such a direction as to stabilize the peak value of the voltage applied to the discharge lamp. Further, when the discharge lamp is lit, the luminous efficiency can be kept high by operating in a direction to stabilize the current supplied to the discharge lamp. Further, according to the invention of claim 9, when the discharge lamp is started, the partial smoothing circuit is controlled so as to be completely smoothed, so that the power supply voltage supplied to the inverter circuit is stabilized and applied to the discharge lamp. The generated high frequency voltage is also stabilized. Moreover, since the effective value of the input voltage of the inverter circuit is increased, the starting performance of the discharge lamp is improved.
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１実施例の制御回路の回路図であ
る。FIG. 2 is a circuit diagram of a control circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第１実施例の動作波形図である。FIG. 3 is an operation waveform diagram of the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第３実施例の要部回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a main part of a third embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第３実施例の動作波形図である。FIG. 6 is an operation waveform diagram of the third embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第４実施例の要部回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a main part of a fourth embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第４実施例の一変形例の要部回路図で
ある。FIG. 8 is a main part circuit diagram of a modified example of the fourth embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第５実施例のブロック回路図である。FIG. 9 is a block circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
【図１０】本発明の第６実施例の制御回路の回路図であ
る。FIG. 10 is a circuit diagram of a control circuit according to a sixth embodiment of the present invention.
【図１１】本発明の第６実施例の動作波形図である。FIG. 11 is an operation waveform diagram of the sixth embodiment of the present invention.
【図１２】ランプ電力と発光効率の関係を示す特性図で
ある。FIG. 12 is a characteristic diagram showing a relationship between lamp power and luminous efficiency.
【図１３】従来例の回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram of a conventional example.
【図１４】従来例における部分平滑回路の出力電圧と入
力電流の波形図である。FIG. 14 is a waveform diagram of an output voltage and an input current of the partial smoothing circuit in the conventional example.
【図１５】従来例におけるインバータ回路の出力電流の
波形図である。FIG. 15 is a waveform diagram of the output current of the inverter circuit in the conventional example.
【図１６】他の従来例の回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram of another conventional example.
１ 全波整流回路 ２ 部分平滑回路 ３ インバータ回路 ４ インバータ制御回路 ５ インバータ出力切換回路 ６ パッシブフィルタ回路 Ｌｐ 放電灯 ｅ 交流電源 1 Full Wave Rectifier Circuit 2 Partial Smoothing Circuit 3 Inverter Circuit 4 Inverter Control Circuit 5 Inverter Output Switching Circuit 6 Passive Filter Circuit Lp Discharge Lamp e AC Power Supply
Claims (9)
と、全波整流回路から出力される脈流電圧の低電圧期間
のみを部分平滑する部分平滑回路と、部分平滑回路の出
力電圧を入力電源とし、放電灯へ高周波電流を供給する
インバータ回路とで構成され、前記部分平滑回路の出力
電圧値に応じて、放電灯へ供給される出力電流の波高値
がほぼ安定した波形となるように制御を行う出力安定化
手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。1. A full-wave rectifier circuit for full-wave rectifying an AC power source, a partial smoothing circuit for partially smoothing only a low voltage period of a pulsating current voltage output from the full-wave rectifier circuit, and an output voltage of the partial smoothing circuit. It is composed of an input power source and an inverter circuit that supplies high-frequency current to the discharge lamp, so that the peak value of the output current supplied to the discharge lamp becomes a substantially stable waveform according to the output voltage value of the partial smoothing circuit. A discharge lamp lighting device, characterized in that it is provided with an output stabilizing means for controlling.
に、入力電流の波形改善を行うパッシブフィルタ回路を
設けたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein a passive filter circuit for improving the waveform of the input current is provided on the side of the AC input terminal of the full-wave rectifier circuit.
される出力電流の波高値を１．５〜２．０としたことを
特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。3. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the peak value of the output current supplied from the inverter circuit to the discharge lamp is 1.5 to 2.0.
出力される脈流電圧の最大値の約１／２の電圧を谷部電
圧とすることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装
置。4. The discharge lamp lighting according to claim 2, wherein the partial smoothing circuit sets a voltage of about 1/2 of a maximum value of the pulsating current voltage output from the full-wave rectification circuit as a valley voltage. apparatus.
される電流の波高値を１．６〜１．８としたことを特徴
とする請求項４記載の放電灯点灯装置。5. The discharge lamp lighting device according to claim 4, wherein the peak value of the current supplied from the inverter circuit to the discharge lamp is set to 1.6 to 1.8.
の谷部での出力電流が山部での出力電流よりも大きくな
るように制御する手段であることを特徴とする請求項１
記載の放電灯点灯装置。6. The output stabilizing means is means for controlling the output current at the valley portion of the partially smoothed voltage to be larger than the output current at the mountain portion.
The discharge lamp lighting device described.
たランプ電力に対する発光効率の傾きは、０を含む同一
極性としたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯
装置。7. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the slopes of the luminous efficiency with respect to the lamp power corresponding to the peaks and valleys of the partial smoothing circuit have the same polarity including 0.
時においては、放電灯に印加される電圧の波高値を安定
化する方向に動作し、放電灯の点灯時においては、放電
灯に供給される電流を安定化する方向に動作するように
構成されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯
点灯装置。8. The output stabilizing means operates in a direction of stabilizing a peak value of a voltage applied to the discharge lamp when the discharge lamp is started, and when the discharge lamp is turned on, the output stabilization means operates as a discharge lamp. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the discharge lamp lighting device is configured to operate in a direction to stabilize the supplied current.
において、完全平滑となるように制御されることを特徴
とする請求項１記載の放電灯点灯装置。9. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the partial smoothing circuit is controlled so as to be completely smooth when starting the discharge lamp.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP29172294A JP3327013B2 (en) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | Discharge lamp lighting device |
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| JPH08148287A true JPH08148287A (en) | 1996-06-07 |
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|---|---|---|---|---|
| US9131564B2 (en) | 2011-07-29 | 2015-09-08 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Lighting device and illumination apparatus using same |
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- 1994-11-25 JP JP29172294A patent/JP3327013B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP3327013B2 (en) | 2002-09-24 |
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