JP3096211B2 - Switching regulator - Google Patents

Switching regulator

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JP3096211B2
JP3096211B2 JP06311531A JP31153194A JP3096211B2 JP 3096211 B2 JP3096211 B2 JP 3096211B2 JP 06311531 A JP06311531 A JP 06311531A JP 31153194 A JP31153194 A JP 31153194A JP 3096211 B2 JP3096211 B2 JP 3096211B2
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、交流入力電流の高調波
成分を低減するスイッチングレギュレータに関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching regulator for reducing a harmonic component of an AC input current.

【0002】[0002]

【従来の技術】一般に、スイッチングレギュレータから
商用電源側に流れ込む高調波成分を低減するためにはス
イッチングレギュレータの力率を改善しなければなら
ず、このためには交流入力電流波形IACを交流入力電圧
波形(サイン波)VACに近づけなければならない。
In general, in order to reduce the harmonic components flowing from the switching regulator to the commercial power supply side must improve the power factor of the switching regulator, the AC input to the AC input current waveform I AC To this voltage waveform must be close to the (sine wave) V AC.

【0003】従来例としては例えば特開平4−2135
8号公報に示され、図と図10はそれぞれその構成と
主要信号を示している。図において、商用交流電源2
から供給される交流電圧(電圧VAC、電流IAC)は整流
器4により全波整流され、整流電圧VIN= |VAC| )が
第1の電力変換部8と第2の電力変換部10に供給され
て直流電圧V0 が得られる。
A conventional example is disclosed, for example, in Japanese Patent Application Laid-Open No. H4-2135.
FIG. 9 and FIG. 10 show the configuration and main signals, respectively. In FIG. 9 , the commercial AC power supply 2
Voltage (voltage V AC , current I AC ) supplied from the rectifier 4 is full-wave rectified by the rectifier 4, and the rectified voltage V IN = | V AC | And a DC voltage V 0 is obtained.

【0004】第1の電力変換部8は、チョークコイルC
Hと、スイッチングトランジスタQS 及びPWM(パル
ス幅変調)制御回路16と、フライホイールダイオード
D1と平滑コンデンサC1により構成されている。第2
の電力変換部10はスイッチングトランジスタQS 及び
PWM制御回路16と高周波トランスTなどにより構成
され、したがって、第1、第2の電力変換部8、10は
スイッチングトランジスタQS を共有している。
The first power converter 8 includes a choke coil C
And H, the switching transistor Q S and PWM (pulse width modulation) control circuit 16 is constituted by a flywheel diode D1 and a smoothing capacitor C1. Second
Power conversion unit 10 of is constituted by a switching transistor Q S and PWM control circuit 16 and the high-frequency transformer T, therefore, first, the second power conversion unit 8, 10 share a switching transistor Q S.

【0005】このような構成において、周期Tの整流電
圧VINは図10に示すように高速(周期t=tON+t
OFF)でオン、オフ(スイッチング)され、チョークコ
イルCHには周期tの三角波の電流II が流れる。ここ
で、力率を改善するためには交流入力電流波形IACを交
流入力電圧波形(サイン波)VACに近づけなければなら
ず、このためにチョークコイルCHはインダクタンスが
小さいものを用い、チョークコイルCHに流れる三角波
をピーク電流を入力電圧VINに比例させるように構成さ
れている。
[0005] In such a configuration, the rectification of the period T the voltage V IN is fast, as shown in FIG. 10 (period t = t ON + t
OFF ), the current is turned on and off (switched), and a triangular wave current I I having a period t flows through the choke coil CH. Here, in order to improve the power factor, the AC input current waveform I AC must be close to the AC input voltage waveform (sine wave) V AC . For this reason, a choke coil CH having a small inductance is used. The triangular wave flowing through the coil CH is configured to make the peak current proportional to the input voltage V IN .

【0006】[0006]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のスイッチングレギュレータでは、交流入力電
流波形を交流入力電圧波形に近づけるためにチョークコ
イルCHのインダクタンスを小さくするので、スイッチ
ングトランジスタQS やダイオードD1として電流定格
が大きいものを使用しなければならず、また、チョーク
コイルCHに流れる実効電流も大きくなるので発熱量も
大きくなるという問題点があり、更に、交流入力ライン
に伝導するパルスノイズも大きくなるという問題点があ
る。
[SUMMARY OF THE INVENTION However, in such a conventional switching regulator, so to reduce the inductance of the choke coil CH to approximate the AC input current waveform to the AC input voltage waveform, the switching transistor Q S and diode D1 A large current rating must be used, and the effective current flowing through the choke coil CH also increases, resulting in a problem that the amount of heat generated also increases.In addition, the pulse noise transmitted to the AC input line also increases. There is a problem that becomes.

【0007】したがって、従来のスイッチングレギュレ
ータでは、これら問題点を解決するためには放熱器やノ
イズフィルタが大きくなり、大型化、コストアップとな
るという問題点がある。本発明は、このような従来の問
題点に鑑み、小型且つ安価な構成で交流入力電流波形を
交流入力電圧波形に近づけて力率を改善することができ
るスイッチングレギュレータを提供することを目的とす
る。
Therefore, in the conventional switching regulator, in order to solve these problems, there is a problem that a radiator and a noise filter are increased, and the size and cost are increased. An object of the present invention is to provide a switching regulator capable of improving a power factor by bringing an AC input current waveform closer to an AC input voltage waveform with a small and inexpensive configuration in view of such a conventional problem. .

【0008】[0008]

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本願発明は、整流回路により整流された電圧をスイッチ
ング手段でスイッチングしてインバータトランスの一次
側巻線に供給し二次側巻線から出力電圧を得るスイッチ
ングレギュレータを対象とする。
In order to achieve this object, the present invention switches the voltage rectified by the rectifier circuit by switching means, supplies the voltage to the primary winding of the inverter transformer, and outputs the voltage from the secondary winding. It is intended for switching regulators that obtain voltage.

【0009】このようなスイッチングレギュレータにあ
っては、スイッチング手段がオンの時に整流回路により
整流された電圧によりエネルギを蓄積するチョークコイ
ルと、スイッチング手段がオフの時にチョークコイルに
より蓄積されたエネルギにより充電されスイッチング手
段がオンの時にインバータトランスの一次側巻線を介し
て放電されるように接続された平滑コンデンサと、スイ
ッチング手段がオフの時に整流された電圧による平滑コ
ンデンサへの充電を阻止するダイオードと、平滑コンデ
ンサより小容量であって、スイッチング手段がオンの時
にチョークコイルを流れる電流が充電電流となって充電
され、その充電の進行による充電電流減少分をインバー
タトランスの一次巻側線に流すように接続されたコンデ
ンサとを備えたことを特徴とする。
In such a switching regulator, a choke coil stores energy by a voltage rectified by a rectifier circuit when the switching means is on, and is charged by energy stored by the choke coil when the switching means is off. A smoothing capacitor connected so as to be discharged through the primary winding of the inverter transformer when the switching means is on, and a diode for preventing charging of the smoothing capacitor by the rectified voltage when the switching means is off. The current flowing through the choke coil is smaller than the smoothing capacitor, and the current flowing through the choke coil is charged as the charging current when the switching means is turned on, so that the charging current decrease due to the progress of the charging flows to the primary winding of the inverter transformer. With a connected capacitor The features.

【0010】[0010]

【作用】このような本発明のスイッチングレギュレータ
によれば、平滑コンデンサより小容量のコンデンサによ
り、スイッチング手段がオンの時にチョークコイルを流
れる電流を充電し、その充電電圧が上昇して平滑コンデ
ンサの充電電圧に到達すると放電することによりチョー
クコイルを流れる電流を分流するので、スイッチング手
段がオンの時にチョークコイルを流れる電流が三角波に
ならずに略矩形波になり、ピーク値を小さくすることが
できる。したがって、チョークコイルのインダクタンス
を小さくする必要がないので、大きな放熱器やノイズフ
ィルタを用いる必要がないので、小型化、低コスト化す
ることができる。
According to the switching regulator of the present invention, the current flowing through the choke coil is charged by the capacitor having a smaller capacity than the smoothing capacitor when the switching means is turned on, and the charging voltage increases to charge the smoothing capacitor. When the voltage reaches the voltage, the current flowing through the choke coil is shunted by discharging, so that the current flowing through the choke coil when the switching means is turned on becomes a substantially rectangular wave instead of a triangular wave, and the peak value can be reduced. Therefore, since it is not necessary to reduce the inductance of the choke coil, it is not necessary to use a large radiator or a noise filter, so that the size and cost can be reduced.

【0011】また、チョークコイルに流れる電流の包絡
線が整流電圧の瞬時波高値に比例するので交流入力電流
がサイン波に近づき、したがって、力率を改善して交流
入力ラインに伝導するパルスノイズを低減することがで
きる。
Further, since the envelope of the current flowing through the choke coil is proportional to the instantaneous peak value of the rectified voltage, the AC input current approaches a sine wave, and therefore, the pulse noise transmitted to the AC input line by improving the power factor is improved. Can be reduced.

【0012】[0012]

【実施例】図1において、交流電源2から供給される周
期Tの交流電圧(電圧VAC、電流IAC)は整流器4によ
り全波整流される。整流器4の出力側はチョークコイル
CH、スイッチングトランジスタQS 、小容量のコンデ
ンサCP を介して整流器4の入力側に接続され、スイッ
チングトランジスタQS はPWM制御回路16によりパ
ルス幅が可変の制御信号により高速(周期t=tON+t
OFF )でオン、オフ(スイッチング)する。ここで、交
流電圧VACの周波数は50又は60Hz、スイッチング
トランジスタQS のオン/オフ周波数は数十〜数百kH
zである。
EXAMPLES In FIG. 1, the AC voltage (voltage V AC, current I AC) of the period T supplied from the AC power source 2 is full-wave rectified by a rectifier 4. The output side of the rectifier 4 choke coil CH, the switching transistor Q S, via a capacitor C P having a small capacity is connected to the input side of the rectifier 4, a switching transistor Q S pulse width variable control signal by a PWM control circuit 16 Speed (period t = t ON + t
OFF ) to turn on and off (switch). Here, the AC voltage V AC is frequency 50 or 60 Hz, the switching transistor Q ON / OFF frequency of S is several tens to several hundreds kH
z.

【0013】チョークコイルCHの両端にはダイオード
D1及び大容量の平滑コンデンサC1の直列回路が接続
され、ダイオードD1及び平滑コンデンサC1の接続点
はダイオードD2を介してトランスTの1次巻線L1の
一端に接続されている。トランスTの1次巻線L1の一
端はまた、ダイオードD4を介してコンデンサCP 及び
整流器4の入力側の接続点に接続され、コンデンサCP
及びスイッチングトランジスタQS の接続点は1次巻線
L1の他端に接続されている。
A series circuit of a diode D1 and a large-capacity smoothing capacitor C1 is connected to both ends of the choke coil CH. A connection point of the diode D1 and the smoothing capacitor C1 is connected to the primary winding L1 of the transformer T via a diode D2. Connected to one end. One end of the primary winding L1 of the transformer T is also connected to the input side of the connection point of the capacitors C P and the rectifier 4 through a diode D4, a capacitor C P
And the connection point of the switching transistor Q S is connected to the other end of the primary winding L1.

【0014】トランスTの2次巻線L2の両端には整流
ダイオードD及び平滑コンデンサC2の直列回路が接
続され、平滑コンデンサC2の両端には負荷RL が接続
される。PWM制御回路16は平滑コンデンサC2の両
端の電圧を検出して所定電圧になるようにスイッチング
トランジスタQS がオンになるパルス幅(デューティ
比)を制御する。
[0014] At both ends of the secondary winding L2 of the transformer T are connected in series circuit of a rectifying diode D 3 and the smoothing capacitor C2, both ends of the smoothing capacitor C2 load R L is connected. PWM control circuit 16 controls the pulse width of the switching transistor Q S to a predetermined voltage by detecting the voltage across the smoothing capacitor C2 is turned on (duty ratio).

【0015】コンデンサCPはスイッチングトランジス
タQSがオンのときの最初の区間tON1では、整流器4の
出力側→チョークコイルCH→スイッチングトランジス
タQS→コンデンサCP →整流器4の入力側の方向に流
れる電流により充電され、充電電圧が上昇して平滑コン
デンサの充電電圧C1に到達すると次のtON2 において
放電することによりチョークコイルCHを流れる電流を
分流して略矩形波にする。
[0015] In the first period t ON1 when the capacitor C P is the switching transistor Q S is on, the output side of the rectifier 4 → choke coil CH → switching transistor Q S → capacitor C P → in the direction of the input side of the rectifier 4 It is charged by the flowing current, and when the charging voltage rises and reaches the charging voltage C1 of the smoothing capacitor, it is discharged at the next t ON2 , thereby shunting the current flowing through the choke coil CH into a substantially rectangular wave.

【0016】次に、図2〜図6を参照して図1の実施例
の動作を説明する。図2(a)はスイッチングトランジ
スタQS のオン区間tONの最初の区間t2 を示し、図2
(b)は交流入力電圧VACと交流入力電流IACの関係を
示している。図2(a)及び図6において、スイッチン
グトランジスタQS がオンになると、電流I1 がチョー
クコイルCH→スイッチングトランジスタQS →コンデ
ンサCP の方向に流れ、小容量のコンデンサCPが徐々
に充電される同時に、大容量の平滑コンデンサC1の充
電電圧により電流I2 が流れて1次巻線L1にエネルギ
が蓄積される。この時の電流I1 のピーク値は整流電圧
INの瞬時波高値に略比例するので、図2(b)に示す
ように交流入力電流波形IACが交流入力電圧VACに略比
例する。
Next, the operation of the embodiment of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 2 (a) shows a first section t 2 ON period t ON of the switching transistor Q S, 2
(B) shows the relationship between the AC input voltage VAC and the AC input current IAC . In FIG. 2 (a) and FIG. 6, when the switching transistor Q S is turned on, a current I 1 flows in the direction of the choke coil CH → switching transistor Q S → capacitor C P, and gradually charge the capacitor C P of small capacity At the same time the energy is accumulated in the primary winding L1 and a current I 2 flows through the charging voltage of the large-capacity smoothing capacitor C1. Since the peak value of the current I 1 at this time is substantially proportional to the instantaneous peak value of the rectified voltage V IN, is substantially proportional to the AC input current waveform I AC AC input voltage V AC as shown in FIG. 2 (b).

【0017】図3(a)はコンデンサCPが徐々に充電
されてその充電電圧VCPが平滑コンデンサC1の充電電
圧VC に近づいた場合のコンデンサCP の充電電流
1’ と平滑コンデンサC1の放電電流I2 を示し、図
3(b)は交流入力電圧VACと交流入力電流IACの関係
を示している。図3(a)および図6において、区間t
ON2では、コンデンサCPの充電電圧VCPが平滑コンデン
サC1の充電電圧VC に近づくと、電流I1’はトラン
スTの1次巻線L1に分流し、コンデンサCP の充電電
流よりトランスTの1次巻線L1に分流する電流が大き
くなり、区間tON2 の最後には電流I1’は全て1次巻
線L1に流れる。
[0017] FIG. 3 (a) charging current I 1 'and the smoothing capacitor C1 of the capacitor C P when the charging voltage V CP is close to the charging voltage V C of the smoothing capacitor C1 is charged capacitor C P is gradually shows the discharge current I 2, FIG. 3 (b) shows an AC input current I AC relationship between the AC input voltage V AC. In FIG. 3A and FIG.
In ON2, the charge voltage V CP of the capacitor C P approaches the charging voltage V C of the smoothing capacitor C1, current I 1 'is flowed primary winding L1 half of the transformer T, transformer T than the charging current of the capacitor C P The current shunted to the primary winding L1 increases, and at the end of the section t ON2 , all the current I 1 ′ flows to the primary winding L1.

【0018】この場合、1次巻線L1には平滑コンデン
サC1の充電電圧VC が印加されているので、整流電圧
INが充電電圧VC より低くなるとコンデンサCP の充
電電流I1 は流れなくなる。したがって、図3(b)に
示すようにオン区間tON(tON1+tON2 )においてチ
ョークコイルCHを流れる電流|IAC|を重ねると、交流
入力電流IACがサイン波に近づく。
[0018] In this case, 1 since the winding L1 charging voltage V C of the smoothing capacitor C1 is applied, the charging current I 1 of the capacitor C P when the rectified voltage V IN is lower than the charging voltage V C flows Disappears. Therefore, as shown in FIG. 3B, when the current | I AC | flowing through the choke coil CH is superimposed in the ON period t ON (t ON1 + t ON2 ), the AC input current I AC approaches a sine wave.

【0019】図4はスイッチングトランジスタQS がオ
フになる最初の区間tOFF1における電流を示している。
スイッチングトランジスタQS がオフになると、先ず、
チョークコイルCHに蓄積されたエネルギにより電流I
3 が流れて平滑コンデンサC1が充電されると同時に、
トランスTの1次巻線L1から発生する電流I4 により
コンデンサCPが放電する。
FIG. 4 shows the current in the first interval t OFF1 when the switching transistor Q S is turned off.
When the switching transistor Q S is turned off, first of all,
The current I due to the energy stored in the choke coil CH
As soon as 3 flows and the smoothing capacitor C1 is charged,
Capacitor C P is discharged by the current I 4 generated from the primary winding L1 of the transformer T.

【0020】図5はコンデンサCP が放電を完了した後
のオフ区間tOFF2における電流を示し、コンデンサCP
が放電を完了するとチョークコイルCHに蓄積されたエ
ネルギにより電流I3 が流れて平滑コンデンサC1が充
電されると同時に、トランスTの2次巻線L2には負荷
電流I5 が流れる。
[0020] Figure 5 shows the current in an off period t OFF2 after the capacitor C P has completed the discharge capacitor C P
At the same time but the smoothing capacitor C1 the current I 3 flows is charged by energy accumulated when completing the choke coil CH discharge, the load current I 5 flows through the secondary winding L2 of the transformer T.

【0021】従って、図1の実施例によれば、チョーク
コイルCHに流れる電流|IAC|が小容量のコンデンサC
P によりトランスTの1次巻線L1に分流するので、従
来例に比べてチョークコイルCHのインダクタンスが同
じであってもチョークコイルCHの印加電圧が小さくな
り、図6に示すように周期tのオン区間tONにおけるチ
ョークコイルCHに流れる電流I|IAC|の波形が略矩形
波に近くなり、ピーク値を小さくすることができる。
Therefore, according to the embodiment of FIG. 1, the current | I AC |
Since the current is divided into the primary winding L1 of the transformer T by P, the applied voltage of the choke coil CH becomes smaller than that of the conventional example even if the inductance of the choke coil CH is the same, as shown in FIG. The waveform of the current I | I AC | flowing through the choke coil CH in the ON section t ON becomes close to a substantially rectangular wave, and the peak value can be reduced.

【0022】また、チョークコイルCHに流れる電流|
AC|の包絡線が整流電圧VIN=|VAC|)の瞬時波高値
に比例するので交流入力電流IACがサイン波に近づき、
したがって、力率を改善して交流入力ラインに伝導する
パルスノイズを低減することができる。
The current flowing through the choke coil CH |
Since the envelope of I AC | is proportional to the instantaneous peak value of the rectified voltage V IN = | V AC |), the AC input current I AC approaches a sine wave,
Therefore, it is possible to improve the power factor and reduce the pulse noise transmitted to the AC input line.

【0023】図は本発明の他の実施例を示し、この実
施例では、チョークコイルCH、ダイオードD4、平滑
コンデンサC1及びインバータ回路により構成される降
圧ディザー回路にコンデンサCP が設けられている。
[0023] Figure 7 shows another embodiment of the present invention, in this embodiment, the choke coil CH, the diode D4, the step-down dither circuit comprising the smoothing capacitor C1 and the inverter circuit capacitor C P is provided .

【0024】この実施例では、スイッチングトランジス
タQS がオンになると、オン区間tON1では整流器4か
らの電流がチョークコイルCH→小容量のコンデンサC
P→スイッチングトランジスタQsに流れてコンデンサC
P が充電され、また、オン区間tON2 ではトランスTの
1次巻線L1に蓄積されたエネルギによりコンデンサC
P の充電電圧がダイオードD1を介してトランスTの1
次巻線L1に流れる。
[0024] In this embodiment, the switching transistor Q when S is turned on, current from the rectifier 4, on the section t ON1 is the choke coil CH → small capacitor C
P → capacitor C flows through the switching transistor Q s
P is charged, and in the ON period t ON2 , the capacitor C is charged by the energy stored in the primary winding L1 of the transformer T.
The charging voltage of P becomes 1 of the transformer T via the diode D1.
It flows to the next winding L1.

【0025】図に示す他の実施例では、スイッチング
トランジスタQS がオンになると、オン区間tON1では
整流器4からの電流がチョークコイルCH→小容量のコ
ンデンサCP →スイッチングトランジスタQS に流れて
コンデンサCP が充電される。そして、オン区間tON2
におけるコンデンサCP の放電はコイルLP 及びダイオ
ードD9、D10を用いてフライバックエネルギで行
う。
In another embodiment shown in FIG. 8 , when the switching transistor Q S is turned on, the current from the rectifier 4 flows through the choke coil CH → the small-capacity capacitor C P → the switching transistor Q S during the ON period t ON1. Thus, the capacitor CP is charged. Then, the ON section t ON2
Discharge of the capacitor C P in is carried out in the flyback energy using a coil L P and diodes D9, D10.

【0026】[0026]

【発明の効果】以上説明したように本発明は、平滑コン
デンサより小容量のコンデンサにより、スイッチング手
段がオンの時にチョークコイルを流れる電流を充電し、
その充電電圧が上昇して平滑コンデンサの充電電圧に到
達すると放電することによりチョークコイルを流れる電
流を分流するので、スイッチング手段がオンの時にチョ
ークコイルを流れる電流が三角波にならずに略矩形波に
なり、ピーク値を小さくすることができる。
As described above, according to the present invention, the current flowing through the choke coil is charged by the capacitor having a smaller capacity than the smoothing capacitor when the switching means is turned on.
When the charging voltage rises and reaches the charging voltage of the smoothing capacitor, the current flowing through the choke coil is shunted by discharging, so that the current flowing through the choke coil does not become a triangular wave but becomes a substantially rectangular wave when the switching means is on. That is, the peak value can be reduced.

【0027】したがって、チョークコイルのインダクタ
ンスを小さくする必要がないので、大きな放熱器やノイ
ズフィルタを用いる必要がなくなり、小型化、低コスト
化することができる。また、チョークコイルに流れる電
流の包絡線が整流電圧の瞬時波高値に比例するので交流
入力電流がサイン波に近づき、したがって、力率を改善
して交流入力ラインに伝導するパルスノイズを低減する
ことができる。
Accordingly, since it is not necessary to reduce the inductance of the choke coil, it is not necessary to use a large radiator or a noise filter, and the size and cost can be reduced. Also, since the envelope of the current flowing through the choke coil is proportional to the instantaneous peak value of the rectified voltage, the AC input current approaches a sine wave, thus improving the power factor and reducing the pulse noise transmitted to the AC input line. Can be.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明に係るスイッチングレギュレータの一実
施例を示した回路図
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching regulator according to the present invention.

【図2】図1においてコンデンサの充電時を示した説明
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a state of charging a capacitor in FIG. 1;

【図3】図1においてコンデンサの放電時を示した説明
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a state of discharging a capacitor in FIG. 1;

【図4】図1においてスイッチングがオフ時を示した説
明図
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a state in which switching is off in FIG. 1;

【図5】図1においてスイッチングがオフ時を示した説
明図
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a state in which switching is off in FIG. 1;

【図6】図1においてスイッチング時の主要信号を示し
た波形図
FIG. 6 is a waveform diagram showing main signals during switching in FIG.

【図7】他の実施例のスイッチングレギュレータを示し
た回路図
FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching regulator according to another embodiment.

【図8】他の実施例のスイッチングレギュレータを示し
た回路図
FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching regulator according to another embodiment.

【図9】従来のスイッチングレギュレータを示した回路
FIG. 9 is a circuit diagram showing a conventional switching regulator.

【図10】図における主要信号を示した波形図FIG. 10 is a waveform chart showing main signals in FIG. 9 ;

【符号の説明】[Explanation of symbols]

2:交流電源 4:整流器 16:PWM制御回路 CH,CH1,CH2:チョークコイル C1,C2:平滑コンデンサ QS :スイッチングトランジスタ T:トランス D1〜D10:ダイオード CP :コンデンサ RL :負荷2: AC power supply 4: Rectifier 16: PWM control circuit CH, CH1, CH2: choke coils C1, C2: smoothing capacitor Q S: Switching transistor T: Transformer D1 to D10: Diode C P: capacitor R L: Load

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/28 H02M 7/48 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 7/ 00-7/40 H02M 3/28 H02M 7/48

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】整流回路により整流された電圧をスイッチ
ング手段でスイッチングしてインバータトランスの一次
側巻線に供給し二次側巻線から出力電圧を得るスイッチ
ングレギュレータに於いて、 前記スイッチング手段がオンの時に前記整流回路により
整流された電圧によりエネルギを蓄積するチョークコイ
ルと、 前記スイッチング手段がオフの時に前記チョークコイル
により蓄積されたエネルギにより充電され前記スイッチ
ング手段がオンの時に前記インバータトランスの一次側
巻線を介して放電されるように接続された平滑コンデン
サと、 前記スイッチング手段がオフの時に前記整流された電圧
による前記平滑コンデンサへの充電を阻止するダイオー
ドと、 前記平滑コンデンサより小容量であって、前記スイッチ
ング手段がオンの時に前記チョークコイルを流れる電流
が充電電流となって充電され、その充電の進行による充
電電流減少分を前記インバータトランスの一次巻側線に
流すように接続されたコンデンサと、 を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
1. A switch for rectifying a voltage rectified by a rectifier circuit.
A switching regulator that switches by a switching means and supplies the primary winding of an inverter transformer to obtain an output voltage from a secondary winding. When the switching means is on, energy is supplied by a voltage rectified by the rectifier circuit. A choke coil to be stored, which is connected so as to be charged by energy stored by the choke coil when the switching means is off and discharged via a primary winding of the inverter transformer when the switching means is on; A smoothing capacitor, a diode for preventing charging of the smoothing capacitor by the rectified voltage when the switching means is off, and a smaller capacity than the smoothing capacitor, and the choke coil having a smaller capacity than the smoothing capacitor when the switching means is on. The flowing current becomes the charging current and And a capacitor connected to the primary winding of the inverter transformer so as to allow a decrease in charging current due to the progress of the charging to flow through the primary winding of the inverter transformer.
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