JPH0799525A - 正弦搬送波を用いたディジタル変調法とそのための装置 - Google Patents
正弦搬送波を用いたディジタル変調法とそのための装置Info
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- JPH0799525A JPH0799525A JP6156364A JP15636494A JPH0799525A JP H0799525 A JPH0799525 A JP H0799525A JP 6156364 A JP6156364 A JP 6156364A JP 15636494 A JP15636494 A JP 15636494A JP H0799525 A JPH0799525 A JP H0799525A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3411—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power reducing the peak to average power ratio or the mean power of the constellation; Arrangements for increasing the shape gain of a signal set
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 少ない必要パワーでＰＳＫあるいはＱＡＭ多
重搬送波伝送を行うこと。 【構成】 振幅ならびに／または位相状態についての組
み合わされたシフトキーイングによる正弦搬送波のディ
ジタル変調装置で、ベクトルダイアグラム上の各振幅・
位相状態の位置を、状態の明確な判定のために割り当て
られた判定円が互いにオーバーラップしないように選択
する。それにより変調について選択された最適化の判断
規準に応じて、その位相と振幅の両方についてベクトル
ダイアグラム上で各振幅・位相状態の位置が任意に自由
に選択される。
重搬送波伝送を行うこと。 【構成】 振幅ならびに／または位相状態についての組
み合わされたシフトキーイングによる正弦搬送波のディ
ジタル変調装置で、ベクトルダイアグラム上の各振幅・
位相状態の位置を、状態の明確な判定のために割り当て
られた判定円が互いにオーバーラップしないように選択
する。それにより変調について選択された最適化の判断
規準に応じて、その位相と振幅の両方についてベクトル
ダイアグラム上で各振幅・位相状態の位置が任意に自由
に選択される。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、振幅ならびに／または
位相の間で組み合わされたシフトキーイングによる正弦
搬送波のディジタル変調法に関する。
位相の間で組み合わされたシフトキーイングによる正弦
搬送波のディジタル変調法に関する。
【０００２】
【従来の技術】このタイプのディジタル変調法は既知で
ある（Ｒ．Ｍａｕｓｅｌ著「ディジタル変調法」２３０
−２４４ページ、Ｈｕｅｔｈｉｇ出版、または、Ｍｅｉ
ｎｋｅ，Ｇｕｎｄｌａｃｈ著「高周波技術ポケットブッ
ク」第５版、０１９−０２４ページ、参照）。このよう
な変調法においては、振幅変調は通常、抑圧されてい
る。すなわち、各位相状態は一定の振幅に固定されてい
て、位相シフトキーイングのみが適用されている。ま
た、この変調法が、一般に、２ｍ個の位相状態に対して
適用されるとき、これを２ｍ−ＰＳＫ（ＰＳＫはＰｈａ
ｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇの略称）と呼んでい
る。すなわち、この変調法が８個の位相状態で使われる
ときには８ＰＳＫ、１６個のことなる位相状態で使われ
るときには１６ＰＳＫと呼ばれる。
ある（Ｒ．Ｍａｕｓｅｌ著「ディジタル変調法」２３０
−２４４ページ、Ｈｕｅｔｈｉｇ出版、または、Ｍｅｉ
ｎｋｅ，Ｇｕｎｄｌａｃｈ著「高周波技術ポケットブッ
ク」第５版、０１９−０２４ページ、参照）。このよう
な変調法においては、振幅変調は通常、抑圧されてい
る。すなわち、各位相状態は一定の振幅に固定されてい
て、位相シフトキーイングのみが適用されている。ま
た、この変調法が、一般に、２ｍ個の位相状態に対して
適用されるとき、これを２ｍ−ＰＳＫ（ＰＳＫはＰｈａ
ｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇの略称）と呼んでい
る。すなわち、この変調法が８個の位相状態で使われる
ときには８ＰＳＫ、１６個のことなる位相状態で使われ
るときには１６ＰＳＫと呼ばれる。
【０００３】振幅シフトキーイングのみを用いる方法は
一般にＡＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇの略称）と呼ばれ、２個の２ｍ個のレベルの搬送
波を用いるものである。位相シフトキーイングと振幅シ
フトキーイングの両方を組み合わせて変調の規準として
用いるということもよく知られている（Ｍｅｉｎｋｅ，
Ｇｕｎｄｌａｃｈ著の前掲書、０２１ページ参照）。こ
のような振幅と位相の組み合わせのシフトキーイングは
ＰＳＫ−ＡＳＫと呼ばれている。このようにして、例え
ば、純粋な位相シフトキーイングだけで動作する８ＰＳ
Ｋ変調は、これを８個の異なる位相ならびに／または振
幅状態からなる変調に変換することができる。
一般にＡＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇの略称）と呼ばれ、２個の２ｍ個のレベルの搬送
波を用いるものである。位相シフトキーイングと振幅シ
フトキーイングの両方を組み合わせて変調の規準として
用いるということもよく知られている（Ｍｅｉｎｋｅ，
Ｇｕｎｄｌａｃｈ著の前掲書、０２１ページ参照）。こ
のような振幅と位相の組み合わせのシフトキーイングは
ＰＳＫ−ＡＳＫと呼ばれている。このようにして、例え
ば、純粋な位相シフトキーイングだけで動作する８ＰＳ
Ｋ変調は、これを８個の異なる位相ならびに／または振
幅状態からなる変調に変換することができる。
【０００４】このような８個あるいはそれ以上の振幅／
位相状態を持つ高度あるいは上位の変調方式は、伝送す
べきディジタルデータストリームの複数個の２進数を各
状態にそれぞれ割り当てることができるという利点を持
っている。データストリーム中の３個の連続する２進数
（すなわち、２進数３ビット分で、これをトライビット
と称する）からなる１文字を８ＰＳＫの８個のそれぞれ
の状態１個に割り当てたり、あるいは、１６ＰＳＫ／Ａ
ＳＫの場合には、４個の２進数からなる４ビット（クア
ドピット）文字と呼ばれる１文字を、この場合、１６個
存在するおのおのの固有状態の各１状態に割り当てるこ
とができる。このような既知の、８ＰＳＫ、１６、３
２、６４ＱＡＭ（ＱＡＭは直交成分振幅変調の略称）な
どと呼ばれる高度あるいは上位の変調方式に関する一つ
の不利な点は、それらの変調信号をベクトルダイアグラ
ム上に表わしたとき、それぞれの振幅ならびに位相につ
いての状態が、ベクトルダイアグラムの原点に対して、
それぞれ指定の位置に割り当てられるのであるが、その
割り当てが、ベクトルダイアグラムを極座標表示した場
合、一定角度間隔ごとであったり（たとえば、ＰＳＫの
場合）、また／あるいは、直角座標表示した場合、その
縦・横座標について一定間隔ごとであったり（たとえ
ば、ＱＡＭ、８ＰＳＫ／４ＡＳＫ、など、Ｍｅｉｎｋ
ｅ，Ｇｕｎｄｌａｃｈ著の前掲書、０２１ページ、図１
１参照）することである。
位相状態を持つ高度あるいは上位の変調方式は、伝送す
べきディジタルデータストリームの複数個の２進数を各
状態にそれぞれ割り当てることができるという利点を持
っている。データストリーム中の３個の連続する２進数
（すなわち、２進数３ビット分で、これをトライビット
と称する）からなる１文字を８ＰＳＫの８個のそれぞれ
の状態１個に割り当てたり、あるいは、１６ＰＳＫ／Ａ
ＳＫの場合には、４個の２進数からなる４ビット（クア
ドピット）文字と呼ばれる１文字を、この場合、１６個
存在するおのおのの固有状態の各１状態に割り当てるこ
とができる。このような既知の、８ＰＳＫ、１６、３
２、６４ＱＡＭ（ＱＡＭは直交成分振幅変調の略称）な
どと呼ばれる高度あるいは上位の変調方式に関する一つ
の不利な点は、それらの変調信号をベクトルダイアグラ
ム上に表わしたとき、それぞれの振幅ならびに位相につ
いての状態が、ベクトルダイアグラムの原点に対して、
それぞれ指定の位置に割り当てられるのであるが、その
割り当てが、ベクトルダイアグラムを極座標表示した場
合、一定角度間隔ごとであったり（たとえば、ＰＳＫの
場合）、また／あるいは、直角座標表示した場合、その
縦・横座標について一定間隔ごとであったり（たとえ
ば、ＱＡＭ、８ＰＳＫ／４ＡＳＫ、など、Ｍｅｉｎｋ
ｅ，Ｇｕｎｄｌａｃｈ著の前掲書、０２１ページ、図１
１参照）することである。
【０００５】図１は、８ＰＳＫの場合の例を模式的に示
している。ここでは一定の振幅でシフトキーイングされ
φ１からφ８までのそれぞれ異なった位相状態が、それ
ぞれａ１からａ８までの振幅を持っているが、それらａ
１からａ８がいずれも同一、一定の振幅でシフトキーイ
ングされている。したがって、ベクトルダイアグラム上
では、各状態はその原点を中心とする一定半径の円上に
配置されている。そして各状態の、この円上での位置
は、それぞれの状態に対して割り当てられた判定円（各
状態に対応するベクトルの頂点を、その円の中心とする
一定半径ｒの円で、その円内では状態判定が明確になさ
れることが保証されている円）が互いに隙間なく密接す
るように配置されたものである。このような、ベクトル
ダイアグラム上の、それぞれの判定円を伴う振幅ならび
に位相状態の完全な対称的配置（通常、標準形の４ＰＳ
Ｋ変調器に適用されている）は、従来、この種の変調方
式の実施に際して採用されてきた技術から導かれる。
している。ここでは一定の振幅でシフトキーイングされ
φ１からφ８までのそれぞれ異なった位相状態が、それ
ぞれａ１からａ８までの振幅を持っているが、それらａ
１からａ８がいずれも同一、一定の振幅でシフトキーイ
ングされている。したがって、ベクトルダイアグラム上
では、各状態はその原点を中心とする一定半径の円上に
配置されている。そして各状態の、この円上での位置
は、それぞれの状態に対して割り当てられた判定円（各
状態に対応するベクトルの頂点を、その円の中心とする
一定半径ｒの円で、その円内では状態判定が明確になさ
れることが保証されている円）が互いに隙間なく密接す
るように配置されたものである。このような、ベクトル
ダイアグラム上の、それぞれの判定円を伴う振幅ならび
に位相状態の完全な対称的配置（通常、標準形の４ＰＳ
Ｋ変調器に適用されている）は、従来、この種の変調方
式の実施に際して採用されてきた技術から導かれる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の振幅ならびに／
または位相の間で組み合わされたシフトキーイングによ
る正弦搬送波のディジタル変調法は伝送必要パワーに対
して、あるいは各位相状態の判定円の、それらの半径と
配置に対して最適化されていなかった。また複数の正弦
搬送波を用いる伝送法には用いられなかった。
または位相の間で組み合わされたシフトキーイングによ
る正弦搬送波のディジタル変調法は伝送必要パワーに対
して、あるいは各位相状態の判定円の、それらの半径と
配置に対して最適化されていなかった。また複数の正弦
搬送波を用いる伝送法には用いられなかった。
【０００７】本発明の目的は、この種のディジタル変調
方式に関して、変調に対して指定された種々の判断規準
に対して、例えば、伝送必要パワーに対して、あるいは
各位相状態の判定円の、それらの半径と配置に対して最
適化された変調方式を提供することである。より一般的
な用語を用いて言えば、本発明は、正弦搬送波の振幅な
らびに／または位相状態について組み合わされたシフト
キーイングによる正弦搬送波のディジタル変調の一方法
に関するものであって、そこにおいてベクトルダイアグ
ラム上の各振幅・位相状態が、それぞれの状態の明確な
判定のために割り当てられた判定円が互いにオーバーラ
ップしないように選択されているものである。振幅・位
相状態のベクトルダイアグラム上の位置は、変調につい
ての最適化についての判断規準を選択し、その選択され
た判断規準に応じて、その位相ならびに振幅について任
意に自由に選択して決定することができる。
方式に関して、変調に対して指定された種々の判断規準
に対して、例えば、伝送必要パワーに対して、あるいは
各位相状態の判定円の、それらの半径と配置に対して最
適化された変調方式を提供することである。より一般的
な用語を用いて言えば、本発明は、正弦搬送波の振幅な
らびに／または位相状態について組み合わされたシフト
キーイングによる正弦搬送波のディジタル変調の一方法
に関するものであって、そこにおいてベクトルダイアグ
ラム上の各振幅・位相状態が、それぞれの状態の明確な
判定のために割り当てられた判定円が互いにオーバーラ
ップしないように選択されているものである。振幅・位
相状態のベクトルダイアグラム上の位置は、変調につい
ての最適化についての判断規準を選択し、その選択され
た判断規準に応じて、その位相ならびに振幅について任
意に自由に選択して決定することができる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明の手段
は、振幅ならびに／または位相状態についての組み合わ
されたシフトキーイングによる少なくとも１本の正弦搬
送波のディジタル変調法であって、ベクトルダイアグラ
ム上の各振幅・位相状態の位置は、それぞれの状態の明
確な判定のために割り当てられた判定円が互いにオーバ
ーラップしないように選択されたものであって、その変
調法が少なくとも１本の正弦搬送波のディジタル変調法
に対して、最適化の判断規準を選択するステップ、およ
びディジタル変調について選択した前記の最適化の判断
規準に応じて、その位相と振幅の両方について、ベクト
ルダイアグラム上に各振幅・位相状態の位置を任意に自
由に選択するステップ、を含む。
は、振幅ならびに／または位相状態についての組み合わ
されたシフトキーイングによる少なくとも１本の正弦搬
送波のディジタル変調法であって、ベクトルダイアグラ
ム上の各振幅・位相状態の位置は、それぞれの状態の明
確な判定のために割り当てられた判定円が互いにオーバ
ーラップしないように選択されたものであって、その変
調法が少なくとも１本の正弦搬送波のディジタル変調法
に対して、最適化の判断規準を選択するステップ、およ
びディジタル変調について選択した前記の最適化の判断
規準に応じて、その位相と振幅の両方について、ベクト
ルダイアグラム上に各振幅・位相状態の位置を任意に自
由に選択するステップ、を含む。
【０００９】請求項２の発明の手段は、請求項１の方法
であって、ベクトルダイアグラム上の各振幅・位相状態
の位置を、与えられた一定、同一の判定円に対して、平
均伝送必要パワーが最小に低減されるよう選択する。
であって、ベクトルダイアグラム上の各振幅・位相状態
の位置を、与えられた一定、同一の判定円に対して、平
均伝送必要パワーが最小に低減されるよう選択する。
【００１０】請求項３の発明の手段は、請求項１の方法
であって、与えられた同一の変調に対して、ベクトルダ
イアグラム上の各振幅・位相状態の位置を、判定円のサ
イズが最大となるように選択する。
であって、与えられた同一の変調に対して、ベクトルダ
イアグラム上の各振幅・位相状態の位置を、判定円のサ
イズが最大となるように選択する。
【００１１】請求項４の発明の手段は、請求項１の方法
であって、ベクトルダイアグラム上の各振幅・位相状態
の位置を、異なるサイズの判定円が異なる状態に対して
生ずるように選択する。
であって、ベクトルダイアグラム上の各振幅・位相状態
の位置を、異なるサイズの判定円が異なる状態に対して
生ずるように選択する。
【００１２】請求項５の発明の手段は、請求項１の方法
であって、その方法がさらに、複数の正弦搬送波を備え
ることを含む。
であって、その方法がさらに、複数の正弦搬送波を備え
ることを含む。
【００１３】請求項６の発明の手段は、ベクトルダイア
グラム上の各振幅・位相状態の位置が、それぞれの状態
の明確な判定のために割り当てられた判定円が互いにオ
ーバーラップしないように選択され、ディジタル変調に
ついて選択した最適化の判断規準に応じて、その位相と
振幅の両方について、ベクトルダイアグラム上に各振幅
・位相状態の位置を任意に自由に選択する、振幅ならび
に／または位相状態についての組み合わされたシフトキ
ーイングによる正弦搬送波のディジタル変調のための装
置であって、１個の出力を持つ正弦波発生器、前記正弦
波発生器の前記出力にそれぞれ接続された入力を各１個
持ち、また出力を各１個持つ複数のネットワーク、前記
複数のネットワークの前記出力にそれぞれ接続された複
数の入力と、１個の制御入力と１個の出力を持つエレク
トロニクススイッチ、正弦搬送波上で変調されるべきデ
ータストリームを受信するためのものであって、前記エ
レクトロニクススイッチの前記制御入力に接続された１
個の出力を持つプロセッサー、を含み、かつ、個々の振
幅・位相状態は前記複数のネットワーク中にセットされ
ており、変調された単一搬送波は前記エレクトロニクス
スイッチの前記出力から出力される。
グラム上の各振幅・位相状態の位置が、それぞれの状態
の明確な判定のために割り当てられた判定円が互いにオ
ーバーラップしないように選択され、ディジタル変調に
ついて選択した最適化の判断規準に応じて、その位相と
振幅の両方について、ベクトルダイアグラム上に各振幅
・位相状態の位置を任意に自由に選択する、振幅ならび
に／または位相状態についての組み合わされたシフトキ
ーイングによる正弦搬送波のディジタル変調のための装
置であって、１個の出力を持つ正弦波発生器、前記正弦
波発生器の前記出力にそれぞれ接続された入力を各１個
持ち、また出力を各１個持つ複数のネットワーク、前記
複数のネットワークの前記出力にそれぞれ接続された複
数の入力と、１個の制御入力と１個の出力を持つエレク
トロニクススイッチ、正弦搬送波上で変調されるべきデ
ータストリームを受信するためのものであって、前記エ
レクトロニクススイッチの前記制御入力に接続された１
個の出力を持つプロセッサー、を含み、かつ、個々の振
幅・位相状態は前記複数のネットワーク中にセットされ
ており、変調された単一搬送波は前記エレクトロニクス
スイッチの前記出力から出力される。
【００１４】請求項７の発明の手段は、正弦搬送波上で
変調されるべきデータストリームが３個の連続する２進
数文字からなる複数の区間に分割される。
変調されるべきデータストリームが３個の連続する２進
数文字からなる複数の区間に分割される。
【００１５】請求項８の発明の手段は、ベクトルダイア
グラム上の各振幅・位相状態の位置が、それぞれの状態
の明確な判定のために割り当てられた判定円が互いにオ
ーバーラップしないように選択され、ディジタル変調に
ついて選択した最適化の判断規準に応じて、その位相と
振幅の両方について、ベクトルダイアグラム上に各振幅
・位相状態の位置を任意に自由に選択する、振幅ならび
に／または位相状態についての組み合わされたシフトキ
ーイングによる正弦搬送波のディジタル変調のための装
置であって、実数部信号と虚数部信号とを第１と第２の
出力に形成するための方法を持ち、変調されるべきシリ
アルデータストリームを受信するための前置プロセッサ
ー、前記前置プロセッサーの前記第１と第２の出力にそ
れぞれ接続された第１と第２の入力を持ち、これらの入
力に逆高速フーリエ変換を施してディジタル値Ｉならび
にＱを第１と第２の出力に供給する高速フーリエ変換プ
ロセッサー、前記高速フーリエ変換プロセッサーの前記
第１と第２の出力にそれぞれ接続された各１個の入力を
持ち、第１と第２のアナログ信号のための出力をそれぞ
れに持つ第１と第２の２個のＤ／Ａ（ディジタルアナロ
グ）変換器、ならびに前記第１と第２のアナログ信号を
多重搬送波変調信号に変換する手段、を含む。
グラム上の各振幅・位相状態の位置が、それぞれの状態
の明確な判定のために割り当てられた判定円が互いにオ
ーバーラップしないように選択され、ディジタル変調に
ついて選択した最適化の判断規準に応じて、その位相と
振幅の両方について、ベクトルダイアグラム上に各振幅
・位相状態の位置を任意に自由に選択する、振幅ならび
に／または位相状態についての組み合わされたシフトキ
ーイングによる正弦搬送波のディジタル変調のための装
置であって、実数部信号と虚数部信号とを第１と第２の
出力に形成するための方法を持ち、変調されるべきシリ
アルデータストリームを受信するための前置プロセッサ
ー、前記前置プロセッサーの前記第１と第２の出力にそ
れぞれ接続された第１と第２の入力を持ち、これらの入
力に逆高速フーリエ変換を施してディジタル値Ｉならび
にＱを第１と第２の出力に供給する高速フーリエ変換プ
ロセッサー、前記高速フーリエ変換プロセッサーの前記
第１と第２の出力にそれぞれ接続された各１個の入力を
持ち、第１と第２のアナログ信号のための出力をそれぞ
れに持つ第１と第２の２個のＤ／Ａ（ディジタルアナロ
グ）変換器、ならびに前記第１と第２のアナログ信号を
多重搬送波変調信号に変換する手段、を含む。
【００１６】請求項９の発明の手段は、請求項８の装置
でさらに、参照制御信号発生器の出力に接続された入力
を持ち、第１と第２のアナログ出力を供給するための第
１と第２の出力を持つ多重搬送波変調信号を受信するた
めの復調器、前記復調器の前記第１と第２の出力に接続
されたそれぞれの入力を持ち、それぞれに第１と第２の
出力を持つ第１と第２の２個のＡ／Ｄ（アナログディジ
タル）変換器、前記第１と第２のＡ／Ｄ変換器のそれぞ
れの出力に接続された第１と第２の入力を持ち、それら
の入力に高速フーリエ変換を施し、実数部信号と虚数部
信号とを、それぞれに出力するための第１と第２の出力
を持つ高速フーリエ変換プロセッサー、ならびに、前記
高速フーリエ変換プロセッサーのそれぞれ前記第１と第
２の出力からの前記実数部信号と虚数部信号とを受信す
るための第１と第２の入力を持ち、再生された振幅・位
相状態から導出される復調されたデータストリームをそ
の出力から供給する後段プロセッサー、をそれぞれ含
む。
でさらに、参照制御信号発生器の出力に接続された入力
を持ち、第１と第２のアナログ出力を供給するための第
１と第２の出力を持つ多重搬送波変調信号を受信するた
めの復調器、前記復調器の前記第１と第２の出力に接続
されたそれぞれの入力を持ち、それぞれに第１と第２の
出力を持つ第１と第２の２個のＡ／Ｄ（アナログディジ
タル）変換器、前記第１と第２のＡ／Ｄ変換器のそれぞ
れの出力に接続された第１と第２の入力を持ち、それら
の入力に高速フーリエ変換を施し、実数部信号と虚数部
信号とを、それぞれに出力するための第１と第２の出力
を持つ高速フーリエ変換プロセッサー、ならびに、前記
高速フーリエ変換プロセッサーのそれぞれ前記第１と第
２の出力からの前記実数部信号と虚数部信号とを受信す
るための第１と第２の入力を持ち、再生された振幅・位
相状態から導出される復調されたデータストリームをそ
の出力から供給する後段プロセッサー、をそれぞれ含
む。
【００１７】
【作用】本発明によると、ベクトルダイアグラム上の振
幅・位相状態の位置が、与えられた一定半径の判定円に
対して、伝送必要平均パワーが最小となるように選ばれ
ている。ベクトルダイアグラム上の振幅・位相状態の位
置が、与えられた一定外周円の中で、即ち、一定の与え
られた変調あるいはレベルの制限の中で、判定円のサイ
ズが最大となるように選ばれている。振幅・位相状態の
位置が、異なる状態にに対して異なるサイズの判定円が
生ずるように選ばれている。本発明の方法は、複数の正
弦搬送波を用いる伝送法（多重搬送波伝送法）に利用で
きる。
幅・位相状態の位置が、与えられた一定半径の判定円に
対して、伝送必要平均パワーが最小となるように選ばれ
ている。ベクトルダイアグラム上の振幅・位相状態の位
置が、与えられた一定外周円の中で、即ち、一定の与え
られた変調あるいはレベルの制限の中で、判定円のサイ
ズが最大となるように選ばれている。振幅・位相状態の
位置が、異なる状態にに対して異なるサイズの判定円が
生ずるように選ばれている。本発明の方法は、複数の正
弦搬送波を用いる伝送法（多重搬送波伝送法）に利用で
きる。
【００１８】
【実施例】本発明方法の実施に用いられる配置において
は、前置プロセッサーが各変調点での複素データのＩＦ
ＦＴ（逆高速フーリエ変換）を行なうところの既知の多
重搬送波変調器を持っており、後段プロセッサーにおい
て、各変調点での複素データがＦＦＴ（高速フーリエ変
換）を行なうところの既知の多重搬送波復調器の出力端
から出力が供給される。振幅・位相状態のベクトルダイ
アグラム上の位置は、本発明の方法では、任意に自由に
選択することができるので、このような方法は、いかな
る所望の変調についての判断規準に対しても、その最適
化が可能である。例えば、判断規準が伝送必要パワーで
ある場合について、最適化を行なう場合には、８ＰＳ
Ｋ、あるいは、１６、３２、６４ＱＡＭなどの既知の変
調形式に使われているベクトルダイアグラム上の各変調
点を中心とする各判定円の平均半径が最小になるよう
に、すなわち、伝送必要平均パワーが最小になるように
配置される。
は、前置プロセッサーが各変調点での複素データのＩＦ
ＦＴ（逆高速フーリエ変換）を行なうところの既知の多
重搬送波変調器を持っており、後段プロセッサーにおい
て、各変調点での複素データがＦＦＴ（高速フーリエ変
換）を行なうところの既知の多重搬送波復調器の出力端
から出力が供給される。振幅・位相状態のベクトルダイ
アグラム上の位置は、本発明の方法では、任意に自由に
選択することができるので、このような方法は、いかな
る所望の変調についての判断規準に対しても、その最適
化が可能である。例えば、判断規準が伝送必要パワーで
ある場合について、最適化を行なう場合には、８ＰＳ
Ｋ、あるいは、１６、３２、６４ＱＡＭなどの既知の変
調形式に使われているベクトルダイアグラム上の各変調
点を中心とする各判定円の平均半径が最小になるよう
に、すなわち、伝送必要平均パワーが最小になるように
配置される。
【００１９】今一つの可能性は、ベクトルダイアグラム
上の各振幅・位相状態（変調点）の配置を、外側の各変
調点に対してある一定の変調あるいはパワーレベルの制
限が与えられた場合、各状態に対してより大きい判定
円、したがって、より良い状態判定が達成できる。ある
いは、振幅の異なる状態に対して有効な方法として、大
きさの異なる判定円を割り当てることも、ある種の応用
には利点がある。本発明の方法は、少なくとも８個の振
幅・位相状態を持つすべての標準的な高度なあるいは上
位の変調方式、例えば、８ＰＳＫ、１６ＰＳＫ、３２Ｐ
ＳＫ、あるいは、６４ＰＳＫや１６ＱＡＭ、３２ＱＡ
Ｍ、等々の最適化に対して適用可能である。
上の各振幅・位相状態（変調点）の配置を、外側の各変
調点に対してある一定の変調あるいはパワーレベルの制
限が与えられた場合、各状態に対してより大きい判定
円、したがって、より良い状態判定が達成できる。ある
いは、振幅の異なる状態に対して有効な方法として、大
きさの異なる判定円を割り当てることも、ある種の応用
には利点がある。本発明の方法は、少なくとも８個の振
幅・位相状態を持つすべての標準的な高度なあるいは上
位の変調方式、例えば、８ＰＳＫ、１６ＰＳＫ、３２Ｐ
ＳＫ、あるいは、６４ＰＳＫや１６ＱＡＭ、３２ＱＡ
Ｍ、等々の最適化に対して適用可能である。
【００２０】本方法は、また、単一正弦搬送波に対する
変調と同様、多重搬送波伝送法と呼ばれている変調に対
しても適している。多重搬送波伝送法の場合には、隣接
して配置された複数本の搬送波（例えば、伝送すべき１
個のパケットについて、１５３６本の搬送波を持つＤＡ
Ｂ放送システムによる）が用いられている。この場合、
本発明の方法は、これら個々の搬送波のそれぞれに適用
可能であり、この場合、変調法は、この適用によって最
適化される。擾乱（ビットエラーレート）による影響を
低減させるために、本発明の方法を、その目的のために
開発されたＴｒｅｌｌｉｓ符号変調法ＴＣＭ（ＩＥＥＥ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ、Ｉ
ＥＥＥ通信雑誌、１９８７年２月号、２５巻２号、５−
０２４ページ参照）あるいは、Ｖｉｔｅｒｂｉ復号（こ
れについても、Ｍｅｉｎｋｅ著の前掲書、０２４ページ
参照）などの既知の符号・復号法と組み合わせることも
可能である。
変調と同様、多重搬送波伝送法と呼ばれている変調に対
しても適している。多重搬送波伝送法の場合には、隣接
して配置された複数本の搬送波（例えば、伝送すべき１
個のパケットについて、１５３６本の搬送波を持つＤＡ
Ｂ放送システムによる）が用いられている。この場合、
本発明の方法は、これら個々の搬送波のそれぞれに適用
可能であり、この場合、変調法は、この適用によって最
適化される。擾乱（ビットエラーレート）による影響を
低減させるために、本発明の方法を、その目的のために
開発されたＴｒｅｌｌｉｓ符号変調法ＴＣＭ（ＩＥＥＥ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ、Ｉ
ＥＥＥ通信雑誌、１９８７年２月号、２５巻２号、５−
０２４ページ参照）あるいは、Ｖｉｔｅｒｂｉ復号（こ
れについても、Ｍｅｉｎｋｅ著の前掲書、０２４ページ
参照）などの既知の符号・復号法と組み合わせることも
可能である。
【００２１】図２は、本発明によって、伝送パワーにつ
いて最適化された配置を示しており、図１による既知の
８ＰＳＫ変調のａ１，φ１からａ８，φ８までの振幅・
位相状態を持っている。図２によれば、各振幅・位相状
態の各判定円は、もはや、図１のように花輪形には配置
されておらず、ベクトルダイアグラムＶ上にインターレ
ース形で配置され、８個の状態のうち４個の振幅・位相
状態が半径Ｒ１の外側円上に位置し、残り４個の振幅・
位相状態はベクトルダイアグラムの原点方向、すなわ
ち、内側に移動して、Ｒ１より小さい半径Ｒ２の円上に
位置している。図２はまた、判定円のサイズは、図１の
それと同じであり、しかもそれらの判定円は相互に接触
している場合を示している。その結果、このような８Ｐ
ＯＭ（Ｐｏｗｅｒ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ）と呼ばれる図２の形の変調では、判定円のサ
イズ（すなわち、伝送の信頼性）を維持しながら、伝送
必要平均パワーを約２．０ｄＢ（３７％）低減できる利
点を持っていることがわかる。
いて最適化された配置を示しており、図１による既知の
８ＰＳＫ変調のａ１，φ１からａ８，φ８までの振幅・
位相状態を持っている。図２によれば、各振幅・位相状
態の各判定円は、もはや、図１のように花輪形には配置
されておらず、ベクトルダイアグラムＶ上にインターレ
ース形で配置され、８個の状態のうち４個の振幅・位相
状態が半径Ｒ１の外側円上に位置し、残り４個の振幅・
位相状態はベクトルダイアグラムの原点方向、すなわ
ち、内側に移動して、Ｒ１より小さい半径Ｒ２の円上に
位置している。図２はまた、判定円のサイズは、図１の
それと同じであり、しかもそれらの判定円は相互に接触
している場合を示している。その結果、このような８Ｐ
ＯＭ（Ｐｏｗｅｒ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ）と呼ばれる図２の形の変調では、判定円のサ
イズ（すなわち、伝送の信頼性）を維持しながら、伝送
必要平均パワーを約２．０ｄＢ（３７％）低減できる利
点を持っていることがわかる。
【００２２】そこで、変調点について同一の統計的な分
布を仮定する。伝送出力端での平均電圧に対応するもの
は、すべての変調点についての原点からの平均距離であ
るが、図１と図２との比較から、本発明の変調法の方が
既知のものより平均電圧において改善されていることが
わかる。この平均電圧と伝送出力端から見た一定値の伝
送系の特性インピーダンスから平均伝送パワーが算出さ
れるが、その結果、伝送に必要な平均パワーも低減で
き、与えられた同一の伝送信頼性に対して、本発明によ
る変調法の方がより少ないエネルギー消費ですむことが
わかる。このパワー低減は、変調における利得とも考え
ることができるので、このことを、また、伝送可能範囲
の拡大、ビットエラーレートの低減、あるいは、受信ア
ンテナ面積の縮小など、他の利点で表現することもでき
る。
布を仮定する。伝送出力端での平均電圧に対応するもの
は、すべての変調点についての原点からの平均距離であ
るが、図１と図２との比較から、本発明の変調法の方が
既知のものより平均電圧において改善されていることが
わかる。この平均電圧と伝送出力端から見た一定値の伝
送系の特性インピーダンスから平均伝送パワーが算出さ
れるが、その結果、伝送に必要な平均パワーも低減で
き、与えられた同一の伝送信頼性に対して、本発明によ
る変調法の方がより少ないエネルギー消費ですむことが
わかる。このパワー低減は、変調における利得とも考え
ることができるので、このことを、また、伝送可能範囲
の拡大、ビットエラーレートの低減、あるいは、受信ア
ンテナ面積の縮小など、他の利点で表現することもでき
る。
【００２３】図３は、１６個の半径ｒ１の同一サイズの
判定円を持つ振幅・位相状態ａ１，φ１からａ１６，φ
１６をベクトルダイアグラムの原点を中心として行、列
に密接して配置した標準形の１６ＱＡＭ変調方式を示し
ている。Ｒ３は、このように行列状に密接に並べられた
１６個の判定円に外接する円の半径である。図４によれ
ば、図３から取り出した判定円を、それらを取り囲む図
３の外接円の半径と同一の半径Ｒ３の円Ｕ内に、最早互
いに接触し合うことなく、配置することができる。した
がって、実際の判定円は、互いに接触するまで大きくす
ることができる。すなわち、この変調方式では、状態判
定のより一層の明確化について最適化することができる
（これを１６ＣＯＭ＝Ｃｉｒｃｌｅ Ｏｐｔｉｍｉｚｅ
ｄ Ｍｏｄｕ−ｌａｔｉｏｎ、判定円最適化変調、と称
する）。このようにして、ピーク変調（ピークパワー）
の値を図３の値に維持しながら、各振幅・位相状態に対
する各判定円を約３５％拡大することができる。図５
は、図３の原形の１６ＱＡＭ変調方式を最適化する今一
つの可能性を示している。ここでは、最適化は、再び、
判定円のサイズを一定に保ちながらパワーに関してなさ
れる。この結果、平均パワーは図５に示す判定円の配置
によって約０．４７ｄＢ（１０％）低減することができ
る。
判定円を持つ振幅・位相状態ａ１，φ１からａ１６，φ
１６をベクトルダイアグラムの原点を中心として行、列
に密接して配置した標準形の１６ＱＡＭ変調方式を示し
ている。Ｒ３は、このように行列状に密接に並べられた
１６個の判定円に外接する円の半径である。図４によれ
ば、図３から取り出した判定円を、それらを取り囲む図
３の外接円の半径と同一の半径Ｒ３の円Ｕ内に、最早互
いに接触し合うことなく、配置することができる。した
がって、実際の判定円は、互いに接触するまで大きくす
ることができる。すなわち、この変調方式では、状態判
定のより一層の明確化について最適化することができる
（これを１６ＣＯＭ＝Ｃｉｒｃｌｅ Ｏｐｔｉｍｉｚｅ
ｄ Ｍｏｄｕ−ｌａｔｉｏｎ、判定円最適化変調、と称
する）。このようにして、ピーク変調（ピークパワー）
の値を図３の値に維持しながら、各振幅・位相状態に対
する各判定円を約３５％拡大することができる。図５
は、図３の原形の１６ＱＡＭ変調方式を最適化する今一
つの可能性を示している。ここでは、最適化は、再び、
判定円のサイズを一定に保ちながらパワーに関してなさ
れる。この結果、平均パワーは図５に示す判定円の配置
によって約０．４７ｄＢ（１０％）低減することができ
る。
【００２４】図６は標準形の３２ＱＡＭ変調方式のベク
トルダイアグラムを示している。この変調方式は、図７
によって判定円について、または、図８によってパワー
について、の何れかの方法によって最適化される。図９
から図１１までは、６４ＱＡＭ変調方式に対するこれら
に対応する最適化を示している。図７と図１０によれ
ば、ここでも、判定円の面積を約３５％拡大することが
可能である。また、図８によれば、約０．６８ｄＢ（１
４％）のパワーの低減が、図１１によれば、約０．７３
ｄＢ（１４％）のパワーの低減が、それぞれ可能であ
る。
トルダイアグラムを示している。この変調方式は、図７
によって判定円について、または、図８によってパワー
について、の何れかの方法によって最適化される。図９
から図１１までは、６４ＱＡＭ変調方式に対するこれら
に対応する最適化を示している。図７と図１０によれ
ば、ここでも、判定円の面積を約３５％拡大することが
可能である。また、図８によれば、約０．６８ｄＢ（１
４％）のパワーの低減が、図１１によれば、約０．７３
ｄＢ（１４％）のパワーの低減が、それぞれ可能であ
る。
【００２５】図４、図７、図１０の場合には、すべての
判定円を拡大するかわりに、選択された判定円のみを拡
大し、それ以外の判定円にはより小さな面積を割り当て
ることも可能であり、このことはある種の応用には望ま
しいことである。パワーと判定円のサイズとの両方につ
いての最適化も、それらの間の妥協として、可能であ
る。このようにして、ベクトルダイアグラム上の各振幅
・位相条件の位置についての任意な選択は、任意の変調
判断規準についての如何なる、かつ、すべての任意の最
適化を可能とするものである。
判定円を拡大するかわりに、選択された判定円のみを拡
大し、それ以外の判定円にはより小さな面積を割り当て
ることも可能であり、このことはある種の応用には望ま
しいことである。パワーと判定円のサイズとの両方につ
いての最適化も、それらの間の妥協として、可能であ
る。このようにして、ベクトルダイアグラム上の各振幅
・位相条件の位置についての任意な選択は、任意の変調
判断規準についての如何なる、かつ、すべての任意の最
適化を可能とするものである。
【００２６】本発明の方法の実施について、非常に多く
の種々の方法が考えられる。例えば、図１２による回路
は、単一搬送波の変調に適している。正弦波発生器１の
出力信号は、本方法の変調ファクターに対応するＮ１か
らＮｎまでのｎ個（例えば、図２による８ＰＯＭ変調方
式においては、ｎ＝８）の複数のネットワークを経てエ
レクトロニクススイッチ２に供給される。エレクトロニ
クススイッチ２はプロセッサー３によって制御される。
正弦搬送波で変調されるべきデータストリームがそれぞ
れ３個連続する２進数の文字（すなわち、トライビッ
ト）に分割される。各振幅・位相状態ａ１，φ１からａ
ｎ，φｎは、それらに対応する位相シフターや減衰器を
用いて、ネットワークＮ１からＮｎ中にセットされてい
る。例えば、図２による方法に対しては、各振幅・位相
状態ａ１，φ１からａ８，φ８が、それぞれの大きさと
位相をもってネットワークＮ１からＮ８にしまわれてい
る。例えば、データ列が００１であるとすれば、プロセ
ッサー３によって駆動されるエレクトロニクススイッチ
２によってネットワークＮ１が選択され、その中に、し
まわれている振幅・位相状態ａ１，φ１が選択される。
さらに、データ列の次の「トライビット」が１０１であ
るとすれば、振幅・位相状態ａ４，φ４が選択され、こ
のことが繰り返される。このようにして、データストリ
ームに従ってトライビットごとに割り当てられた個々の
振幅・位相状態が次々に送出される。多重搬送波伝送法
に対して必要とされる変調法としては、例えば、最近、
このような目的のために開発されたマイクロコントロー
ラーやディジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰ）を含
む技術が適している。これらの技術は、例えば、ＳＨＡ
ＲＰに掲載された、Ｍ．Ｅ．Ｆｌｅｍｉｎｇの，“Ａｎ
Ｕｌｔｒａ−Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ ＤＳＰ Ｃｈｉ
ｐ Ｓｅｔ ｆｏｒ Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ａｐｐｌｉ
ｃａｔｉｏｎ”、「実時間応用のための超高速ＤＳＰチ
ップセット」、Ｓｈａｒｐ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
ＧｍｂＨ， Ｈａｍｂｕｒｇ中に公開されている。図１
３はＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉ
ｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ、逆高速フーリエ
変換）を利用した、この種のディジタル動作変調器の模
式的な構造を示している。
の種々の方法が考えられる。例えば、図１２による回路
は、単一搬送波の変調に適している。正弦波発生器１の
出力信号は、本方法の変調ファクターに対応するＮ１か
らＮｎまでのｎ個（例えば、図２による８ＰＯＭ変調方
式においては、ｎ＝８）の複数のネットワークを経てエ
レクトロニクススイッチ２に供給される。エレクトロニ
クススイッチ２はプロセッサー３によって制御される。
正弦搬送波で変調されるべきデータストリームがそれぞ
れ３個連続する２進数の文字（すなわち、トライビッ
ト）に分割される。各振幅・位相状態ａ１，φ１からａ
ｎ，φｎは、それらに対応する位相シフターや減衰器を
用いて、ネットワークＮ１からＮｎ中にセットされてい
る。例えば、図２による方法に対しては、各振幅・位相
状態ａ１，φ１からａ８，φ８が、それぞれの大きさと
位相をもってネットワークＮ１からＮ８にしまわれてい
る。例えば、データ列が００１であるとすれば、プロセ
ッサー３によって駆動されるエレクトロニクススイッチ
２によってネットワークＮ１が選択され、その中に、し
まわれている振幅・位相状態ａ１，φ１が選択される。
さらに、データ列の次の「トライビット」が１０１であ
るとすれば、振幅・位相状態ａ４，φ４が選択され、こ
のことが繰り返される。このようにして、データストリ
ームに従ってトライビットごとに割り当てられた個々の
振幅・位相状態が次々に送出される。多重搬送波伝送法
に対して必要とされる変調法としては、例えば、最近、
このような目的のために開発されたマイクロコントロー
ラーやディジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰ）を含
む技術が適している。これらの技術は、例えば、ＳＨＡ
ＲＰに掲載された、Ｍ．Ｅ．Ｆｌｅｍｉｎｇの，“Ａｎ
Ｕｌｔｒａ−Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ ＤＳＰ Ｃｈｉ
ｐ Ｓｅｔ ｆｏｒ Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ａｐｐｌｉ
ｃａｔｉｏｎ”、「実時間応用のための超高速ＤＳＰチ
ップセット」、Ｓｈａｒｐ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
ＧｍｂＨ， Ｈａｍｂｕｒｇ中に公開されている。図１
３はＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉ
ｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ、逆高速フーリエ
変換）を利用した、この種のディジタル動作変調器の模
式的な構造を示している。
【００２７】多重搬送波パケットの搬送波を用いて変調
されたシリアルなデータストリームは、前置プロセッサ
ー１０（図１３参照）中で編集される。すなわち、複素
量である振幅と位相（例えば、ａ１，φ１からａ８，φ
８など）がこの中に記憶されていて、それらの実数部Ｒ
ｅと虚数部Ｉｍが、変調のレベルと位相に応じて（ここ
でも、たとえば、図２の８ＰＯＭを例にとることにし
て）指定される。指定された実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍと
はＩＦＦＴのためのＦＦＴプロセッサー（高速フーリエ
変換プロセッサー）１１に供給される。このＦＴＴプロ
セッサー１１中では、ステップ長、すなわち、時間ステ
ップに沿ってＩＦＦＴが実行される。時間軸上では、多
重搬送波パケットのすべての搬送波の変調点は一定間隔
を保っており、フーリエ変換の法則に従って、時間軸上
に等間隔に取られたサンプルステップごとにサンプルを
供給する。このようにして発生された同相成分ならびに
直交成分のディジタル値ＩならびにＱは、次に、ディジ
タルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器１４、１５によって、そ
れぞれ対応するアナログ信号ＩＡとＯＡとに変換され、
さらに、２個の両側帯波変調器１２と１３とからなる標
準的なＩＱ変調器によって変調信号に変換される。２個
の両側帯波変調器１２、１３は正弦波発生器２０で発生
された後９０°位相シフター１９で互いに９０°位相シ
フトされたところの搬送波で変調される。かくて、この
ようにしてつくられた変調信号が直接、伝送路に送出さ
れる。
されたシリアルなデータストリームは、前置プロセッサ
ー１０（図１３参照）中で編集される。すなわち、複素
量である振幅と位相（例えば、ａ１，φ１からａ８，φ
８など）がこの中に記憶されていて、それらの実数部Ｒ
ｅと虚数部Ｉｍが、変調のレベルと位相に応じて（ここ
でも、たとえば、図２の８ＰＯＭを例にとることにし
て）指定される。指定された実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍと
はＩＦＦＴのためのＦＦＴプロセッサー（高速フーリエ
変換プロセッサー）１１に供給される。このＦＴＴプロ
セッサー１１中では、ステップ長、すなわち、時間ステ
ップに沿ってＩＦＦＴが実行される。時間軸上では、多
重搬送波パケットのすべての搬送波の変調点は一定間隔
を保っており、フーリエ変換の法則に従って、時間軸上
に等間隔に取られたサンプルステップごとにサンプルを
供給する。このようにして発生された同相成分ならびに
直交成分のディジタル値ＩならびにＱは、次に、ディジ
タルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器１４、１５によって、そ
れぞれ対応するアナログ信号ＩＡとＯＡとに変換され、
さらに、２個の両側帯波変調器１２と１３とからなる標
準的なＩＱ変調器によって変調信号に変換される。２個
の両側帯波変調器１２、１３は正弦波発生器２０で発生
された後９０°位相シフター１９で互いに９０°位相シ
フトされたところの搬送波で変調される。かくて、この
ようにしてつくられた変調信号が直接、伝送路に送出さ
れる。
【００２８】図１４は、受信器側での対応する復調器を
示している。受信された高周波の信号は、参照制御信号
発生器２１を伴うＩＱ復調器２２中で信号ＩＡとＯＡと
に変換される。参照制御信号発生器２１用の規準周波数
と規準位相とは（規準シンボルとして）、変調信号中に
時間的に分散して含めてあるか、変調信号中から平均操
作によって抽出される。それぞれのアナログディジタル
（Ａ／Ｄ）変換器２３、２４によるＡ／Ｄ変換の後、信
号ＩＡとＯＡは、ここでＦＦＴプロセッサー２５に供給
される。ＦＦＴプロセッサー中では、与えられた多重搬
送波伝送法に対して、ＦＦＴアルゴリズムが複素量であ
る振幅・位相状態、すなわち、等周波数間隔を持つ各搬
送波の複素状態を発生する。もとのディジタルデータス
トリームは、これらの振幅・位相状態から、後段プロセ
ッサー２６中で再生され、その出力端から送出される再
生されたディジタルデータストリームは、さらに受信器
中の既知の回路で編集される。
示している。受信された高周波の信号は、参照制御信号
発生器２１を伴うＩＱ復調器２２中で信号ＩＡとＯＡと
に変換される。参照制御信号発生器２１用の規準周波数
と規準位相とは（規準シンボルとして）、変調信号中に
時間的に分散して含めてあるか、変調信号中から平均操
作によって抽出される。それぞれのアナログディジタル
（Ａ／Ｄ）変換器２３、２４によるＡ／Ｄ変換の後、信
号ＩＡとＯＡは、ここでＦＦＴプロセッサー２５に供給
される。ＦＦＴプロセッサー中では、与えられた多重搬
送波伝送法に対して、ＦＦＴアルゴリズムが複素量であ
る振幅・位相状態、すなわち、等周波数間隔を持つ各搬
送波の複素状態を発生する。もとのディジタルデータス
トリームは、これらの振幅・位相状態から、後段プロセ
ッサー２６中で再生され、その出力端から送出される再
生されたディジタルデータストリームは、さらに受信器
中の既知の回路で編集される。
【００２９】本発明は、以上に述べ、図示してきた方法
や装置の特定の細部の記述に限定されるものではなく、
それ以外の変形や応用も多く考えられている。以上に述
べてきた方法や装置についての以上に述べてきた以外の
ある種の変更は、本発明の真の精神や特許請求範囲から
逸脱することなく変更することができる。したがって、
以上の図示や説明における主題は、説明的な意味で用い
られたものであって、決して制限的な意味で用いられた
ものではない。
や装置の特定の細部の記述に限定されるものではなく、
それ以外の変形や応用も多く考えられている。以上に述
べてきた方法や装置についての以上に述べてきた以外の
ある種の変更は、本発明の真の精神や特許請求範囲から
逸脱することなく変更することができる。したがって、
以上の図示や説明における主題は、説明的な意味で用い
られたものであって、決して制限的な意味で用いられた
ものではない。
【００３０】本発明の新規な特徴は、特許請求の範囲で
詳しく述べられる。本発明は、以上述べてきた目的以外
の目的や利点などと共に、付属の図面の参照を伴う以下
の説明を参照することによって、最も良く理解されるで
あろう。なお、幾つかの図面において、類似の要素に
は、類似であることを明確にするために類似の参照番号
を付している。
詳しく述べられる。本発明は、以上述べてきた目的以外
の目的や利点などと共に、付属の図面の参照を伴う以下
の説明を参照することによって、最も良く理解されるで
あろう。なお、幾つかの図面において、類似の要素に
は、類似であることを明確にするために類似の参照番号
を付している。
【００３１】
【発明の効果】本発明によれば変調に対して指定された
種々の判断規準に対して、例えば、伝送必要パワーに対
して、あるいは各位相状態の判定円の、それらの半径と
配置に対して最適化された変調方式を提供することがで
きる。また振幅・位相状態のベクトルダイアグラム上の
位置は、変調についての最適化についての判断規準を選
択し、その選択された判断規準に応じて、その位相なら
びに振幅について任意に自由に選択して決定することが
できる。さらに本発明によると、ベクトルダイアグラム
上の振幅・位相状態の位置が、与えられた一定半径の判
定円に対して、伝送必要平均パワーが最小となるように
選ばれ、またベクトルダイアグラム上の振幅・位相状態
の位置が、与えられた一定外周円の中で、即ち、一定の
与えられた変調あるいはレベルの制限の中で、判定円の
サイズが最大となるように選ばれている。さらに振幅・
位相状態の位置が、異なる状態にに対して異なるサイズ
の判定円が生ずるように選ばれている。それ故、伝送に
必要な平均パワーも低減でき、与えられた同一の伝送信
頼性に対して、本発明による変調法の方がより少ないエ
ネルギー消費ですむ。このパワー低減は、変調における
利得とも考えることができるので、このことを、また、
伝送可能範囲の拡大、ビットエラーレートの低減、ある
いは、受信アンテナ面積の縮小など、他の利点で表現す
ることもできる。
種々の判断規準に対して、例えば、伝送必要パワーに対
して、あるいは各位相状態の判定円の、それらの半径と
配置に対して最適化された変調方式を提供することがで
きる。また振幅・位相状態のベクトルダイアグラム上の
位置は、変調についての最適化についての判断規準を選
択し、その選択された判断規準に応じて、その位相なら
びに振幅について任意に自由に選択して決定することが
できる。さらに本発明によると、ベクトルダイアグラム
上の振幅・位相状態の位置が、与えられた一定半径の判
定円に対して、伝送必要平均パワーが最小となるように
選ばれ、またベクトルダイアグラム上の振幅・位相状態
の位置が、与えられた一定外周円の中で、即ち、一定の
与えられた変調あるいはレベルの制限の中で、判定円の
サイズが最大となるように選ばれている。さらに振幅・
位相状態の位置が、異なる状態にに対して異なるサイズ
の判定円が生ずるように選ばれている。それ故、伝送に
必要な平均パワーも低減でき、与えられた同一の伝送信
頼性に対して、本発明による変調法の方がより少ないエ
ネルギー消費ですむ。このパワー低減は、変調における
利得とも考えることができるので、このことを、また、
伝送可能範囲の拡大、ビットエラーレートの低減、ある
いは、受信アンテナ面積の縮小など、他の利点で表現す
ることもできる。
【図１】従来技術の８ＰＳＫ変調法における各振幅・位
相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図２】図１のダイアグラムのパワーに関して最適化し
た配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
た配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図３】従来技術の１６ＱＡＭ変調法における各振幅・
位相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
位相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図４】図３のダイアグラムの明確な状態判定に関して
最適化した配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
最適化した配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図５】図３のダイアグラムの各判定円の大きさ保持し
た状態でのパワーに関して、最適化した配置を模式的に
示すベクトルダイアグラム。
た状態でのパワーに関して、最適化した配置を模式的に
示すベクトルダイアグラム。
【図６】従来技術の３２ＱＡＭ変調法における各振幅・
位相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
位相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図７】図６のダイアグラムの判定円に関して最適化し
た配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
た配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図８】図６のダイアグラムのパワーに関して最適化し
た配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
た配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図９】従来技術の６４ＱＡＭ変調法における各振幅・
位相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
位相状態を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図１０】図９のダイアグラムの判定円に関して最適化
した配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
した配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図１１】図９のダイアグラムのパワーに関して最適化
した配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
した配置を模式的に示すベクトルダイアグラム。
【図１２】本発明による単一搬送波の変調についての回
路を図示するブロックダイアグラム。
路を図示するブロックダイアグラム。
【図１３】本発明を用いた多重搬送波伝送法についての
回路を図示するブロックダイアグラム。
回路を図示するブロックダイアグラム。
【図１４】多重搬送波伝送法が与えられた場合の受信高
周波信号の復号についての回路を図示するブロックダイ
アグラム。
周波信号の復号についての回路を図示するブロックダイ
アグラム。
１、２０ 正弦波発生器 ２ エレクトロニクススイッチ ３、１０ 前置プロセッサー １１ ＦＦＴプロセッサー（高速フーリエ変換
プロセッサー） １２、１３ 両側帯波変調器 １４、１５ Ｄ／Ａ変換器 １８ 加算器 １９ ９０°位相シフター ２１ 参照制御信号発生器 ２２ 復調器 ２３、２４ Ａ／Ｄ変換器 ２５ ＦＦＴプロセッサー ２６ 後段プロセッサー
プロセッサー） １２、１３ 両側帯波変調器 １４、１５ Ｄ／Ａ変換器 １８ 加算器 １９ ９０°位相シフター ２１ 参照制御信号発生器 ２２ 復調器 ２３、２４ Ａ／Ｄ変換器 ２５ ＦＦＴプロセッサー ２６ 後段プロセッサー
フロントページの続き (72)発明者 パウル ダムバハエル ドイツ連邦共和国 デー−84539 アムプ フインク モーツアルトストラーセ 24シ ー
Claims (9)
- 【請求項１】 振幅ならびに／または位相状態について
の組み合わされたシフトキーイングによる少なくとも１
本の正弦搬送波のディジタル変調法であって、ベクトル
ダイアグラム上の各振幅・位相状態の位置は、それぞれ
の状態の明確な判定のために割り当てられた判定円が互
いにオーバーラップしないように選択されたものであっ
て、その変調法が少なくとも１本の正弦搬送波のディジ
タル変調法に対して、最適化の判断規準を選択するステ
ップ、およびディジタル変調について選択した前記の最
適化の判断規準に応じて、その位相と振幅の両方につい
て、ベクトルダイアグラム上に各振幅・位相状態の位置
を任意に自由に選択するステップ、 を含むディジタル変調法。 - 【請求項２】 請求項１の方法であって、ベクトルダイ
アグラム上の各振幅・位相状態の位置を、与えられた一
定、同一の判定円に対して、平均伝送必要パワーが最小
に低減されるよう選択するディジタル変調法。 - 【請求項３】 請求項１の方法であって、与えられた同
一の変調に対して、ベクトルダイアグラム上の各振幅・
位相状態の位置を、判定円のサイズが最大となるように
選択するディジタル変調法。 - 【請求項４】 請求項１の方法であって、ベクトルダイ
アグラム上の各振幅・位相状態の位置を、異なるサイズ
の判定円が異なる状態に対して生ずるように選択するデ
ィジタル変調法。 - 【請求項５】 請求項１の方法であって、その方法がさ
らに、複数の正弦搬送波を備えることを含むディジタル
変調法。 - 【請求項６】 ベクトルダイアグラム上の各振幅・位相
状態の位置が、それぞれの状態の明確な判定のために割
り当てられた判定円が互いにオーバーラップしないよう
に選択され、ディジタル変調について選択した最適化の
判断規準に応じて、その位相と振幅の両方について、ベ
クトルダイアグラム上に各振幅・位相状態の位置を任意
に自由に選択する、振幅ならびに／または位相状態につ
いての組み合わされたシフトキーイングによる正弦搬送
波のディジタル変調のための装置であって、 １個の出力を持つ正弦波発生器、 前記正弦波発生器の前記出力にそれぞれ接続された入力
を各１個持ち、また出力を各１個持つ複数のネットワー
ク、 前記複数のネットワークの前記出力にそれぞれ接続され
た複数の入力と、１個の制御入力と１個の出力を持つエ
レクトロニクススイッチ、 正弦搬送波上で変調されるべきデータストリームを受信
するためのものであって、前記エレクトロニクススイッ
チの前記制御入力に接続された１個の出力を持つプロセ
ッサー、を含み、かつ、 個々の振幅・位相状態は前記複数のネットワーク中にセ
ットされており、変調された単一搬送波は前記エレクト
ロニクススイッチの前記出力から出力される、 ディジタル変調装置。 - 【請求項７】 正弦搬送波上で変調されるべきデータス
トリームが３個の連続する２進数文字からなる複数の区
間に分割される請求項６のディジタル変調装置。 - 【請求項８】 ベクトルダイアグラム上の各振幅・位相
状態の位置が、それぞれの状態の明確な判定のために割
り当てられた判定円が互いにオーバーラップしないよう
に選択され、ディジタル変調について選択した最適化の
判断規準に応じて、その位相と振幅の両方について、ベ
クトルダイアグラム上に各振幅・位相状態の位置を任意
に自由に選択する、振幅ならびに／または位相状態につ
いての組み合わされたシフトキーイングによる正弦搬送
波のディジタル変調のための装置であって、 実数部信号と虚数部信号とを第１と第２の出力に形成す
るための方法を持ち、変調されるべきシリアルデータス
トリームを受信するための前置プロセッサー、 前記前置プロセッサーの前記第１と第２の出力にそれぞ
れ接続された第１と第２の入力を持ち、これらの入力に
逆高速フーリエ変換を施してディジタル値ＩならびにＱ
を第１と第２の出力に供給する高速フーリエ変換プロセ
ッサー、 前記高速フーリエ変換プロセッサーの前記第
１と第２の出力にそれぞれ接続された各１個の入力を持
ち、第１と第２のアナログ信号のための出力をそれぞれ
に持つ第１と第２の２個のＤ／Ａ（ディジタルアナロ
グ）変換器、ならびに前記第１と第２のアナログ信号を
多重搬送波変調信号に変換する手段、を含むディジタル
変調装置。 - 【請求項９】 請求項８の装置でさらに、 参照制御信号発生器の出力に接続された入力を持ち、第
１と第２のアナログ出力を供給するための第１と第２の
出力を持つ多重搬送波変調信号を受信するための復調
器、 前記復調器の前記第１と第２の出力に接続されたそれぞ
れの入力を持ち、それぞれに第１と第２の出力を持つ第
１と第２の２個のＡ／Ｄ（アナログディジタル）変換
器、 前記第１と第２のＡ／Ｄ変換器のそれぞれの出力に接続
された第１と第２の入力を持ち、それらの入力に高速フ
ーリエ変換を施し、実数部信号と虚数部信号とを、それ
ぞれに出力するための第１と第２の出力を持つ高速フー
リエ変換プロセッサー、ならびに、 前記高速フーリエ変換プロセッサーのそれぞれ前記第１
と第２の出力からの前記実数部信号と虚数部信号とを受
信するための第１と第２の入力を持ち、再生された振幅
・位相状態から導出される復調されたデータストリーム
をその出力から供給する後段プロセッサー、 をそれぞれ含む装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4318547A DE4318547A1 (de) | 1993-06-04 | 1993-06-04 | Verfahren zur digitalen Modulation mit Sinusträger |
| DE4318547.9 | 1993-06-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0799525A true JPH0799525A (ja) | 1995-04-11 |
Family
ID=6489608
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6156364A Pending JPH0799525A (ja) | 1993-06-04 | 1994-06-03 | 正弦搬送波を用いたディジタル変調法とそのための装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0629069B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0799525A (ja) |
| AT (1) | ATE171829T1 (ja) |
| DE (2) | DE4318547A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19535030A1 (de) * | 1994-10-21 | 1996-04-25 | Deutsche Telekom Ag | Verfahren zur Übertragung von Signalen |
| DE19535075A1 (de) * | 1994-10-21 | 1996-04-25 | Deutsche Telekom Ag | Digitalmodulation |
| DE102009030675B4 (de) | 2009-06-26 | 2019-05-16 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zum Senden und Empfangen von Signalen mit Modulationskompression |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5125303B1 (ja) * | 1971-02-10 | 1976-07-30 | ||
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| EP0373277B1 (fr) * | 1988-12-13 | 1993-08-25 | International Business Machines Corporation | Modem multifréquence utilisant la modulation codée par treillis |
-
1993
- 1993-06-04 DE DE4318547A patent/DE4318547A1/de not_active Withdrawn
-
1994
- 1994-05-03 DE DE59406994T patent/DE59406994D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-05-03 EP EP94106869A patent/EP0629069B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-03 AT AT94106869T patent/ATE171829T1/de not_active IP Right Cessation
- 1994-06-03 JP JP6156364A patent/JPH0799525A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4318547A1 (de) | 1994-12-08 |
| EP0629069A3 (en) | 1995-01-04 |
| EP0629069A2 (de) | 1994-12-14 |
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| EP0629069B1 (de) | 1998-09-30 |
| ATE171829T1 (de) | 1998-10-15 |
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