JP3324983B2 - Ｏｆｄｍ送信器の信号送信方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ送信器の信号送信方法Info
- Publication number
- JP3324983B2 JP3324983B2 JP08784298A JP8784298A JP3324983B2 JP 3324983 B2 JP3324983 B2 JP 3324983B2 JP 08784298 A JP08784298 A JP 08784298A JP 8784298 A JP8784298 A JP 8784298A JP 3324983 B2 JP3324983 B2 JP 3324983B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- complementary
- carrier
- signal
- time base
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/2615—Reduction thereof using coding
- H04L27/2617—Reduction thereof using coding using block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
- H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに関
し、特に、相補的符号を用いたＯＦＤＭ（直交周波数分
割多重化）送信器システムに関する。
し、特に、相補的符号を用いたＯＦＤＭ（直交周波数分
割多重化）送信器システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、直交周波数分割多重化（ＯＦＤ
Ｍ）は、Ｎ個のデータシンボルを、１／Ｔの距離だけ離
れたＮ個の直交するキャリアへとマッピングするブロッ
ク型の変調方式である。ここで、Ｔはブロック期間であ
る。従って、マルチキャリア伝送システムは、ＯＦＤＭ
変調を用いて、複数の隣接するキャリア（トーンあるい
はビンともいう。）を通じて並列にデータビットを送信
する。マルチキャリア伝送の重要な利点は、引き続くシ
ンボルの伝送間にガード時間を挿入することによって、
伝送チャネル内の信号分散（あるいは遅延拡散）による
シンボル間干渉を削減さらには除去することさえ可能で
あることにより、シングルキャリアシステムで必要とさ
れる等化器が不要となることである。ガード時間によ
り、最初の信号の後に受信器に到達する、各シンボルの
遅延したコピーは、次のシンボルが受信される前に消失
する。
Ｍ）は、Ｎ個のデータシンボルを、１／Ｔの距離だけ離
れたＮ個の直交するキャリアへとマッピングするブロッ
ク型の変調方式である。ここで、Ｔはブロック期間であ
る。従って、マルチキャリア伝送システムは、ＯＦＤＭ
変調を用いて、複数の隣接するキャリア（トーンあるい
はビンともいう。）を通じて並列にデータビットを送信
する。マルチキャリア伝送の重要な利点は、引き続くシ
ンボルの伝送間にガード時間を挿入することによって、
伝送チャネル内の信号分散（あるいは遅延拡散）による
シンボル間干渉を削減さらには除去することさえ可能で
あることにより、シングルキャリアシステムで必要とさ
れる等化器が不要となることである。ガード時間によ
り、最初の信号の後に受信器に到達する、各シンボルの
遅延したコピーは、次のシンボルが受信される前に消失
する。
【０００３】ＯＦＤＭ変調器は、シリアルデータストリ
ームを、ｆblock＝ｆs／ＮというレートでＮ個の複素キ
ャリアのブロックへと変換する。ただし、ｆsはシリア
ルビットストリームのデータレートである。これらのキ
ャリア（その位相および振幅は両方とも変調されること
が可能である）の総和は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦ
Ｔ）を用いて生成することが可能な時間領域波形に対応
する。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）は、Ｎ点ＩＤＦ
Ｔ変換を実行するＩＤＦＴの周知の効率的な実装であ
る。
ームを、ｆblock＝ｆs／ＮというレートでＮ個の複素キ
ャリアのブロックへと変換する。ただし、ｆsはシリア
ルビットストリームのデータレートである。これらのキ
ャリア（その位相および振幅は両方とも変調されること
が可能である）の総和は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦ
Ｔ）を用いて生成することが可能な時間領域波形に対応
する。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）は、Ｎ点ＩＤＦ
Ｔ変換を実行するＩＤＦＴの周知の効率的な実装であ
る。
【０００４】ガード時間は、ＩＤＦＴの出力に挿入さ
れ、シンボルのコピー（巡回プレフィクスという。）で
充填されて、キャリア間の直交性を保存する。その結果
得られる波形は、時間領域でシンボルの緩やかな増大お
よび減少を与える時間窓関数と畳込みされて、周波数領
域における鋭いスペクトルカットオフを保証する。これ
は、スペクトル規則がバンド外汚染による干渉を制約す
る無線アプリケーションでは特に重要である。
れ、シンボルのコピー（巡回プレフィクスという。）で
充填されて、キャリア間の直交性を保存する。その結果
得られる波形は、時間領域でシンボルの緩やかな増大お
よび減少を与える時間窓関数と畳込みされて、周波数領
域における鋭いスペクトルカットオフを保証する。これ
は、スペクトル規則がバンド外汚染による干渉を制約す
る無線アプリケーションでは特に重要である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ法の欠点は、
キャリアの数が増大するにつれて、信号のピーク対平均
電力（ＰＡＰ(peak-to-average power)）比が増大する
ことである。従って、キャリア数の増大によるＰＡＰ比
の増大は、伝送の線形性を要求する。例えば、無線チャ
ネルでは、線形性の高いパワー増幅器を用いてＰＡＰ比
の問題に対処することが可能である。しかし、このよう
な線形パワー増幅器は、電力効率はあまり良好ではな
く、しかも、移動携帯アプリケーションでは、パワー増
幅器は容量の制限された高価な電池を電源とすることが
多いため、電力効率の問題は移動携帯アプリケーション
では欠点となる。
キャリアの数が増大するにつれて、信号のピーク対平均
電力（ＰＡＰ(peak-to-average power)）比が増大する
ことである。従って、キャリア数の増大によるＰＡＰ比
の増大は、伝送の線形性を要求する。例えば、無線チャ
ネルでは、線形性の高いパワー増幅器を用いてＰＡＰ比
の問題に対処することが可能である。しかし、このよう
な線形パワー増幅器は、電力効率はあまり良好ではな
く、しかも、移動携帯アプリケーションでは、パワー増
幅器は容量の制限された高価な電池を電源とすることが
多いため、電力効率の問題は移動携帯アプリケーション
では欠点となる。
【０００６】このように、効率的かつ安価に伝送信号の
ＰＡＰ比を削減して、上記の問題点を解決しながらＯＦ
ＤＭの利益を提供することが可能なＯＦＤＭ送信器が必
要とされている。
ＰＡＰ比を削減して、上記の問題点を解決しながらＯＦ
ＤＭの利益を提供することが可能なＯＦＤＭ送信器が必
要とされている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】相補的符号化と変調方式
の組合せにより、本発明の原理によるＯＦＤＭ送信器シ
ステムは、相補的符号を用いてデータ信号を符号化し
て、送信信号のＰＡＰ比を縮小する。相補的符号化とＯ
ＦＤＭ変調を組み合わせて同時に実行することによっ
て、ＯＦＤＭ送信器の相補的キャリア信号が効率的かつ
安価に生成される。相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム
は、相補的符号化とＯＦＤＭ変調に用いられる数学的構
造の類似性を活用することによってこれを実現する。さ
らに、相補的符号化変調システムは、スケーラビリティ
を提供するように変更することが可能であり、これによ
り、ＯＦＤＭ送信器はさまざまな伝送環境で動作可能と
なる。
の組合せにより、本発明の原理によるＯＦＤＭ送信器シ
ステムは、相補的符号を用いてデータ信号を符号化し
て、送信信号のＰＡＰ比を縮小する。相補的符号化とＯ
ＦＤＭ変調を組み合わせて同時に実行することによっ
て、ＯＦＤＭ送信器の相補的キャリア信号が効率的かつ
安価に生成される。相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム
は、相補的符号化とＯＦＤＭ変調に用いられる数学的構
造の類似性を活用することによってこれを実現する。さ
らに、相補的符号化変調システムは、スケーラビリティ
を提供するように変更することが可能であり、これによ
り、ＯＦＤＭ送信器はさまざまな伝送環境で動作可能と
なる。
【０００８】本発明の相補的符号化変調システムを用い
たＯＦＤＭ送信器システムのスケーラビリティ機能は、
ＯＦＤＭ送信器システムの動作パラメータあるいは特性
のスケーリングを可能にする。例えば、制御回路は、Ｏ
ＦＤＭシンボル継続時間、キャリア数、あるいはキャリ
アあたりシンボルあたりのビット数の操作を通じてビッ
トレートをスケーリング（変更）することが可能であ
る。制御回路が、別の動作パラメータあるいは特性が有
利であると判断したときに、ＯＦＤＭ送信器システムの
動作パラメータあるいは特性をスケーリングすることに
よって、制御回路は、ＯＦＤＭ送信器の動作パラメータ
あるいは特性を動的に変更することができる。例えば、
ビットレートを適応させることによって、広範囲に変動
する信号帯域幅、遅延拡散許容量および信号対雑音比に
対する要求が達成される。スケーリング機能により、相
補的符号化変調システムを用いたＯＦＤＭ送信器は、さ
まざまな環境で動作することが可能となる。このよう
に、ＯＦＤＭは、移動無線通信装置のアプリケーション
に特に適している。このような移動無線通信装置は、屋
内および屋外で、異なる帯域幅の無線チャネルで、さま
ざまな環境におけるさまざまなサービスをサポートす
る。
たＯＦＤＭ送信器システムのスケーラビリティ機能は、
ＯＦＤＭ送信器システムの動作パラメータあるいは特性
のスケーリングを可能にする。例えば、制御回路は、Ｏ
ＦＤＭシンボル継続時間、キャリア数、あるいはキャリ
アあたりシンボルあたりのビット数の操作を通じてビッ
トレートをスケーリング（変更）することが可能であ
る。制御回路が、別の動作パラメータあるいは特性が有
利であると判断したときに、ＯＦＤＭ送信器システムの
動作パラメータあるいは特性をスケーリングすることに
よって、制御回路は、ＯＦＤＭ送信器の動作パラメータ
あるいは特性を動的に変更することができる。例えば、
ビットレートを適応させることによって、広範囲に変動
する信号帯域幅、遅延拡散許容量および信号対雑音比に
対する要求が達成される。スケーリング機能により、相
補的符号化変調システムを用いたＯＦＤＭ送信器は、さ
まざまな環境で動作することが可能となる。このよう
に、ＯＦＤＭは、移動無線通信装置のアプリケーション
に特に適している。このような移動無線通信装置は、屋
内および屋外で、異なる帯域幅の無線チャネルで、さま
ざまな環境におけるさまざまなサービスをサポートす
る。
【０００９】相補的符号化変調システムの実施例は、安
価で、小型で、高速であるため、あるいは、良好な電力
効率を有するため、実装技術が加算のほうを有利とする
場合、有効となる。テーブル参照あるいは乗算が有利で
ある場合には、別の実施例も有効となる可能性がある。
ある実施例の複雑さ（計算量）はキャリア数とともに線
形にスケーリングする。別の実施例は、乗算を使用し、
その実施例の複雑さはキャリア数とともに対数的にスケ
ーリングする。
価で、小型で、高速であるため、あるいは、良好な電力
効率を有するため、実装技術が加算のほうを有利とする
場合、有効となる。テーブル参照あるいは乗算が有利で
ある場合には、別の実施例も有効となる可能性がある。
ある実施例の複雑さ（計算量）はキャリア数とともに線
形にスケーリングする。別の実施例は、乗算を使用し、
その実施例の複雑さはキャリア数とともに対数的にスケ
ーリングする。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の原理によるＯＦＤ
Ｍ送信器に対する相補的符号化変調システムの実施例に
ついて説明する。この相補的符号化変調システムは、送
信信号のピーク対平均電力比が小さいＯＦＤＭ送信器を
効率的かつ安価に提供するように実現される。
Ｍ送信器に対する相補的符号化変調システムの実施例に
ついて説明する。この相補的符号化変調システムは、送
信信号のピーク対平均電力比が小さいＯＦＤＭ送信器を
効率的かつ安価に提供するように実現される。
【００１１】以下の実施例では８キャリアシステムを用
いるが、本発明の原理は他のキャリア数を用いたＯＦＤ
Ｍ送信器にも適用される。Ｎ個のキャリアを有するＯＦ
ＤＭシステムに、相補的符号を使用することが可能であ
る。ただし、Ｎは２の累乗である。代替実施例として、
２n個のキャリアを有するシステムに直ちに一般化され
る。これらの実施例では、変調に位相シフトキーイング
（ＰＳＫ）を用いる。ＰＳＫは、キャリアに可変位相シ
フトを加えてデータビットを符号化する。Ｍ相シフトキ
ーイングでは、可能な位相シフトは２π／Ｍラジアンの
整数倍である。２πの位相シフトは０ラジアンのシフト
と同一であるため、相異なるＭ個の位相シフトが可能で
あり、各位相シフトはｌｏｇ2Ｎビットを符号化する。
特定実施例では、８−ＰＳＫを用いる。これは、３デー
タビットを符号化する８点コンステレーションに対応す
る。他のコンステレーションサイズも可能である。８−
ＰＳＫ変調により、キャリアごとに３ビットの符号化が
可能となり、これにキャリア数を乗じると、チャネルシ
ンボルあたり２４ビットとなる。これらの実施例で長さ
８の相補的符号を用い、レートを０．５とすると、１２
データビットを符号化することができる。これに関して
も、説明する実施例はＭ−ＰＳＫに直ちに一般化され
る。ただしＭは２の累乗、すなわち、Ｍ＝２mである。
いるが、本発明の原理は他のキャリア数を用いたＯＦＤ
Ｍ送信器にも適用される。Ｎ個のキャリアを有するＯＦ
ＤＭシステムに、相補的符号を使用することが可能であ
る。ただし、Ｎは２の累乗である。代替実施例として、
２n個のキャリアを有するシステムに直ちに一般化され
る。これらの実施例では、変調に位相シフトキーイング
（ＰＳＫ）を用いる。ＰＳＫは、キャリアに可変位相シ
フトを加えてデータビットを符号化する。Ｍ相シフトキ
ーイングでは、可能な位相シフトは２π／Ｍラジアンの
整数倍である。２πの位相シフトは０ラジアンのシフト
と同一であるため、相異なるＭ個の位相シフトが可能で
あり、各位相シフトはｌｏｇ2Ｎビットを符号化する。
特定実施例では、８−ＰＳＫを用いる。これは、３デー
タビットを符号化する８点コンステレーションに対応す
る。他のコンステレーションサイズも可能である。８−
ＰＳＫ変調により、キャリアごとに３ビットの符号化が
可能となり、これにキャリア数を乗じると、チャネルシ
ンボルあたり２４ビットとなる。これらの実施例で長さ
８の相補的符号を用い、レートを０．５とすると、１２
データビットを符号化することができる。これに関して
も、説明する実施例はＭ−ＰＳＫに直ちに一般化され
る。ただしＭは２の累乗、すなわち、Ｍ＝２mである。
【００１２】図１に、ＯＦＤＭ送信器システム１０を示
す。データ源１１からの１２個のデータビットが４個の
データシンボルｄ0、ｄ1、ｄ2、およびｄ3へとグループ
化される。各データシンボルは３ビットを符号化する。
従って、これらの値の十進表示は０から７までの値をと
りうる。これらのデータシンボルはグレイ符号器１２に
入力される。グレイ符号器１２では、位相変調で通常行
われるように、ベクトルｄ＝（ｄk）がベクトルｘにマ
ッピングされる。ベクトルｘの第ｋ成分はｄkをグレイ
符号化することによって形成される。８−ＰＳＫの場
合、コンステレーションマップは｛０，１，３，２，
７，６，４，５｝で与えられる。乗算器１３を用いて、
キャリアあたりシンボルあたりのビット数をスケールす
ることができる（後述）。
す。データ源１１からの１２個のデータビットが４個の
データシンボルｄ0、ｄ1、ｄ2、およびｄ3へとグループ
化される。各データシンボルは３ビットを符号化する。
従って、これらの値の十進表示は０から７までの値をと
りうる。これらのデータシンボルはグレイ符号器１２に
入力される。グレイ符号器１２では、位相変調で通常行
われるように、ベクトルｄ＝（ｄk）がベクトルｘにマ
ッピングされる。ベクトルｘの第ｋ成分はｄkをグレイ
符号化することによって形成される。８−ＰＳＫの場
合、コンステレーションマップは｛０，１，３，２，
７，６，４，５｝で与えられる。乗算器１３を用いて、
キャリアあたりシンボルあたりのビット数をスケールす
ることができる（後述）。
【００１３】ベクトルｘのデータビットは、相補的行列
乗算ブロック１４に入力される。ここで、ベクトルｘ＝
（ｘi）（ｉ＝０，...，３）は、 ｙ＝ｘＧ （１） に従ってベクトルｙ＝（ｙk）（ｋ＝０，...，７）にマ
ッピングされる。Ｇは、０および１の相補的符号変換行
列であり、この例では次式で与えられる。
乗算ブロック１４に入力される。ここで、ベクトルｘ＝
（ｘi）（ｉ＝０，...，３）は、 ｙ＝ｘＧ （１） に従ってベクトルｙ＝（ｙk）（ｋ＝０，...，７）にマ
ッピングされる。Ｇは、０および１の相補的符号変換行
列であり、この例では次式で与えられる。
【数１】 一般に、行列Ｇは、すべて１の行を１行含むＮ×（１＋
ｌｏｇＮ）行列である。残りの行は、転置されると、数
Ｎ−１，...，０の二進表示を形成する。注意すべき点
であるが、Ｇの列は規則的なパターンを用いているが、
逆順にすることも可能である。
ｌｏｇＮ）行列である。残りの行は、転置されると、数
Ｎ−１，...，０の二進表示を形成する。注意すべき点
であるが、Ｇの列は規則的なパターンを用いているが、
逆順にすることも可能である。
【００１４】この特定実施例では、加算器１６が、行列
Ｇとの乗算を実行してベクトルｙを得る。加算器１６
は、８（Ｍ）を法とする加算器（すなわち、３ビット幅
の加算器）を表す。ベクトルｙは、次式のようにして、
８個の複素キャリアフェーザすなわち位相シフトにマッ
ピングされる。
Ｇとの乗算を実行してベクトルｙを得る。加算器１６
は、８（Ｍ）を法とする加算器（すなわち、３ビット幅
の加算器）を表す。ベクトルｙは、次式のようにして、
８個の複素キャリアフェーザすなわち位相シフトにマッ
ピングされる。
【数２】 ただし、ｋ＝０，１，...，７であり、Ｋはカーネル
（核）ベクトルである。このベクトルの成分ｋmは１ま
たは−１のいずれかをとりうる。この特定実施例では、
カーネルベクトルはＫ＝（１，−１，１，１，−１，
１，１，１）であり、カーネルベクトルとの乗算により
相補的符号変換が行われる。相補的位相マッパ１８は、
式（２）に従って、ベクトルｙおよびカーネルベクトル
を用いて８個の相補的キャリア位相シフトを出力する。
この特定実施例では、相補的コンステレーションマッパ
１８は、入力（これはＭ個の値をとりうる）を８−ＰＳ
Ｋコンステレーションに変換し、ｃkの実部（同相）お
よび虚部（直交）をＩＤＦＴブロック２２に出力する。
相補的コンステレーションマッパ１８の−Ｗブロックは
負のカーネル成分に対応し、相補的符号変換に従って出
力に−１を乗じる。この特定実施例では、相補的コンス
テレーションマッパ１８は、相補的複素キャリア位相シ
フトを、ｃiの実部および虚部を表す２×８ビットとし
て出力する。精度要求に応じて他の数も使用可能であ
る。８−ＰＳＫの場合、マッパ１８は、表１を８ビット
量子化したものを内容とするルックアップテーブル（Ｌ
ＵＴ）として実現され、これにより８×１６ビットのル
ックアップテーブルが得られる。−ＷＬＵＴは、上記の
相補的符号変換の一部としてカーネルベクトルを実現す
るＷＬＵＴを符号反転したものである。
（核）ベクトルである。このベクトルの成分ｋmは１ま
たは−１のいずれかをとりうる。この特定実施例では、
カーネルベクトルはＫ＝（１，−１，１，１，−１，
１，１，１）であり、カーネルベクトルとの乗算により
相補的符号変換が行われる。相補的位相マッパ１８は、
式（２）に従って、ベクトルｙおよびカーネルベクトル
を用いて８個の相補的キャリア位相シフトを出力する。
この特定実施例では、相補的コンステレーションマッパ
１８は、入力（これはＭ個の値をとりうる）を８−ＰＳ
Ｋコンステレーションに変換し、ｃkの実部（同相）お
よび虚部（直交）をＩＤＦＴブロック２２に出力する。
相補的コンステレーションマッパ１８の−Ｗブロックは
負のカーネル成分に対応し、相補的符号変換に従って出
力に−１を乗じる。この特定実施例では、相補的コンス
テレーションマッパ１８は、相補的複素キャリア位相シ
フトを、ｃiの実部および虚部を表す２×８ビットとし
て出力する。精度要求に応じて他の数も使用可能であ
る。８−ＰＳＫの場合、マッパ１８は、表１を８ビット
量子化したものを内容とするルックアップテーブル（Ｌ
ＵＴ）として実現され、これにより８×１６ビットのル
ックアップテーブルが得られる。−ＷＬＵＴは、上記の
相補的符号変換の一部としてカーネルベクトルを実現す
るＷＬＵＴを符号反転したものである。
【表１】 表１：８−ＰＳＫルックアップテーブル
【００１５】相補的複素キャリア位相シフトは１６点Ｉ
ＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）２２に入力される。ＩＤ
ＦＴ２２は、相補的キャリア位相シフトｃ＝（ｃi）に
適用され、ここのキャリア位相シフトを、１６成分から
なる時系列すなわちＯＦＤＭシンボルに変換する。Ｎキ
ャリアシステムの場合、２Ｎ点（あるいはそれ以上）Ｉ
ＤＦＴ２２が用いられる。例えば、この特定実施例で
は、８個の相補的複素キャリア位相シフトがＩＤＦＴ２
２に入力され、１６成分のＯＦＤＭシンボルが生成され
る。このような２倍（以上）のオーバーサンプリング
は、送信器の後続段における、あるいは、伝送チャネル
におけるローパスフィルタリング（意図するものかどう
かにかかわらず）による好ましくない周波数歪みを導入
するエイリアシング効果を低減するために必要とされ
る。
ＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）２２に入力される。ＩＤ
ＦＴ２２は、相補的キャリア位相シフトｃ＝（ｃi）に
適用され、ここのキャリア位相シフトを、１６成分から
なる時系列すなわちＯＦＤＭシンボルに変換する。Ｎキ
ャリアシステムの場合、２Ｎ点（あるいはそれ以上）Ｉ
ＤＦＴ２２が用いられる。例えば、この特定実施例で
は、８個の相補的複素キャリア位相シフトがＩＤＦＴ２
２に入力され、１６成分のＯＦＤＭシンボルが生成され
る。このような２倍（以上）のオーバーサンプリング
は、送信器の後続段における、あるいは、伝送チャネル
におけるローパスフィルタリング（意図するものかどう
かにかかわらず）による好ましくない周波数歪みを導入
するエイリアシング効果を低減するために必要とされ
る。
【００１６】ＩＤＦＴ２２の出力は、巡回プレフィクサ
・窓関数ブロック２４に入力される。注意すべき点であ
るが、結果として得られた時系列にガード時間を加えた
ものは、シンボル時間より長いことがある。換言すれ
ば、引き続くシンボルが重なり合う可能性がある。巡回
プレフィクサ・窓関数ブロック２４は、ＯＦＤＭシンボ
ルに巡回プレフィクスを追加し、窓関数との畳込みを行
い、送信器フロントエンドへ送る。制御回路２６は、Ｏ
ＦＤＭ送信器１０にスケーリング機能を提供する（後
述）ことが可能である。
・窓関数ブロック２４に入力される。注意すべき点であ
るが、結果として得られた時系列にガード時間を加えた
ものは、シンボル時間より長いことがある。換言すれ
ば、引き続くシンボルが重なり合う可能性がある。巡回
プレフィクサ・窓関数ブロック２４は、ＯＦＤＭシンボ
ルに巡回プレフィクスを追加し、窓関数との畳込みを行
い、送信器フロントエンドへ送る。制御回路２６は、Ｏ
ＦＤＭ送信器１０にスケーリング機能を提供する（後
述）ことが可能である。
【００１７】図１において、この特定実施例では、相補
的符号化を実現するのに必要なデュアル入力加算器の数
は、０，１，...，Ｎ−１の二進表現における１の総数
に等しい。この数は（Ｎ／２）ｌｏｇＮに等しい。すな
わち、この例では１２である。この数は、図２の加算器
（すべてモジュロＭ）の相補的符号化装置２８を採用す
ることによってＮ−１まで減らすことができる。ここに
示す例は８キャリアシステムの場合であり、加算器の数
を１２から７に減らす。より多くのキャリアへの拡張は
容易である。
的符号化を実現するのに必要なデュアル入力加算器の数
は、０，１，...，Ｎ−１の二進表現における１の総数
に等しい。この数は（Ｎ／２）ｌｏｇＮに等しい。すな
わち、この例では１２である。この数は、図２の加算器
（すべてモジュロＭ）の相補的符号化装置２８を採用す
ることによってＮ−１まで減らすことができる。ここに
示す例は８キャリアシステムの場合であり、加算器の数
を１２から７に減らす。より多くのキャリアへの拡張は
容易である。
【００１８】相補的キャリア位相シフトｃkをＯＦＤＭ
シンボル時系列ｓ（ｉ）に変換するための２Ｎ点ＩＤＦ
Ｔの公式は次の通りである。
シンボル時系列ｓ（ｉ）に変換するための２Ｎ点ＩＤＦ
Ｔの公式は次の通りである。
【数３】 この式から明らかなように、ＩＤＦＴ２４は、符号化と
全く同じように、加算およびコンステレーションマッピ
ングを含む。相違点は、ＬＵＴ２０が８（一般にＭ）点
コンステレーションではなくＫ＝１６点コンステレーシ
ョン（一般にはＫ＝２Ｎ）を含む点だけである。簡単の
ためＷ＝ｅｘｐ（ｊ２π／１６）とすると、符号化ＩＤ
ＦＴ変調の式は次のようになる。
全く同じように、加算およびコンステレーションマッピ
ングを含む。相違点は、ＬＵＴ２０が８（一般にＭ）点
コンステレーションではなくＫ＝１６点コンステレーシ
ョン（一般にはＫ＝２Ｎ）を含む点だけである。簡単の
ためＷ＝ｅｘｐ（ｊ２π／１６）とすると、符号化ＩＤ
ＦＴ変調の式は次のようになる。
【数４】 これは、ｉの整数倍を分解することによって、次のよう
に書き直すことができる。
に書き直すことができる。
【数５】 並べ替えると、次のようになる。
【数６】
【００１９】このように、データ入力ｘ1、ｘ2、および
ｘ3の倍数に４ｉ、２ｉ、およびｉを加えることによっ
て、相補的符号化に用いられるのと同じ加算器構造を用
いてｉの倍数を生成し、それにより、ＯＦＤＭ変調の時
間ベースを得ることができる。この場合の、本発明の原
理による相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム３０を図３
に示す。相補的符号化変調システム３０は、時間ベース
生成器３２を用いてＯＦＤＭ変調の時間ベースを生成す
る。この特定実施例では、カウンタ３４は、クロック３
５に応答して、０から１５（一般には２Ｎ−１）まで計
数して時間ベースｉを生成する。倍数２ｉ、および４ｉ
は、ブロック３７によって出力されるシフトした値を用
いて得られる。乗算器４６は、ｘ0，...，ｘ3のデータ
入力に対して２Ｎ／Ｍのデフォルト乗算を実行し、制御
回路４５に応答してデータ入力を操作して、キャリアあ
たりシンボルあたりのビット数をスケーリングするスケ
ーリング機能（後述）を提供する。
ｘ3の倍数に４ｉ、２ｉ、およびｉを加えることによっ
て、相補的符号化に用いられるのと同じ加算器構造を用
いてｉの倍数を生成し、それにより、ＯＦＤＭ変調の時
間ベースを得ることができる。この場合の、本発明の原
理による相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム３０を図３
に示す。相補的符号化変調システム３０は、時間ベース
生成器３２を用いてＯＦＤＭ変調の時間ベースを生成す
る。この特定実施例では、カウンタ３４は、クロック３
５に応答して、０から１５（一般には２Ｎ−１）まで計
数して時間ベースｉを生成する。倍数２ｉ、および４ｉ
は、ブロック３７によって出力されるシフトした値を用
いて得られる。乗算器４６は、ｘ0，...，ｘ3のデータ
入力に対して２Ｎ／Ｍのデフォルト乗算を実行し、制御
回路４５に応答してデータ入力を操作して、キャリアあ
たりシンボルあたりのビット数をスケーリングするスケ
ーリング機能（後述）を提供する。
【００２０】追加の加算装置３６は、３個の追加の加算
器（一般には、ｉ、２ｉ、および４ｉをｘ1〜ｘ3に加え
るためにｌｏｇＮ個使用される）を有する。追加加算装
置３６は、相補的符号変換を受けているデータ入力を、
ＯＦＤＭ変調の時間ベースに加える。データ入力と時間
ベースを加えたものは加算装置３８に入力される。追加
加算装置３６および加算装置３８の加算器は、ｍｏｄ
８（Ｍ）からモジュロ１６（２Ｎ）に拡張される。位相
マッパ４０のルックアップテーブル４２のエントリは８
個から１６個に拡張される。Ｎ個の相補的キャリアすべ
ての加算には、Ｎ−１個の複素加算器（２Ｎ−２個の実
加算器）が使用される。これらは、キャリア加算装置４
４内にあって、相補的符号化されたＯＦＤＭを適当な時
間ベースで生成することが可能である。
器（一般には、ｉ、２ｉ、および４ｉをｘ1〜ｘ3に加え
るためにｌｏｇＮ個使用される）を有する。追加加算装
置３６は、相補的符号変換を受けているデータ入力を、
ＯＦＤＭ変調の時間ベースに加える。データ入力と時間
ベースを加えたものは加算装置３８に入力される。追加
加算装置３６および加算装置３８の加算器は、ｍｏｄ
８（Ｍ）からモジュロ１６（２Ｎ）に拡張される。位相
マッパ４０のルックアップテーブル４２のエントリは８
個から１６個に拡張される。Ｎ個の相補的キャリアすべ
ての加算には、Ｎ−１個の複素加算器（２Ｎ−２個の実
加算器）が使用される。これらは、キャリア加算装置４
４内にあって、相補的符号化されたＯＦＤＭを適当な時
間ベースで生成することが可能である。
【００２１】制御回路４５は、ＯＦＤＭ送信器３０の動
作パラメータのスケーリング（後述）を行う。制御回路
４５は、外部設定の入力、受信器フィードバック、ある
いはデータ入力に応答して、データ源１１、グレイ符号
器１２、時間ベース生成器３２、時間ベース調整ブロッ
ク３７、乗算器４６あるいはキャリア加算装置４４に制
御信号を出力する。こうして、制御回路４５は、ＯＦＤ
Ｍ送信器３０の動作パラメータおよび特性をスケーリン
グして所望の動作結果を達成することができる。
作パラメータのスケーリング（後述）を行う。制御回路
４５は、外部設定の入力、受信器フィードバック、ある
いはデータ入力に応答して、データ源１１、グレイ符号
器１２、時間ベース生成器３２、時間ベース調整ブロッ
ク３７、乗算器４６あるいはキャリア加算装置４４に制
御信号を出力する。こうして、制御回路４５は、ＯＦＤ
Ｍ送信器３０の動作パラメータおよび特性をスケーリン
グして所望の動作結果を達成することができる。
【００２２】巡回プレフィクスは、この設計によって実
現される。カウンタが３１から０に折り返すと、同じｘ
iが入力される限り同じ波形が繰り返される。新たなデ
ータが入力されると、カウンタは、データ源１１に応答
した制御回路４５によって０にリセットされる。すなわ
ち、制御回路４５は、ＯＦＤＭ送信器３０が次のデータ
に対する準備ができていると判定すると、データ源１１
に対して、次のデータを送るよう通知し、カウンタ３４
をリセットする。なお、巡回ポストフィクスもこのよう
にして生成される。Ｍ点コンステレーションの第１象限
のみがリストされる場合、他の３象限は第１象限から容
易に導出することができるため、ルックアップテーブル
４２のサイズを４分の１に縮小することができる。ま
た、「偶数の」ルックアップテーブルの場合には２分の
１のサイズ縮小が可能である。ｋが偶数の場合、ｉのす
べての値に対して（２・（・）＋ｋ・ｉ）は偶数である
ため、奇数のエントリはすべて、偶数のＬＵＴから落と
すことが可能となり、全ＬＵＴメモリは２５％削減され
る。
現される。カウンタが３１から０に折り返すと、同じｘ
iが入力される限り同じ波形が繰り返される。新たなデ
ータが入力されると、カウンタは、データ源１１に応答
した制御回路４５によって０にリセットされる。すなわ
ち、制御回路４５は、ＯＦＤＭ送信器３０が次のデータ
に対する準備ができていると判定すると、データ源１１
に対して、次のデータを送るよう通知し、カウンタ３４
をリセットする。なお、巡回ポストフィクスもこのよう
にして生成される。Ｍ点コンステレーションの第１象限
のみがリストされる場合、他の３象限は第１象限から容
易に導出することができるため、ルックアップテーブル
４２のサイズを４分の１に縮小することができる。ま
た、「偶数の」ルックアップテーブルの場合には２分の
１のサイズ縮小が可能である。ｋが偶数の場合、ｉのす
べての値に対して（２・（・）＋ｋ・ｉ）は偶数である
ため、奇数のエントリはすべて、偶数のＬＵＴから落と
すことが可能となり、全ＬＵＴメモリは２５％削減され
る。
【００２３】このように、この特定実施例によれば、相
補的符号化と変調の類似性を利用した相補的符号化変調
方式により相補的符号化およびＯＦＤＭ変調を並列に実
行して、相補的符号化されたＯＦＤＭシンボルを実時間
で生成し、ＯＦＤＭ送信器の符号化変調システムを効率
的かつ安価に提供することができる。この特定設計は、
安価、小型、高速あるいは電力効率がよいという理由で
実装技術において加算のほうが有利である場合には有効
である。
補的符号化と変調の類似性を利用した相補的符号化変調
方式により相補的符号化およびＯＦＤＭ変調を並列に実
行して、相補的符号化されたＯＦＤＭシンボルを実時間
で生成し、ＯＦＤＭ送信器の符号化変調システムを効率
的かつ安価に提供することができる。この特定設計は、
安価、小型、高速あるいは電力効率がよいという理由で
実装技術において加算のほうが有利である場合には有効
である。
【００２４】ルックアップメモリのほうが有利であるよ
うな実装技術を用いる場合、本発明の相補的符号化変調
システムは図４のように実装すると有効である。相補的
符号化ＯＦＤＭ変調システム５０は、窓関数を含む８個
のルックアップテーブル（ＬＵＴ）５２のセットを使用
する。ＬＵＴ５２は、加算器構成２８からの入力
ｙ0，...，ｙ7を受け取り、図２のような相補的符号化
を実行する。この特定実施例には以下のような特徴があ
る。
うな実装技術を用いる場合、本発明の相補的符号化変調
システムは図４のように実装すると有効である。相補的
符号化ＯＦＤＭ変調システム５０は、窓関数を含む８個
のルックアップテーブル（ＬＵＴ）５２のセットを使用
する。ＬＵＴ５２は、加算器構成２８からの入力
ｙ0，...，ｙ7を受け取り、図２のような相補的符号化
を実行する。この特定実施例には以下のような特徴があ
る。
【００２５】・図２の加算器構成２８を用いた、データ
ベクトルｄから位相ベクトルｙへの変換。
ベクトルｄから位相ベクトルｙへの変換。
【００２６】・乗算器１３は、キャリアあたりシンボル
あたりのビット数のスケーリングを行う（後述）。
あたりのビット数のスケーリングを行う（後述）。
【００２７】・相補的キャリアｓk（ｉ）＝ｃkＷkiごと
のＬＵＴ５２（全部で８（Ｎ）個のＬＵＴ５２、ｋ＝
０，１，...，７のそれぞれに対して１個ずつ）。ＬＵ
Ｔ５２は、相補的符号変換の一部を受けたデータ入力
と、ＯＦＤＭ変調のための時間ベースを受け取る。この
特定実施例では、ＬＵＴ５２は、前の実施例で説明した
ようなカーネル符号を適用して相補的符号変換を完成す
る。
のＬＵＴ５２（全部で８（Ｎ）個のＬＵＴ５２、ｋ＝
０，１，...，７のそれぞれに対して１個ずつ）。ＬＵ
Ｔ５２は、相補的符号変換の一部を受けたデータ入力
と、ＯＦＤＭ変調のための時間ベースを受け取る。この
特定実施例では、ＬＵＴ５２は、前の実施例で説明した
ようなカーネル符号を適用して相補的符号変換を完成す
る。
【００２８】・各ＬＵＴ５２は、ｙk＝０，１，...，７
（一般にはＭ−１）のすべての可能な値に対して１つず
つの、８（一般にはＭ）個の時系列を有する。
（一般にはＭ−１）のすべての可能な値に対して１つず
つの、８（一般にはＭ）個の時系列を有する。
【００２９】・時系列は１６＋Ｘ（一般には２Ｎ＋Ｘ）
個の時間サンプルからなり、１６（２Ｎ）個のサンプル
の記号と、Ｘ個のサンプルの巡回プレフィクスを有す
る。実際にはＸ＜２Ｎである。従って、クロック５５に
応答する時間ベース生成器（カウンタ）５４から生成さ
れるサンプルカウントとして４Ｎは余裕のある見積もり
である。
個の時間サンプルからなり、１６（２Ｎ）個のサンプル
の記号と、Ｘ個のサンプルの巡回プレフィクスを有す
る。実際にはＸ＜２Ｎである。従って、クロック５５に
応答する時間ベース生成器（カウンタ）５４から生成さ
れるサンプルカウントとして４Ｎは余裕のある見積もり
である。
【００３０】・時間サンプルｉは、例えば上方にずらし
たコサイン窓のような窓関数で重みづけされる。
たコサイン窓のような窓関数で重みづけされる。
【００３１】・加算器ツリー５６は、（Ｎ−１）個の複
素加算器からなり、Ｎ個の相補的キャリアＳk（ｉ）を
加算してＯＦＤＭシンボルを生成する。
素加算器からなり、Ｎ個の相補的キャリアＳk（ｉ）を
加算してＯＦＤＭシンボルを生成する。
【００３２】・制御回路５８は、データ源１１、外部設
定あるいは受信器フィードバックに応答して、巡回プレ
フィクス、および、ＯＦＤＭ送信器５０の動作パラメー
タのスケーリング（後述）を行う。これを実行するた
め、制御回路５８は、データ源１１、グレイ符号器１
２、乗算器１３、時間ベース調整ブロック３７、カウン
タ５４あるいはキャリア加算装置５６に制御信号を送
る。
定あるいは受信器フィードバックに応答して、巡回プレ
フィクス、および、ＯＦＤＭ送信器５０の動作パラメー
タのスケーリング（後述）を行う。これを実行するた
め、制御回路５８は、データ源１１、グレイ符号器１
２、乗算器１３、時間ベース調整ブロック３７、カウン
タ５４あるいはキャリア加算装置５６に制御信号を送
る。
【００３３】図３の実施例で、ルックアップテーブル４
２は、次の関数の結果を出力した。 ｏｕｔｐｕｔ＝Ｗinput この特定実施例のＬＵＴ５２は次の伝達関数を有する。 ｏｕｔｐｕｔk＝Ｗk x input1 + input2 これは、時間ベースｉの倍数が、相補的符号化加算装置
３８（図３）によってではなくルックアップテーブル５
２によって計算されることを意味する。また、この特定
実施例は窓かけを実行する。そうでなければ、さらに、
４Ｎ個のサンプルの窓ＬＵＴおよび乗算器が必要とな
る。このように、この特定実施例は、実時間でＯＦＤＭ
シンボルを生成しながら窓関数を実行する。
２は、次の関数の結果を出力した。 ｏｕｔｐｕｔ＝Ｗinput この特定実施例のＬＵＴ５２は次の伝達関数を有する。 ｏｕｔｐｕｔk＝Ｗk x input1 + input2 これは、時間ベースｉの倍数が、相補的符号化加算装置
３８（図３）によってではなくルックアップテーブル５
２によって計算されることを意味する。また、この特定
実施例は窓かけを実行する。そうでなければ、さらに、
４Ｎ個のサンプルの窓ＬＵＴおよび乗算器が必要とな
る。このように、この特定実施例は、実時間でＯＦＤＭ
シンボルを生成しながら窓関数を実行する。
【００３４】この特定実施例では、複素サンプルを表現
するのに１６ビット（同相部分および直交部分にそれぞ
れ８ビットずつ）で十分であると仮定している。一般
に、それぞれＭ×４Ｎ個の複素サンプルを含むＮ個のル
ックアップテーブルが必要である。この特定実施例で
は、巡回プレフィクスがシンボルの半分を占める場合、
２５６個の複素サンプルのテーブルが８個となる。
するのに１６ビット（同相部分および直交部分にそれぞ
れ８ビットずつ）で十分であると仮定している。一般
に、それぞれＭ×４Ｎ個の複素サンプルを含むＮ個のル
ックアップテーブルが必要である。この特定実施例で
は、巡回プレフィクスがシンボルの半分を占める場合、
２５６個の複素サンプルのテーブルが８個となる。
【００３５】相補的符号化変調の式は次のように書き直
すことができる。
すことができる。
【数７】 これは次のように簡略化することができる。
【数８】 さらに、次のようになる。
【数９】 従って、次の漸化式
【数１０】 の結果としてｓ（ｉ）＝Ｓ3 -（ｉ）が得られる。この漸
化式は、本発明の原理に従って、図５の相補的符号化変
調システム６０として実現される。
化式は、本発明の原理に従って、図５の相補的符号化変
調システム６０として実現される。
【００３６】この特定実施例では、クロック６３に応答
する時間ベース生成器６２からの出力は、時間ベース調
整ブロック３７によって操作され、ＯＦＤＭ変調の時間
ベースとして加算装置６４に２ｉおよび４ｉを出力す
る。グレイ符号器１２からのデータ入力ｘ0，...，ｘ3
はブロック４６で２倍にされる。乗算器４６は、デフォ
ルト乗算２Ｎ／Ｍを実行するとともに、データ入力
ｘ0，...，ｘ3を乗算して、キャリアあたりシンボルあ
たりのビット数のスケーリング（後述）を行う。２倍に
されたデータ入力ｘ1，...，ｘ3は、相補的符号変換の
一部としての加算装置６４によって受け取られる。入力
２ｘ0および加算装置６４からの出力は、ルックアップ
テーブル（ＬＵＴ）６６を表すＷブロック６６に入力さ
れる。ＬＵＴ６６は、Ｗをｉの倍数乗する。ただし、Ｗ
＝ｅｘｐ（ｊ２π／１６）である。ＬＵＴ６６からの出
力は、乗算加算装置６８に入力される。乗算加算装置６
８は、相補的符号化ＯＦＤＭシンボルを生成する。こう
して、この構成は、本発明の原理に従って相補的符号化
と変調を組み合わせる。
する時間ベース生成器６２からの出力は、時間ベース調
整ブロック３７によって操作され、ＯＦＤＭ変調の時間
ベースとして加算装置６４に２ｉおよび４ｉを出力す
る。グレイ符号器１２からのデータ入力ｘ0，...，ｘ3
はブロック４６で２倍にされる。乗算器４６は、デフォ
ルト乗算２Ｎ／Ｍを実行するとともに、データ入力
ｘ0，...，ｘ3を乗算して、キャリアあたりシンボルあ
たりのビット数のスケーリング（後述）を行う。２倍に
されたデータ入力ｘ1，...，ｘ3は、相補的符号変換の
一部としての加算装置６４によって受け取られる。入力
２ｘ0および加算装置６４からの出力は、ルックアップ
テーブル（ＬＵＴ）６６を表すＷブロック６６に入力さ
れる。ＬＵＴ６６は、Ｗをｉの倍数乗する。ただし、Ｗ
＝ｅｘｐ（ｊ２π／１６）である。ＬＵＴ６６からの出
力は、乗算加算装置６８に入力される。乗算加算装置６
８は、相補的符号化ＯＦＤＭシンボルを生成する。こう
して、この構成は、本発明の原理に従って相補的符号化
と変調を組み合わせる。
【００３７】制御回路６９は、データ源１１、外部設定
あるいは受信器フィードバックに応答して、巡回プレフ
ィクス、および、動作パラメータのスケーリングを行
う。これを実現するため、制御回路６９は、データ源１
１、グレイ符号器１２、時間ベース調整ブロック３７、
乗算器４６、カウンタ６２、クロック６３、オフセット
ブロック７１、あるいは信号セレクタ７２に制御信号を
送る。
あるいは受信器フィードバックに応答して、巡回プレフ
ィクス、および、動作パラメータのスケーリングを行
う。これを実現するため、制御回路６９は、データ源１
１、グレイ符号器１２、時間ベース調整ブロック３７、
乗算器４６、カウンタ６２、クロック６３、オフセット
ブロック７１、あるいは信号セレクタ７２に制御信号を
送る。
【００３８】一般に、この設計は、ちょうどｌｏｇＮ個
の乗算器７０ａ〜ｃ、および、これと同数の加減算を用
いる。この実現は、ディジタル信号プロセッサでの実装
に特に適しているが、これに限定されるものではない。
この場合、乗算は加算とコストが等しい（すなわち高速
である）。また、２つの数の加算と減算は並列に実行可
能である。この設計は、次式に示される理由から、第１
の乗算器７０ａを加算器で時間することができるという
ことを認識することによってさらに改善される。
の乗算器７０ａ〜ｃ、および、これと同数の加減算を用
いる。この実現は、ディジタル信号プロセッサでの実装
に特に適しているが、これに限定されるものではない。
この場合、乗算は加算とコストが等しい（すなわち高速
である）。また、２つの数の加算と減算は並列に実行可
能である。この設計は、次式に示される理由から、第１
の乗算器７０ａを加算器で時間することができるという
ことを認識することによってさらに改善される。
【数１１】 さらに、Ｓ1 +（ｉ）およびＳ1 -（ｉ）は周期４を有す
る。（これは、Ｓ1 +（ｉ）およびＳ1 -（ｉ）が、ｉのす
べての値に対する１６回ではなく、ｉ＝０，１，２およ
び３に対する４回のみ評価されればよいことを意味す
る。）同様に、Ｓ2 +（ｉ）およびＳ2 -（ｉ）は周期８を
有する。これらの調整により、この例では、乗算回数は
３から（８＋１６）／１６＝１．５に減少する。
る。（これは、Ｓ1 +（ｉ）およびＳ1 -（ｉ）が、ｉのす
べての値に対する１６回ではなく、ｉ＝０，１，２およ
び３に対する４回のみ評価されればよいことを意味す
る。）同様に、Ｓ2 +（ｉ）およびＳ2 -（ｉ）は周期８を
有する。これらの調整により、この例では、乗算回数は
３から（８＋１６）／１６＝１．５に減少する。
【００３９】本発明の別の特徴によれば、制御回路２６
（図１）、４５（図３）、５８（図４）および６９（図
５）は、シンボル時間、ＰＳＫコンステレーションサイ
ズ、キャリア数、あるいは、キャリアあたりシンボルあ
たりのビット数のような動作パラメータあるいは特性を
調整することによって、以下で説明ように、動作特性の
スケーラビリティを実現する。制御回路は、異なる動作
パラメータあるいは特性が有利であると判断したときに
ＯＦＤＭ送信器の動作パラメータあるいは特性をスケー
リングすることによって、ＯＦＤＭ送信器の動作パラメ
ータあるいは特性を動的に変化させることができる。例
えば、ビットレートに適応することによって、大幅に変
動する信号帯域幅、遅延拡散許容量および信号対ノイズ
比条件が達成されることにより、自由度の高い（動的
に）スケーリング可能な送信システムの実現のための有
効な変調方式が提供される。
（図１）、４５（図３）、５８（図４）および６９（図
５）は、シンボル時間、ＰＳＫコンステレーションサイ
ズ、キャリア数、あるいは、キャリアあたりシンボルあ
たりのビット数のような動作パラメータあるいは特性を
調整することによって、以下で説明ように、動作特性の
スケーラビリティを実現する。制御回路は、異なる動作
パラメータあるいは特性が有利であると判断したときに
ＯＦＤＭ送信器の動作パラメータあるいは特性をスケー
リングすることによって、ＯＦＤＭ送信器の動作パラメ
ータあるいは特性を動的に変化させることができる。例
えば、ビットレートに適応することによって、大幅に変
動する信号帯域幅、遅延拡散許容量および信号対ノイズ
比条件が達成されることにより、自由度の高い（動的
に）スケーリング可能な送信システムの実現のための有
効な変調方式が提供される。
【００４０】上記のスケーラブルＯＦＤＭ送信器は、以
下のようないくつかの動作パラメータによって特徴づけ
られる。キャリア数（Ｎ）、シンボル継続時間（Ｔ）、
キャリアあたりシンボルあたりのビット数（ｍ）、およ
びシンボル継続時間のうちガード時間として用いられる
割合
下のようないくつかの動作パラメータによって特徴づけ
られる。キャリア数（Ｎ）、シンボル継続時間（Ｔ）、
キャリアあたりシンボルあたりのビット数（ｍ）、およ
びシンボル継続時間のうちガード時間として用いられる
割合
【００４１】これらのパラメータをスケーリングするこ
とによって、以下のようないくつかの動作特性がスケー
リングされる。ビットレートあるいはデータレート、信
号対ノイズ比（ＳＮＲが大きいほどビット誤り率は低
い）、遅延拡散許容量、信号帯域幅、および実行計算量
とによって、以下のようないくつかの動作特性がスケー
リングされる。ビットレートあるいはデータレート、信
号対ノイズ比（ＳＮＲが大きいほどビット誤り率は低
い）、遅延拡散許容量、信号帯域幅、および実行計算量
【００４２】上記の実施例のＯＦＤＭ特性はさまざまな
方法でスケーリングされる。
方法でスケーリングされる。
【００４３】［Ａ．改善されたＯＦＤＭ送信器のデータ
レートを２倍にするには］ １．キャリア数を２倍にする。ＩＤＦＴ実装の場合、遅
延拡散許容量は同じままであり、信号帯域幅は２倍にな
り、実行計算量は４倍になる（演算数および速度がいず
れも２倍になる）。あるいは、ＩＦＦＴ実装を用いる場
合には２（ｎ＋１）／ｎ倍になる。
レートを２倍にするには］ １．キャリア数を２倍にする。ＩＤＦＴ実装の場合、遅
延拡散許容量は同じままであり、信号帯域幅は２倍にな
り、実行計算量は４倍になる（演算数および速度がいず
れも２倍になる）。あるいは、ＩＦＦＴ実装を用いる場
合には２（ｎ＋１）／ｎ倍になる。
【００４４】２．シンボル継続時間を半分にする。遅延
拡散許容量は半分になり、信号帯域幅は２倍になるが、
実行計算量は２倍にしか増大しない（２倍の高速化によ
る）。
拡散許容量は半分になり、信号帯域幅は２倍になるが、
実行計算量は２倍にしか増大しない（２倍の高速化によ
る）。
【００４５】３．キャリアあたりシンボルあたりのビッ
ト数を２倍にする。帯域幅および遅延拡散許容量は変化
しないが、同じビット誤り率を得るためにはＳＮＲを高
くしなければならない。
ト数を２倍にする。帯域幅および遅延拡散許容量は変化
しないが、同じビット誤り率を得るためにはＳＮＲを高
くしなければならない。
【００４６】［Ｂ．遅延拡散許容量を２倍にするには］ １．シンボル期間を２倍にする。ビットレートは半分に
なるが、実行計算量も２分の１に減少する（速度が半分
になる）。
なるが、実行計算量も２分の１に減少する（速度が半分
になる）。
【００４７】２．Ｂ．１と同様であるが、Ａ．１による
ビットレートの損失を補償する。実行計算量は２倍にな
る（演算回数は２倍になり、速度は同じままとなる）。
ＩＦＦＴの場合、実行計算量は２（ｎ＋１）／ｎ倍に増
大する。
ビットレートの損失を補償する。実行計算量は２倍にな
る（演算回数は２倍になり、速度は同じままとなる）。
ＩＦＦＴの場合、実行計算量は２（ｎ＋１）／ｎ倍に増
大する。
【００４８】３．Ｂ．１と同様であるが、Ａ．３による
ビットレートの損失を補償する。これによりＳＮＲが低
下する。
ビットレートの損失を補償する。これによりＳＮＲが低
下する。
【００４９】［Ｃ．ＳＮＲ性能を高くするには］ １．キャリアあたりシンボルあたりのビット数を半分に
する。価格はビットレートの２倍の割合で低下する。
する。価格はビットレートの２倍の割合で低下する。
【００５０】２．Ｃ．１と同様であるが、Ａ．１による
ビットレートの損失を補償する。正味のコストは、実行
計算量（ＩＦＦＴの場合２（ｎ＋１）／ｎ）の４倍の割
合で増大し、信号帯域幅の２倍の割合で増大する。
ビットレートの損失を補償する。正味のコストは、実行
計算量（ＩＦＦＴの場合２（ｎ＋１）／ｎ）の４倍の割
合で増大し、信号帯域幅の２倍の割合で増大する。
【００５１】３．Ｃ．１と同様であるが、Ａ．２による
ビットレートの損失を補償する。正味のコストは、実行
計算量の２倍の割合で増大し、遅延拡散許容量の２倍の
割合で減少する。
ビットレートの損失を補償する。正味のコストは、実行
計算量の２倍の割合で増大し、遅延拡散許容量の２倍の
割合で減少する。
【００５２】さらに、スケーリングさせることが可能な
２個の動作パラメータがある。
２個の動作パラメータがある。
【００５３】１．ガード時間とシンボル時間の比。この
比を変えることにより、ＳＮＲ（相対的にガード時間が
長くなると、信号になるべきエネルギーが費やされ
る。）、ビットレート（相対的にガード時間が長くなる
とビットレートは低下する。）、および、遅延拡散許容
量（相対的にガード時間が長くなると、遅延拡散に対す
る耐性が改善される。）が影響を受ける。
比を変えることにより、ＳＮＲ（相対的にガード時間が
長くなると、信号になるべきエネルギーが費やされ
る。）、ビットレート（相対的にガード時間が長くなる
とビットレートは低下する。）、および、遅延拡散許容
量（相対的にガード時間が長くなると、遅延拡散に対す
る耐性が改善される。）が影響を受ける。
【００５４】２．符号化レート。一般に、ＯＦＤＭ固有
のチャネル障害によって引き起こされるビット誤り率を
低くするために、チャネル符号が適用される。このよう
な符号のレートは、ビットレートとビット誤り率の間の
トレードオフのために変化させることができる。符号レ
ートが低下するとチャネル数は増大する。キャリア数を
２倍にするときに、符号長を２倍にする代わりに、同じ
符号を各キャリアの半分ずつに１回ずつ適用することに
より、符号レートを保持したまま、ＰＡＰ比を増大させ
ることも可能である。
のチャネル障害によって引き起こされるビット誤り率を
低くするために、チャネル符号が適用される。このよう
な符号のレートは、ビットレートとビット誤り率の間の
トレードオフのために変化させることができる。符号レ
ートが低下するとチャネル数は増大する。キャリア数を
２倍にするときに、符号長を２倍にする代わりに、同じ
符号を各キャリアの半分ずつに１回ずつ適用することに
より、符号レートを保持したまま、ＰＡＰ比を増大させ
ることも可能である。
【００５５】キャリア数の縮小のもう１つの可能な適用
例は、ヘッドエンドおよびいくつかのリモート端末から
なるマルチポイント通信システムを可能にすることであ
る。マルチポイント通信システムは、マルチレートシス
テムの多元接続を実現するために使用することができ
る。たとえば、第１の端末がただ１つのキャリアで送信
しており、第２の端末が他の４つのキャリアで送信して
おり、第３の端末がさらに別の２つのキャリアで送信し
ており、これらはすべて同時であるとする。正しく復号
するためには、すべてのキャリアの信号がヘッドエンド
によってほぼ等しい相対遅延で受信されなければならな
い。
例は、ヘッドエンドおよびいくつかのリモート端末から
なるマルチポイント通信システムを可能にすることであ
る。マルチポイント通信システムは、マルチレートシス
テムの多元接続を実現するために使用することができ
る。たとえば、第１の端末がただ１つのキャリアで送信
しており、第２の端末が他の４つのキャリアで送信して
おり、第３の端末がさらに別の２つのキャリアで送信し
ており、これらはすべて同時であるとする。正しく復号
するためには、すべてのキャリアの信号がヘッドエンド
によってほぼ等しい相対遅延で受信されなければならな
い。
【００５６】上記の個々の実施例を参照すると、制御回
路２６（図１）、４５（図３）、５８（図４）および６
９（図５）は、時間生成器（カウンタ）がクロックされ
るレートを調整することによってシンボル継続時間のス
ケーリングを可能にする。
路２６（図１）、４５（図３）、５８（図４）および６
９（図５）は、時間生成器（カウンタ）がクロックされ
るレートを調整することによってシンボル継続時間のス
ケーリングを可能にする。
【００５７】キャリアあたりシンボルあたりのビット数
をスケーリングするには、キャリアに対する８−ＰＳＫ
変調からＱＰＳＫ（４相すなわち４−ＰＳＫ）変調への
縮小を考える。これは、単にπ／４の整数倍のみの位相
を許容することによって行われる。上記の実施例では、
このような結果は、グレイ符号器バンクへのデータ入力
のうちの２個のＬＳＢ（下位ビット）のみを用いるよう
に（４−ＰＳＫの場合）、制御回路２６、４５、５８お
よび６９がグレイ符号器１２へのデータ入力を制御する
ことによって達成される。制御回路２６（図１）、４５
（図３）、５８（図４）および６９（図５）は、データ
入力ビット数の低減を指示する制御信号をデータ源１１
に送るとともに、所望のスケーリングに応じて適当な動
作を実行する乗算器１３（図１および図４）および４６
（図３および図５）に制御信号を送る。４−ＰＳＫの実
施例では、グレイ符号器１２の出力には、乗算器１３
（図１および図４）および４６（図３および図５）で２
を乗じ（すなわち、１ビット左シフトする）なければな
らない。あるいは、データ入力のＬＳＢのみを用いる場
合には、グレイ符号器出力に４を乗じる（２ビット左シ
フトする）ことにより、符号化方式はＢＰＳＫ（バイナ
リ、２−ＰＳＫ）に戻る。
をスケーリングするには、キャリアに対する８−ＰＳＫ
変調からＱＰＳＫ（４相すなわち４−ＰＳＫ）変調への
縮小を考える。これは、単にπ／４の整数倍のみの位相
を許容することによって行われる。上記の実施例では、
このような結果は、グレイ符号器バンクへのデータ入力
のうちの２個のＬＳＢ（下位ビット）のみを用いるよう
に（４−ＰＳＫの場合）、制御回路２６、４５、５８お
よび６９がグレイ符号器１２へのデータ入力を制御する
ことによって達成される。制御回路２６（図１）、４５
（図３）、５８（図４）および６９（図５）は、データ
入力ビット数の低減を指示する制御信号をデータ源１１
に送るとともに、所望のスケーリングに応じて適当な動
作を実行する乗算器１３（図１および図４）および４６
（図３および図５）に制御信号を送る。４−ＰＳＫの実
施例では、グレイ符号器１２の出力には、乗算器１３
（図１および図４）および４６（図３および図５）で２
を乗じ（すなわち、１ビット左シフトする）なければな
らない。あるいは、データ入力のＬＳＢのみを用いる場
合には、グレイ符号器出力に４を乗じる（２ビット左シ
フトする）ことにより、符号化方式はＢＰＳＫ（バイナ
リ、２−ＰＳＫ）に戻る。
【００５８】キャリア数をスケーリングする際に、相補
的符号化変調システムは、ただ１つのキャリアのみで送
信するように縮小することが可能であり、ビットレート
は最大の１／８まで縮小される。また、任意の２つのキ
ャリア上で送信することも可能である。４個のキャリア
を任意に選択した場合には、生成される符号が相補的で
あることはもはや保証されない。しかし、キャリアサブ
セット｛ｓ0，ｓ2，ｓ 4，ｓ6｝および｛ｓ1，ｓ3，
ｓ5，ｓ7｝は、相補的符号を生成する。長さ２の符号は
相補的であることが保証されるが、２キャリアのサブセ
ットをサブセット｛ｓ0，ｓ4｝、｛ｓ1，ｓ5｝、
｛ｓ2，ｓ6｝および｛ｓ3，ｓ7｝に制限するのが有効で
ある。これらは、キャリアのセットにおいて最も離れて
いる。より大きいＮの場合も、同様にして相補的サブセ
ットを生成することができる。
的符号化変調システムは、ただ１つのキャリアのみで送
信するように縮小することが可能であり、ビットレート
は最大の１／８まで縮小される。また、任意の２つのキ
ャリア上で送信することも可能である。４個のキャリア
を任意に選択した場合には、生成される符号が相補的で
あることはもはや保証されない。しかし、キャリアサブ
セット｛ｓ0，ｓ2，ｓ 4，ｓ6｝および｛ｓ1，ｓ3，
ｓ5，ｓ7｝は、相補的符号を生成する。長さ２の符号は
相補的であることが保証されるが、２キャリアのサブセ
ットをサブセット｛ｓ0，ｓ4｝、｛ｓ1，ｓ5｝、
｛ｓ2，ｓ6｝および｛ｓ3，ｓ7｝に制限するのが有効で
ある。これらは、キャリアのセットにおいて最も離れて
いる。より大きいＮの場合も、同様にして相補的サブセ
ットを生成することができる。
【００５９】キャリア数をスケーリングするため、制御
回路２６（図１）、４５（図３）、５８（図４）および
６９（図５）は、以下のようにしてキャリア数のスケー
リングを実現する制御信号を出力することができる。
回路２６（図１）、４５（図３）、５８（図４）および
６９（図５）は、以下のようにしてキャリア数のスケー
リングを実現する制御信号を出力することができる。
【００６０】１．第１の方式は、キャリアのうちの一部
のみ（８個のうちの４個、２個あるいは１個）、例えば
ｃ0およびｃ4を用いるものである。この選択肢は特に、
与えられた帯域が多くのユーザ間で共有される場合にＯ
ＦＤＭベースの多元接続を実現する際に重要である。周
波数選択的フェージングに対する耐性を改善するために
は、できるだけキャリアを分離するのが有効である。２
つの離れた帯域がフェージングを起こす可能性は、２つ
の隣接する帯域の場合の可能性より低い。
のみ（８個のうちの４個、２個あるいは１個）、例えば
ｃ0およびｃ4を用いるものである。この選択肢は特に、
与えられた帯域が多くのユーザ間で共有される場合にＯ
ＦＤＭベースの多元接続を実現する際に重要である。周
波数選択的フェージングに対する耐性を改善するために
は、できるだけキャリアを分離するのが有効である。２
つの離れた帯域がフェージングを起こす可能性は、２つ
の隣接する帯域の場合の可能性より低い。
【００６１】２．第２の方式は、位相のうちの一部のみ
（８個のうちの４個、２個あるいは１個）、例えばｃ0
およびｃ4を用いるが、これらを隣接するキャリアｓ0お
よびｓ1上に変調するものである。この可能性は、利用
可能な帯域幅が小さいチャネルで符号器を動作させなけ
ればならない場合に有利である。
（８個のうちの４個、２個あるいは１個）、例えばｃ0
およびｃ4を用いるが、これらを隣接するキャリアｓ0お
よびｓ1上に変調するものである。この可能性は、利用
可能な帯域幅が小さいチャネルで符号器を動作させなけ
ればならない場合に有利である。
【００６２】図３および図４の特定実施例を参照する
と、第１の方式によるスケーラブルなキャリア数の多元
接続システムは、図６に示すように、キャリア加算器ツ
リー４４（図３）および５６（図４）を修正することに
よって構成することができる。この特定実施例では、加
算装置７３の各加算器は、制御回路４５（図３）および
５８（図４）からの、値Ａ、ＢおよびΣをとりうる制御
入力ｐをそれぞれ有する。Ａ位置では、加算器は、一方
の入力（この特定実施例では上側の入力）を出力する。
Ｂ位置では、他方の入力が出力に接続される。Σ位置で
は、両方の入力の和が出力される。加算器の各列７４〜
７８は同じ制御入力を共有する。すなわち、３個（一般
にはｌｏｇＮ個）の制御入力ｐ0〜ｐ2がある。表２に、
加算器制御入力に対して、さまざまなキャリアセットを
出力する値を列挙する。８キャリア実施例はさらに高い
２の累乗に一般化される。
と、第１の方式によるスケーラブルなキャリア数の多元
接続システムは、図６に示すように、キャリア加算器ツ
リー４４（図３）および５６（図４）を修正することに
よって構成することができる。この特定実施例では、加
算装置７３の各加算器は、制御回路４５（図３）および
５８（図４）からの、値Ａ、ＢおよびΣをとりうる制御
入力ｐをそれぞれ有する。Ａ位置では、加算器は、一方
の入力（この特定実施例では上側の入力）を出力する。
Ｂ位置では、他方の入力が出力に接続される。Σ位置で
は、両方の入力の和が出力される。加算器の各列７４〜
７８は同じ制御入力を共有する。すなわち、３個（一般
にはｌｏｇＮ個）の制御入力ｐ0〜ｐ2がある。表２に、
加算器制御入力に対して、さまざまなキャリアセットを
出力する値を列挙する。８キャリア実施例はさらに高い
２の累乗に一般化される。
【００６３】
【表２】 表２：図３および図４の実施例のスケーラブル動作に対
する加算器ツリー制御値
する加算器ツリー制御値
【００６４】図５の実施例では、第１の方式による多元
接続システムのキャリアは、表３の第１列に示すように
信号Ｓk +（ｉ）およびＳk -（ｉ）から導出される。±Ｗ
kiの乗算（８の加算を用いて符号反転を実現する）は単
に、制御回路６９（図５）からオフセットブロック７１
および信号セレクタ７２への制御信号によって指示され
るように、オフセットブロック７１でｋｉ（＋８）を２
ｘ0に加算し、信号セレクタ７２を用いて適当なキャリ
アを選択するかあるいは適当な信号を分岐させることに
よって実現される。
接続システムのキャリアは、表３の第１列に示すように
信号Ｓk +（ｉ）およびＳk -（ｉ）から導出される。±Ｗ
kiの乗算（８の加算を用いて符号反転を実現する）は単
に、制御回路６９（図５）からオフセットブロック７１
および信号セレクタ７２への制御信号によって指示され
るように、オフセットブロック７１でｋｉ（＋８）を２
ｘ0に加算し、信号セレクタ７２を用いて適当なキャリ
アを選択するかあるいは適当な信号を分岐させることに
よって実現される。
【００６５】
【表３】 表３：代替実装３のスケーラブル動作
【００６６】第２の方式によって、信号帯域幅を縮小す
るためにのみ（マルチユーザアクセスを許容せずに）キ
ャリア数を下げることも可能である。例えば、４チャネ
ルシステムにおいて、多元接続モードでキャリアｓ1、
ｓ3、ｓ5およびｓ7を使用する場合、キャリアｓ0、
ｓ1、ｓ2およびｓ3にマッピングしなければならないと
する。信号帯域幅のこのような縮小は、ｉから１を引き
結果を２で割ることによって実現される。他のキャリア
セットについても類似の解決法がある。このようなスケ
ーリングは、制御回路４５（図３）、５８（図４）およ
び６９（図５）によって指示されるようにカウンタ出力
に作用する時間ベース調整ブロック３７により実現され
る。
るためにのみ（マルチユーザアクセスを許容せずに）キ
ャリア数を下げることも可能である。例えば、４チャネ
ルシステムにおいて、多元接続モードでキャリアｓ1、
ｓ3、ｓ5およびｓ7を使用する場合、キャリアｓ0、
ｓ1、ｓ2およびｓ3にマッピングしなければならないと
する。信号帯域幅のこのような縮小は、ｉから１を引き
結果を２で割ることによって実現される。他のキャリア
セットについても類似の解決法がある。このようなスケ
ーリングは、制御回路４５（図３）、５８（図４）およ
び６９（図５）によって指示されるようにカウンタ出力
に作用する時間ベース調整ブロック３７により実現され
る。
【００６７】ガード時間をスケーリングするには、制御
回路４５（図３）、５８（図４）および６９（図５）に
より、カウンタ３４（図３）、５４（図４）および６２
（図５）は、２Ｎ＋Ｘまで計数する。ただし、Ｘは、カ
ウンタクロック間隔で測った所望のガード時間である。
こうして、制御回路４５（図３）、５８（図４）および
６９（図５）は、ガード時間のスケーリングを制御する
ことができる。図４の実施例では、ルックアップテーブ
ルのサイズが有限であるため、ガード時間に最大値があ
る。しかし、すでに述べたように、Ｘを２Ｎより大きく
することは実際的ではなく（Ｘを２Ｎより大きくする
と、信号電力のうちの５０％より多くの部分がガード時
間に費やされることになる。）、ルックアップテーブル
はこの最大値によって大きさが定められる。
回路４５（図３）、５８（図４）および６９（図５）に
より、カウンタ３４（図３）、５４（図４）および６２
（図５）は、２Ｎ＋Ｘまで計数する。ただし、Ｘは、カ
ウンタクロック間隔で測った所望のガード時間である。
こうして、制御回路４５（図３）、５８（図４）および
６９（図５）は、ガード時間のスケーリングを制御する
ことができる。図４の実施例では、ルックアップテーブ
ルのサイズが有限であるため、ガード時間に最大値があ
る。しかし、すでに述べたように、Ｘを２Ｎより大きく
することは実際的ではなく（Ｘを２Ｎより大きくする
と、信号電力のうちの５０％より多くの部分がガード時
間に費やされることになる。）、ルックアップテーブル
はこの最大値によって大きさが定められる。
【００６８】符号化レートは、キャリア数Ｎと直接関係
しており、１＋ｌｏｇ2Ｎ／Ｎで与えられる。キャリア
数を例えば８から１６へと２倍にする場合、符号レート
を選択するのに２つの選択肢がある。それは、キャリア
数を相補的符号の長さとともに２倍にするか、それと
も、システムを２個の８チャネルシステムから構成する
かである。第１の場合、実現の規則性から、１６キャリ
アへのスケーリングは容易である。この例の場合、符号
レートは１／２から５／１６に低下する。従って、ビッ
トレートは、シンボルあたり１２ビットからちょうど１
５ビットに上昇する。実行計算量は、図３および図４の
実施例では２倍になり、図５の実施例では対数的に増大
する。第２の場合、図５の実施例では、データレートは
シンボルあたり１２ビットからシンボルあたり２４ビッ
トへと２倍になるが、ＰＡＰ比も増大する。例えば、最
大のＰＡＰ比（６ｄＢ）を生じる２つのデータワードが
それぞれの８チャネルシステムに入力されると、１６キ
ャリアシステムで生じるＰＡＰ比は９ｄＢとなる。
しており、１＋ｌｏｇ2Ｎ／Ｎで与えられる。キャリア
数を例えば８から１６へと２倍にする場合、符号レート
を選択するのに２つの選択肢がある。それは、キャリア
数を相補的符号の長さとともに２倍にするか、それと
も、システムを２個の８チャネルシステムから構成する
かである。第１の場合、実現の規則性から、１６キャリ
アへのスケーリングは容易である。この例の場合、符号
レートは１／２から５／１６に低下する。従って、ビッ
トレートは、シンボルあたり１２ビットからちょうど１
５ビットに上昇する。実行計算量は、図３および図４の
実施例では２倍になり、図５の実施例では対数的に増大
する。第２の場合、図５の実施例では、データレートは
シンボルあたり１２ビットからシンボルあたり２４ビッ
トへと２倍になるが、ＰＡＰ比も増大する。例えば、最
大のＰＡＰ比（６ｄＢ）を生じる２つのデータワードが
それぞれの８チャネルシステムに入力されると、１６キ
ャリアシステムで生じるＰＡＰ比は９ｄＢとなる。
【００６９】理想的には、８チャネルシステムのキャリ
アはインタリーブされる。これは、２つの独立の符号器
および１つの３２点ＩＤＦＴ（２倍オーバーサンプリン
グとともに２×８チャネルに対処するため）を用いるこ
とによって実現される。符号器１の出力はＩＤＦＴの偶
数入力に送られ、符号器２の出力は奇数入力に送られ
る。カウントｉに２を乗じると、ｓ（ｉ）は偶数キャリ
アによって生成される波形を表す。ｉに２を乗じて１を
加えると、奇数キャリアの波形が生成される。ＩＤＦＴ
動作の線形性により、２つの波形を単に加算してインタ
リーブ信号を生成することができる。その結果、ハード
ウェアの複雑さは２倍になる。上記の実施例において実
行可能な以上の変形およびその他の変形は当業者には理
解されるものである。
アはインタリーブされる。これは、２つの独立の符号器
および１つの３２点ＩＤＦＴ（２倍オーバーサンプリン
グとともに２×８チャネルに対処するため）を用いるこ
とによって実現される。符号器１の出力はＩＤＦＴの偶
数入力に送られ、符号器２の出力は奇数入力に送られ
る。カウントｉに２を乗じると、ｓ（ｉ）は偶数キャリ
アによって生成される波形を表す。ｉに２を乗じて１を
加えると、奇数キャリアの波形が生成される。ＩＤＦＴ
動作の線形性により、２つの波形を単に加算してインタ
リーブ信号を生成することができる。その結果、ハード
ウェアの複雑さは２倍になる。上記の実施例において実
行可能な以上の変形およびその他の変形は当業者には理
解されるものである。
【００７０】表４は、図３〜図５の実施例の実装の複雑
さのリストである。Ｈは、実数を表すのに必要なビット
数を表す。従って、２Ｈビットで複素数が表される。複
素加算器は２個の実加算器からなるため、その複雑さは
２Ｈに等しい。複素乗算器は、４個の実（Ｈビット）乗
算と３個の実（Ｈビット）加算を用いて実現される。
（また、３個の実乗算および５個の実加算を用いること
も可能である。）最後に、Ｎ*はｍｉｎ（Ｍ，２Ｎ）の
略である。これらの実施例の公平な比較をするため、図
３および図５に含まれない窓関数の複雑さの尺度は、
（１）複素×実乗算器（２個の実乗算器からなる）、お
よび、（２）４Ｎ個の実サンプルを含むルックアップテ
ーブル（４Ｎ×Ｈ）とからなる窓実装に基づくものとす
る。
さのリストである。Ｈは、実数を表すのに必要なビット
数を表す。従って、２Ｈビットで複素数が表される。複
素加算器は２個の実加算器からなるため、その複雑さは
２Ｈに等しい。複素乗算器は、４個の実（Ｈビット）乗
算と３個の実（Ｈビット）加算を用いて実現される。
（また、３個の実乗算および５個の実加算を用いること
も可能である。）最後に、Ｎ*はｍｉｎ（Ｍ，２Ｎ）の
略である。これらの実施例の公平な比較をするため、図
３および図５に含まれない窓関数の複雑さの尺度は、
（１）複素×実乗算器（２個の実乗算器からなる）、お
よび、（２）４Ｎ個の実サンプルを含むルックアップテ
ーブル（４Ｎ×Ｈ）とからなる窓実装に基づくものとす
る。
【００７１】
【表４】 表４：実行計算量
【００７２】この表は、実装技術について適当な実施例
を選択するために使用可能である。例えば、フィールド
プログラマブルゲートアレイの場合、１ビット加算器
は、１ビットのルックアップテーブルメモリの約１６倍
の空間を使用し、１ビット乗算器は、１ビット加算器の
１６倍の空間を使用する。１個のＬＵＴビットを複雑さ
の単位として用いると、例として用いた８キャリアシス
テムの場合、図３の実施例が、最小の（必ずしも最速で
はなく、また、最も電力効率がよいとは限らない）ＦＰ
ＧＡ実装を与える。ディジタル信号プロセッサの場合、
加算、乗算およびテーブルルックアップは同程度の計算
量（速度に関して）であるため、図５の実施例が有利で
ある。
を選択するために使用可能である。例えば、フィールド
プログラマブルゲートアレイの場合、１ビット加算器
は、１ビットのルックアップテーブルメモリの約１６倍
の空間を使用し、１ビット乗算器は、１ビット加算器の
１６倍の空間を使用する。１個のＬＵＴビットを複雑さ
の単位として用いると、例として用いた８キャリアシス
テムの場合、図３の実施例が、最小の（必ずしも最速で
はなく、また、最も電力効率がよいとは限らない）ＦＰ
ＧＡ実装を与える。ディジタル信号プロセッサの場合、
加算、乗算およびテーブルルックアップは同程度の計算
量（速度に関して）であるため、図５の実施例が有利で
ある。
【００７３】
【発明の効果】このように、本発明によるＯＦＤＭ（直
交周波数分割多重）送信器用の改善された相補的符号化
変調システムは、相補的符号を用いて、送信信号のピー
ク対平均パワー比を低減する。改善された相補的符号化
変調システムの上記の実施例は、データ入力の相補的符
号化と周波数多重化を組み合わせることによって実時間
で相補的ＯＦＤＭシンボルを効率的に生成する。アプリ
ケーションに応じて、各設計はいくつかの利点を有す
る。例えば、図３の実施例は、加算のほうが有利な実装
技術の場合に有効である。その理由は、加算は安価、小
型、高速であり、また、電力効率が良いためである。図
４および図５の実施例は、それぞれ、ルックアップテー
ブルあるいは乗算が有利である場合に有効である。図３
および図４の実施例はキャリア数とともに線形にスケー
リングする。図５の実施例はキャリア数とともに対数的
にスケーリングするが、乗算を用いているため、一般的
には最も実装コストがかかる。すべての設計は本来的に
スケーラブルである。すなわち、すべての設計は、より
長いシンボル継続時間、より少ないキャリア数、あるい
は、キャリアあたりシンボルあたりのビット数が少ない
場合にも容易に適応する。スケーリングにより、ＯＦＤ
Ｍシステムは、さまざまな環境で動作することが可能と
なる。動作パラメータを動的にスケーリングさせること
によって、広範囲のビットレート、信号帯域幅、遅延拡
散許容量および信号対ノイズ比の条件が達成される。
交周波数分割多重）送信器用の改善された相補的符号化
変調システムは、相補的符号を用いて、送信信号のピー
ク対平均パワー比を低減する。改善された相補的符号化
変調システムの上記の実施例は、データ入力の相補的符
号化と周波数多重化を組み合わせることによって実時間
で相補的ＯＦＤＭシンボルを効率的に生成する。アプリ
ケーションに応じて、各設計はいくつかの利点を有す
る。例えば、図３の実施例は、加算のほうが有利な実装
技術の場合に有効である。その理由は、加算は安価、小
型、高速であり、また、電力効率が良いためである。図
４および図５の実施例は、それぞれ、ルックアップテー
ブルあるいは乗算が有利である場合に有効である。図３
および図４の実施例はキャリア数とともに線形にスケー
リングする。図５の実施例はキャリア数とともに対数的
にスケーリングするが、乗算を用いているため、一般的
には最も実装コストがかかる。すべての設計は本来的に
スケーラブルである。すなわち、すべての設計は、より
長いシンボル継続時間、より少ないキャリア数、あるい
は、キャリアあたりシンボルあたりのビット数が少ない
場合にも容易に適応する。スケーリングにより、ＯＦＤ
Ｍシステムは、さまざまな環境で動作することが可能と
なる。動作パラメータを動的にスケーリングさせること
によって、広範囲のビットレート、信号帯域幅、遅延拡
散許容量および信号対ノイズ比の条件が達成される。
【００７４】本発明の相補的符号化変調システムは、符
号化および変調が同じハードウェアを用いて並列に行わ
れるため、効率的であり、コストが低い。アプリケーシ
ョンに応じて適当な実施例を選択することによってコス
トはさらに削減され、スケーラビリティの特徴が柔軟性
を提供する。上記の実施例以外にも、構成要素を除去も
しくは追加し、または、上記の相補的符号化変調方式あ
るいはその変形を実行する際に別の構成要素を用いるこ
とによって、相補的符号化変調システムの代替構成が可
能である。例えば、上記の制御回路の一部のみを用いて
スケーリング機能の一部を提供することも可能であり、
また、さまざまな送信器構成要素に対応して別の制御回
路を用いることも可能である。さらに、上記の相補的符
号化変調システムはいくつかの構成要素からなるものと
して説明したが、理解されるように、本発明の相補的符
号化変調システムおよびその一部では、特定用途集積回
路、ソフトウェア駆動処理回路、あるいはその他のディ
スクリートな構成要素を用いることが可能である。
号化および変調が同じハードウェアを用いて並列に行わ
れるため、効率的であり、コストが低い。アプリケーシ
ョンに応じて適当な実施例を選択することによってコス
トはさらに削減され、スケーラビリティの特徴が柔軟性
を提供する。上記の実施例以外にも、構成要素を除去も
しくは追加し、または、上記の相補的符号化変調方式あ
るいはその変形を実行する際に別の構成要素を用いるこ
とによって、相補的符号化変調システムの代替構成が可
能である。例えば、上記の制御回路の一部のみを用いて
スケーリング機能の一部を提供することも可能であり、
また、さまざまな送信器構成要素に対応して別の制御回
路を用いることも可能である。さらに、上記の相補的符
号化変調システムはいくつかの構成要素からなるものと
して説明したが、理解されるように、本発明の相補的符
号化変調システムおよびその一部では、特定用途集積回
路、ソフトウェア駆動処理回路、あるいはその他のディ
スクリートな構成要素を用いることが可能である。
【図１】本発明の原理によるＯＦＤＭ送信器に対する相
補的符号化変調システムの実施例のブロック図である。
補的符号化変調システムの実施例のブロック図である。
【図２】本発明の原理によるＯＦＤＭ送信器の実施例で
用いられる相補的符号化装置のブロック図である。
用いられる相補的符号化装置のブロック図である。
【図３】図２の相補的符号化装置および相補的コンステ
レーションマッパを用いた、本発明の原理によるＯＦＤ
Ｍ送信器に対する相補的符号化変調システムの一実施例
のブロック図である。
レーションマッパを用いた、本発明の原理によるＯＦＤ
Ｍ送信器に対する相補的符号化変調システムの一実施例
のブロック図である。
【図４】図２の相補的符号化装置および相補的コンステ
レーションマッパを用いた、本発明の原理によるＯＦＤ
Ｍ送信器に対する相補的符号化変調システムのもう１つ
の実施例のブロック図である。
レーションマッパを用いた、本発明の原理によるＯＦＤ
Ｍ送信器に対する相補的符号化変調システムのもう１つ
の実施例のブロック図である。
【図５】本発明の原理に従って相補的符号化および変調
を実行する再帰的装置を用いたＯＦＤＭ送信器に対する
相補的符号化変調システムのもう１つの実施例のブロッ
ク図である。
を実行する再帰的装置を用いたＯＦＤＭ送信器に対する
相補的符号化変調システムのもう１つの実施例のブロッ
ク図である。
【図６】本発明の原理によるＯＦＤＭ送信器のスケーラ
ブル実施例に対するキャリア加算器のブロック図であ
る。
ブル実施例に対するキャリア加算器のブロック図であ
る。
１０ ＯＦＤＭ送信器システム １１ データ源 １２ グレイ符号器 １３ 乗算器 １４ 相補的行列乗算ブロック １６ 加算器 １８ 相補的位相マッパ（相補的コンステレーションマ
ッパ） ２０ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ２２ ＩＤＦＴブロック ２４ 巡回プレフィクサ・窓関数ブロック ２６ 制御回路 ２８ 相補的符号化装置 ３０ 相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム ３２ 時間ベース生成器 ３４ カウンタ ３５ クロック ３６ 追加加算装置 ３７ 時間ベース調整ブロック ３８ 加算装置 ４０ 位相マッパ ４２ ルックアップテーブル ４４ キャリア加算装置 ４５ 制御回路 ４６ 乗算器 ５０ 相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム ５２ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ５４ 時間ベース生成器（カウンタ） ５５ クロック ５６ キャリア加算装置 ５８ 制御回路 ６０ 相補的符号化変調システム ６２ 時間ベース生成器 ６３ クロック ６４ 加算装置 ６６ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ６８ 乗算加算装置 ６９ 制御回路 ７０ 乗算器 ７１ オフセットブロック ７２ 信号セレクタ ７３ 加算装置
ッパ） ２０ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ２２ ＩＤＦＴブロック ２４ 巡回プレフィクサ・窓関数ブロック ２６ 制御回路 ２８ 相補的符号化装置 ３０ 相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム ３２ 時間ベース生成器 ３４ カウンタ ３５ クロック ３６ 追加加算装置 ３７ 時間ベース調整ブロック ３８ 加算装置 ４０ 位相マッパ ４２ ルックアップテーブル ４４ キャリア加算装置 ４５ 制御回路 ４６ 乗算器 ５０ 相補的符号化ＯＦＤＭ変調システム ５２ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ５４ 時間ベース生成器（カウンタ） ５５ クロック ５６ キャリア加算装置 ５８ 制御回路 ６０ 相補的符号化変調システム ６２ 時間ベース生成器 ６３ クロック ６４ 加算装置 ６６ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ６８ 乗算加算装置 ６９ 制御回路 ７０ 乗算器 ７１ オフセットブロック ７２ 信号セレクタ ７３ 加算装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊ ｅｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 リチャード ディー．ジェー．ヴァン ニー オランダ，デ ミーアン，シージー 3454，メレヴェルドラーン 24 (56)参考文献 特開 平７−250043（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−322219（ＪＰ，Ａ) “包絡線変動制限下における直交マル チキャリア信号のための誤り訂正符 号”，1997年電子情報通信学会総 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (27)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ送信器用の信号を送信する方法
であって、 相補的符号を用いてデータ入力を符号化して、キャリア
位相シフトを生成するステップと、 該キャリア位相シフトを用い、および時間ベースの倍数
を加算することによりキャリアを変調して、相補的なキ
ャリアを生成するステップと、 カーネルベクトルに基づいた振幅を有する送信用のＯＦ
ＤＭシンボルを、該相補的キャリアから生成するステッ
プとを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、該符号
化するステップおよび変調するステップが、 該データ入力を相補的符号マトリックスと乗算するステ
ップと、カーネルベクトルを該乗算結果に適用するステ
ップとを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の方法において、該乗算
するステップが、さらに時間ベースを該データ入力に適
用して該キャリア位相シフトを生成するステップを含む
ことを特徴とする方法。 - 【請求項４】 請求項２に記載の方法において、さらに
該乗算の結果に対して時間ベースを適用するステップを
含むことを特徴とする方法。 - 【請求項５】 請求項１に記載の方法において、該生成
するステップが、 キャリア加算装置を用いて、該相補的キャリアを該ＯＦ
ＤＭシンボルに加算するステップと、 該キャリア加算器装置を制御することによって相補キャ
リアの選択的に加算することにより相補キャリアの数を
減少させるステップとを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項６】 請求項１に記載の方法において、該ＯＦ
ＤＭシンボルを生成するステップが、 該データ入力の少なくとも１つへオフセットを与えるス
テップと、 適切な相補キャリアを分岐するステップとを含むことを
特徴とする方法。 - 【請求項７】 請求項１に記載の方法において、さらに
該時間ベースにオフセットおよび除算を与えることによ
り、相補キャリアの数と信号帯域幅減少させるステップ
を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項１に記載の方法において、さらに
データ入力ビットの数を減少させることによりキャリア
あたりのデータシンボルあたりのビットの数を減少させ
るステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項９】 請求項１に記載の方法において、さらに
シンボル期間を変化させることによりビットレートをス
ケーリングするステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 ＯＦＤＭ送信器用の信号を送信する方
法であって、 データ信号を受信するステップと、 該データ信号を相補的符号変換に従って符号化すること
により、および時間ベースの倍数を用いて該符号化と並
行してキャリアを変調して、変調されたキャリアを提供
することにより相補的キャリア信号を発生するステップ
と、 カーネルベクトルに基づいて振幅を有する送信のための
ＯＦＤＭシンボルを、該相補的キャリア信号から生成す
るステップとを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載の方法において、 該相補的キャリア信号を発生するステップが該相補的符
号変換に従って該データ信号および時間ベースのそれぞ
れのものを加算することにより、該データ信号および時
間ベースを第１の複数ベクトルにマッピングするステッ
プと、 該相補的符号変換のカーネル符号に従って、該第１のベ
クトルを相補的キャリア信号に変換するステップとを含
むことを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 請求項１０に記載の方法において、該
相補的キャリア信号を発生するステップが、 相補的符号を用い該相補的符号変換に従って該データ信
号のそれぞれのものを加算することにより１該データ信
号を第１の複数ベクトルにマッピングするステップと、 該時間ベースを用いおよび該相補的符号変換のカーネル
符号に従って、該第１のベクトルを相補的キャリア信号
に変換するステップとを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１３】 ＯＦＤＭ送信システムであって、 データ信号および時間ベースの倍数を受信する相補的符
号化および変調装置であって、相補的符号変換を用いて
該データ信号を符号化するとともに、同時に該時間ベー
スの倍数を用いて相補的キャリアを変調して、該相補的
キャリアを提供するよう動作する相補的符号化および変
調装置と、 該システム内の該相補的キャリアから、送信のためのＯ
ＦＤＭシンボルを生成するキャリア加算器装置とを含む
ことを特徴とするＯＦＤＭ送信システム。 - 【請求項１４】 請求項１に記載の方法において、該符
号化および変調するステップが、ルックアップテーブル
を用いて、該相補的キャリアについての該変調ステップ
および符号化ステップの一部を実行するステップを含む
ことを特徴とする方法。 - 【請求項１５】 請求項１４に記載の方法において、さ
らに該データ入力を加算装置に与えて、該データ入力を
該キャリア位相シフトに符号化するステップを含むこと
を特徴とする方法。 - 【請求項１６】 請求項１５に記載の方法において、さ
らに該時間ベースを該ルックアップテーブルに提供する
ステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１７】 請求項１５に記載の方法において、さ
らに該加算装置に該時間ベースを提供するステップを含
むことを特徴とする方法。 - 【請求項１８】 請求項１４に記載の方法において、さ
らに該符号化および変調ステップの複雑度がキャリアの
数と線形にスケールするような拡張されたルックアップ
テーブルを用いて、該ＯＦＤＭシンボルに対して窓かけ
を行うステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１９】 請求項２に記載の方法において、該乗
算するステップが、さらに、 時間ベースを該データ入力に適用して、該キャリア位相
シフトを生成するステップを含むことを特徴とする方
法。 - 【請求項２０】 請求項１に記載の方法において、該Ｏ
ＦＤＭシンボルを生成するステップが、 該データ入力の少なくとも１つにオフセットを与えるス
テップと、 適切な相補キャリアを分岐するステップとを含むことを
特徴とする方法。 - 【請求項２１】 請求項１３に記載のシステムにおい
て、該ＯＦＤＭシンボルを生成するキャリア加算器装置
が、 該相補的キャリア信号のそれぞれのものを加算するよう
継続するものであることを特徴とするシステム。 - 【請求項２２】 請求項２１に記載のシステムにおい
て、 該符号化および変調装置が、該相補的符号変換に従って
該データ信号および該時間ベースのそれぞれのものを加
算することにより、該データ信号および該時間ベースを
第１の複数ベクトルにマッピングし、該相補的符号化お
よび変調装置が該相補的符号変換のカーネル符号に従っ
て該第１の複数ベクトルを相補的キャリアに変換するこ
とを特徴とするシステム。 - 【請求項２３】 請求項２１に記載のシステムにおい
て、 該相補的符号化および変調装置が、相補的符号を用い該
相補的符号変換に従って、該データ信号のそれぞれのも
のを加算することにより、該データ信号を第１の複数ベ
クトルにマッピングし、該相補的符号化および変調装置
が、該時間ベースを用い及び相補的符号変換のカーネル
符号に従って該第１の複数ベクトルを相補的キャリア信
号に変換することを特徴とするシステム。 - 【請求項２４】 請求項２に記載の方法において、さら
に制御信号に応答して、キャリアあたりのシンボルあた
りのビットの数をスケーリングするステップを含む方
法。 - 【請求項２５】 請求項２４に記載の方法において、該
スケーリングするステップが、さらに入力データを乗算
器にて乗算することにより、キャリアあたりのシンボル
あたり９ビットの数をスケーリングするステップと、 該乗算された入力データを該タイムベースの倍数に加算
して符号化ステップのために備えるステップとを含むこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項２６】 請求項１に記載の方法において、さら
にカウンタがクロックされるレートを変化させることに
より該シンボル期間スケーリングを調節するステップを
含むことを特徴とする方法。 - 【請求項２７】 請求項１に記載の方法において，さら
にキャリア加算装置の加算入力を構成することにより送
信キャリアの数を制御するステップを含むことを特徴と
する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/834667 | 1997-04-01 | ||
| US08/834,667 US6005840A (en) | 1997-04-01 | 1997-04-01 | Complementary encoding and modulation system for use in an orthogonal frequency division multiplexing transmitter system and method thereof |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10303848A JPH10303848A (ja) | 1998-11-13 |
| JP3324983B2 true JP3324983B2 (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=25267497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08784298A Expired - Lifetime JP3324983B2 (ja) | 1997-04-01 | 1998-04-01 | Ｏｆｄｍ送信器の信号送信方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6005840A (ja) |
| EP (1) | EP0869646B1 (ja) |
| JP (1) | JP3324983B2 (ja) |
| DE (1) | DE69806669T2 (ja) |
Families Citing this family (45)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2254300B1 (en) * | 1998-01-06 | 2013-05-15 | Mosaid Technologies Incorporated | Multicarrier modulation system with variable symbol rates |
| US7020069B1 (en) * | 1998-02-06 | 2006-03-28 | Cisco Technology, Inc. | Medium access control protocol for OFDM wireless networks |
| US6192026B1 (en) * | 1998-02-06 | 2001-02-20 | Cisco Systems, Inc. | Medium access control protocol for OFDM wireless networks |
| US6301268B1 (en) * | 1998-03-10 | 2001-10-09 | Lucent Technologies Inc. | Communication method for frequency division multiplexing signalling systems with reduced average power requirements |
| US6148007A (en) * | 1998-03-27 | 2000-11-14 | Usa Digital Radio Partners, L.P. | Method for data transmission in a digital audio broadcasting system |
| JP3515690B2 (ja) * | 1998-06-02 | 2004-04-05 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍａ信号伝送装置及び方法 |
| EP1152560B1 (en) * | 1998-12-18 | 2007-09-19 | Fujitsu Limited | Coding having peak power suppressing capability and error correcting capability in multi-carrier transmission and its decoding |
| EP1705852B1 (en) * | 1999-01-08 | 2010-02-10 | Sony Deutschland Gmbh | Synchronisation symbol structure for OFDM system |
| EP2088727B1 (en) * | 1999-02-22 | 2012-08-08 | Sony Deutschland Gmbh | Synchronisation symbol structure for OFDM system |
| WO2001065748A1 (fr) * | 2000-02-29 | 2001-09-07 | Fujitsu Limited | Procede de codage pour transmission a porteuses multiples et codeur utilisant ce procede |
| US6952454B1 (en) | 2000-03-22 | 2005-10-04 | Qualcomm, Incorporated | Multiplexing of real time services and non-real time services for OFDM systems |
| US6928084B2 (en) * | 2000-03-28 | 2005-08-09 | At & T Corp. | OFDM communication system and method having a reduced peak-to-average power ratio |
| US20030169683A1 (en) * | 2000-04-10 | 2003-09-11 | David Mendlovic | Ofdm apparatus and method |
| US6975585B1 (en) * | 2000-07-27 | 2005-12-13 | Conexant Systems, Inc. | Slotted synchronous frequency division multiplexing for multi-drop networks |
| DE10049162A1 (de) * | 2000-09-27 | 2002-05-02 | Siemens Ag | Verfahren zur Kodierung von Datenpaketen insbesondere zur Übertragung über eine Luftschnittstelle |
| US6654408B1 (en) | 2000-10-27 | 2003-11-25 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Method and system for multi-carrier multiple access reception in the presence of imperfections |
| US7187730B1 (en) | 2001-03-21 | 2007-03-06 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for predicting CCK subsymbols |
| US7145969B1 (en) | 2001-03-21 | 2006-12-05 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for complementary code keying |
| US7020218B2 (en) | 2001-06-18 | 2006-03-28 | Arnesen David M | Sliding-window transform with integrated windowing |
| US7017104B1 (en) | 2001-08-24 | 2006-03-21 | Mediatek Inc. | Method and system for decoding block codes by calculating a path metric according to a decision feedback sequence estimation algorithm |
| US7298798B1 (en) | 2001-08-24 | 2007-11-20 | Mediatek, Inc. | Method and system for decoding block codes |
| US7020222B2 (en) * | 2001-10-24 | 2006-03-28 | Texas Instruments Incorporated | Efficient method and system for offset phasor determination |
| US7324606B2 (en) * | 2001-10-31 | 2008-01-29 | Henry Stephen Eilts | Computationally efficient system and method for channel estimation |
| KR100754721B1 (ko) | 2002-04-26 | 2007-09-03 | 삼성전자주식회사 | 직교주파수분할다중화 통신시스템에서 다중화 데이터 송수신 장치 및 방법 |
| KR100866181B1 (ko) * | 2002-07-30 | 2008-10-30 | 삼성전자주식회사 | 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치 |
| US6925128B2 (en) | 2002-10-31 | 2005-08-02 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reducing a peak-to-average power ratio in an orthogonal frequency division multiplex signal |
| KR100571806B1 (ko) * | 2003-02-11 | 2006-04-17 | 삼성전자주식회사 | 적응적 ｏｆｄｍａ 시스템에서 궤환되는 채널 상태 정보를줄이기 위한 방법 및 이를 사용하는 적응적 ｏｆｄｍａ시스템 |
| US7551676B1 (en) | 2003-05-22 | 2009-06-23 | Nortel Networks Limited | Technique for reducing peak-to-average power ratio in digital signal communications |
| US20060093054A1 (en) * | 2004-10-05 | 2006-05-04 | Djokovic Igor S | Method and apparatus for signal coding |
| US9042461B2 (en) | 2005-03-10 | 2015-05-26 | Qualcomm Incorporated | Efficient employment of digital upsampling using IFFT in OFDM systems for simpler analog filtering |
| US8583995B2 (en) * | 2005-11-16 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Multi-mode processor |
| US8910027B2 (en) * | 2005-11-16 | 2014-12-09 | Qualcomm Incorporated | Golay-code generation |
| US8429502B2 (en) * | 2005-11-16 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Frame format for millimeter-wave systems |
| EP1816817A1 (en) * | 2006-02-06 | 2007-08-08 | Siemens Aktiengesellschaft | A method for reducing Peak-to-Average Power Ratio in an OFDM transmission system |
| US9461736B2 (en) | 2006-02-21 | 2016-10-04 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for sub-slot packets in wireless communication |
| US8077595B2 (en) | 2006-02-21 | 2011-12-13 | Qualcomm Incorporated | Flexible time-frequency multiplexing structure for wireless communication |
| US8689025B2 (en) | 2006-02-21 | 2014-04-01 | Qualcomm Incorporated | Reduced terminal power consumption via use of active hold state |
| JP4698733B2 (ja) * | 2006-05-23 | 2011-06-08 | パナソニック株式会社 | 無線基地局装置 |
| US20090185550A1 (en) * | 2006-05-29 | 2009-07-23 | Panasonic Corporation | Radio base station apparatus |
| CN101507219B (zh) * | 2006-08-18 | 2013-07-24 | 熵通信有限公司 | 数据符号的时间误差估计方法和系统 |
| US8856628B2 (en) * | 2007-10-10 | 2014-10-07 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for generation and usage of extended golay codes |
| US8472497B2 (en) * | 2007-10-10 | 2013-06-25 | Qualcomm Incorporated | Millimeter wave beaconing with directional antennas |
| US7817708B2 (en) * | 2007-12-14 | 2010-10-19 | Sivaswamy Associates, Llc. | Orthogonal code division multiplex CCK (OCDM-CCK) method and apparatus for high data rate wireless LAN |
| US8928524B1 (en) * | 2009-11-06 | 2015-01-06 | Technology Service Corporation | Method and system for enhancing data rates |
| JP6401062B2 (ja) * | 2015-01-06 | 2018-10-03 | Kddi株式会社 | 無線通信装置、無線通信方法およびプログラム |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE9203384L (sv) * | 1992-11-13 | 1993-10-25 | Televerket | Förfarande och anordning för dynamisk allokering av multipla bärvågskanaler för multipelaccess genom frekvensmultiplexering |
| EP0682426B1 (en) * | 1994-05-09 | 2001-10-24 | Victor Company Of Japan, Limited | OFDM transmitter and receiver |
| GB9418514D0 (en) * | 1994-09-14 | 1994-11-02 | At & T Global Inf Solution | Information transmission system |
| JP3130752B2 (ja) * | 1995-02-24 | 2001-01-31 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ伝送受信方式及び送受信装置 |
| US5841813A (en) * | 1996-09-04 | 1998-11-24 | Lucent Technologies Inc. | Digital communications system using complementary codes and amplitude modulation |
-
1997
- 1997-04-01 US US08/834,667 patent/US6005840A/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-03-24 DE DE69806669T patent/DE69806669T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-24 EP EP98302191A patent/EP0869646B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-01 JP JP08784298A patent/JP3324983B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| "包絡線変動制限下における直交マルチキャリア信号のための誤り訂正符号"，１９９７年電子情報通信学会総 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69806669D1 (de) | 2002-08-29 |
| DE69806669T2 (de) | 2003-04-03 |
| JPH10303848A (ja) | 1998-11-13 |
| US6005840A (en) | 1999-12-21 |
| EP0869646B1 (en) | 2002-07-24 |
| EP0869646A3 (en) | 2000-12-13 |
| EP0869646A2 (en) | 1998-10-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3324983B2 (ja) | Ｏｆｄｍ送信器の信号送信方法 | |
| US11032035B2 (en) | Signaling method in an OFDM multiple access system | |
| KR101822763B1 (ko) | 일정한 엔벨로프를 가진 신호를 전송하기 위한 방법 및 장치 | |
| KR20000068425A (ko) | 다중 반송파 변조 시스템에서 첨두 전력 대 평균 전력비의 감소 | |
| KR20200003785A (ko) | 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치 | |
| GB2426420A (en) | Reducing peak to average power ratio (PAPR) in an orthogonal frequency division multiplexing transmitter | |
| Nilsson | Spectrum and waveform relations of multicarrier communications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080705 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080705 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100705 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110705 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110705 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120705 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120705 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130705 Year of fee payment: 11 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |