KR20200003785A

KR20200003785A - 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치

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Publication number: KR20200003785A
Application number: KR1020197028656A
Authority: KR
Inventors: 파울로 미구엘 데 아라우조 보르게스 몬테즈마 데 카르발호; 루이 미구엘 헨리케스 디아스 모르가도 디니스; 마르코 베코; 조아오 프란시스코 마르티노 레도 게레이로; 페드로 미구엘 게르마노 비에가스
Original assignee: 파울로 미구엘 데 아라우조 보르게스 몬테즈마 데 카르발호; 페드로 미구엘 게르마노 비에가스; 조아오 프란시스코 마르티노 레도 게레이로; 루이 미구엘 헨리케스 디아스 모르가도 디니스; 마르코 베코
Priority date: 2017-03-01
Filing date: 2018-02-21
Publication date: 2020-01-10
Also published as: EP3577771A1; US20180254754A1; US10069467B1; KR102608544B1; CN110710114A; CN110710114B; WO2018160083A1

Abstract

복잡한 엔벨로프의 샘플링 및 양자화된 버전에 기초하여, 가변-엔벨로프 단일 캐리어(SC) 또는 다중-캐리어(MC) 대역통과 신호의 선형 증폭을 수행하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치로서, 양자화기가 N _b 비트를 생성하는 경우 이는 양자화된 기호가 분해될 수 있는, N _m < N _b 극성 성분에 맵핑되고, 이는 N _m 상수 또는 준 상수 엔벨로프 신호로 변조되고 각각이 비선형 증폭기에 의해 증폭된다.

Description

비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치

본 발명은 통신 시스템에 사용하기 위한 전력 증폭 장치에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 엔벨로프 변동을 갖는 단일 캐리어(SC: single carrier) 변조 및/또는 다중 캐리어(MC: multicarrier) 변조에 적용 가능한 증폭 장치에 관한 것으로, 이는 양자화기(quantizer) 입력에서 신호의 엔벨로프 변동에 관계없이 비선형 효과를 회피한다. 전력 증폭 장치는 샘플을 양자화하고 양자화된 신호를 N _m ≤ N _b 일정 엔벨로프 성분으로 분해하고, 병렬로, N _m ≤ N _b 증폭기와 함께 아키텍쳐(architecture)를 사용하고, 이는 생성된 신호의 비선형 왜곡 영향을 피하면서, 일정 엔벨로프 성분을 증폭시킨다.

최신 유무선 통신 시스템은 스펙트럼 및 전력 효율에 관한 엄격한 요구사항을 충족해야 한다. 이는 큰 콘스텔레이션(constellations)에 기초한 MC 또는 SC 변조에 의해 스펙트럼 효율이 달성될 수 있는 고속 및 초고속 비트율(bit rate) 통신 시스템에 특히 중요하다. 이는 높은 스펙트럼 효율성(즉, 큰 콘스텔레이션)도 요구하는 시스템에 특히 중요하고, 이는 높은 전력을 필요로 할 뿐만 아니라 높은 엔벨로프 변동을 갖는 신호 및 높은 피크-대-평균 전력비(PAPR: peak-to-average power ratio)와도 관련되어, 증폭 효율성을 떨어지게 한다[1]. 따라서, 효율적인 전력 증폭은 5G와 같은, 현재와 차세대의 고속 비트율 통신 시스템에 중요하다[2, 3].

광대역 통신과 관련된 또 다른 문제는 채널의 주파수 선택성에 있다. 직교 주파수-분할 다중화(OFDM: Orthogonal frequency-division multiplexing)는 주파수-영역에서 수행되는 고속 푸리에 변환 알고리즘(FFT: Fourier transform algorithms) 및 간단한 등화(equalization)를 기반으로 하는 낮은 복잡성 구현으로 인해 대중화되었다[4]. 그러나, OFDM은 전력-제한 분야에 사용되는 데 방해가 되는 높은 PAPR[5]과 같은 단점도 갖고 있다. 서브캐리어(subcarriers)의 수가 증가함에 따라, 시간-영역에서 높은 진폭 피크의 신호를 가질 가능성도 커진다. 이러한 결과 신호가 Wi-Fi 장치, 모뎀 및 휴대폰에서 사용되는 것과 같이, 비-선형 고전력 증폭기(HPA: high power amplifiers)를 통해 전송되는 경우, 높은 진폭 피크는 서브캐리어 간의 왜곡 및 직교성의 손실을 유발한다. 그 결과는 인터캐리어 간섭(ICI: intercarrier interference)[6]과 높은 대역 외(OOB: out-of-band) 방사선이다. ICI는 심볼 에러율(SER: Symbol Error Rate) 성능을 저하시키고 인접 채널 간섭을 증가시킬 수 있다[7]. 입력 전력 백-오프(IBO: input power back-off)를 높이면 전력 효율이 떨어지면서 비-선형 왜곡이 줄어, 에너지-제한 장치에는 명백하게 적용할 수 없다[8].

최근 몇 가지 PAPR 감소 알고리즘이 제시되었다. 이러한 방식들은 두 가지 주요 그룹으로 나눌 수 있다: i) 신호 왜곡; 및 ii) 신호 스크램블링(scrambling). 첫 번째 그룹의 알고리즘은 증폭 전에 OFDM 신호에 공지되고 제어 가능한 왜곡을 도입함으로써 PAPR을 감소시킨다. 가장 일반적인 신호 왜곡 알고리즘은 클리핑(clipping) 및 필터링(filtering)[9-12] 및 컴팬딩(companding)[13-16]이다. 신호 왜곡 알고리즘은 OFDM 심볼의 PAPR을 크게 줄일 수 있지만, 전체 시스템 성능을 떨어뜨릴 수 있는 대역-내 및 OOB 간섭 또한 발생시킨다. 반면에, 신호 스크램블링 알고리즘은 더 높은 송신기 및 수신기 복잡성의 비용으로 OFDM 신호를 왜곡시키지 않고 PAPR을 감소시킨다. 선택적 맵핑(SLM: Selective mapping)[17-19], 부분 전송 시퀀스(PTS: partial transmit sequence)[20-22] 및 왈쉬-하다마르 변환(WHT: Walsh-Hadamard transform)[5, 23-25]은 이 카테고리에서 가장 잘 알려진 알고리즘이다.

OFDM과 같은 다른 다중캐리어 시스템은, 신호의 높은 PAPR을 기본적인 단점으로 하여, 전력 증폭 효율을 저하시킨다. 예를 들어, 오프셋 직교 진폭 변조를 사용하는 필터 뱅크 다중캐리어(FBMC-OQAM: filter bank multi-carrier with offset quadrature amplitude modulation)의 높은 PAPR은 전력 효율과 성능을 크게 떨어뜨릴 수 있다. 그러나, FBMC-OQAM 신호는 OFDM 신호와 비교하여 완전히 다른 신호 구조를 갖는다. 그러므로, 슬라이딩 윈도우 톤 레저베이션 엑티브 콘스텔레이션 익스텐션(SW-TRACE: sliding window tone reservation active constellation extension) 기술과 같은 다른 PAPR 감소 기술이 적용되어야 한다[26].

여전히 PAPR 감소 기술은 일정 엔벨로프 신호를 달성하지 못 하고 PAPR 감소는 클리핑의 경우에, 결과 신호에서 왜곡 또한 야기할 수 있다.

낮은 PAPR로 인해, 주파수 영역 등화를 이용하는 단일 캐리어(SC-FDE: single carrier with frequency domain equalization)는 시간-분산이 심한 채널과 전력 제약이 심한 광대역 통신에 적합하다[27, 28]. PAPR 문제는 MC 기법보다 SC-FDE에서 덜 심각하지만, 여전히 유사-선형 전력 증폭기가 필요하다. 클래스 D 또는 E 증폭기는 저비용 구현과 함께, 매우 높은 증폭 효율을 가질 수 있는 것으로 알려져 있다. 그러나 이 증폭기들은 비선형이 강하기 때문에, 일정하거나 유사-일정한 엔벨로프를 갖는 신호에만 사용해야 한다.

문헌 [29-30]에는 비선형 성분을 이용한 선형 증폭(LINC: liner amplification with nonlinear component)이 개시되어 있다. 이 기술은 두 개의 일정-엔벨로프 브랜치(envelope branch)에서 입력 신호를 분리하여 두 개의 고효율의 심한 비선형(NL) 증폭기(예: 클래스 D 및 E 증폭기)에 의해 개별적으로 증폭된다.

LINC 송신기 기법은 입력 신호의 엔벨로프 특성에 의해 제한된다. 대역제한(bandlimited) 신호의 진폭 정보가 LINC 성분의 위상에 내장되어 있기 때문에, 변동이 심한 엔벨로프는 높은 위상 함량을 가진 일정한 엔벨로프 LINC 성분을 생성하므로, 이는 LINC 성분의 스펙트럼을 확산시키는 원인이 된다. LINC와 반대로 N _m ≤ N _b 성분에는 스펙트럼 확산이 없고, 이는 대역폭이 각 변조기에서 선택된 펄스 형태에만 의존하기 때문이다. MC 신호 또는 SC 신호의 시간 영역 샘플의 동적 범위 및 예정된 양자화 오류 ε_QT에 따라, 각 신호에 대해, 정의된 양자화 콘스텔레이션의 양자화 기호의 함수로 정의되므로, N _m ≤ N _b 성분의 위상에는 대역 제한 신호의 진폭 정보가 포함되지 않는다.

문헌 [31]은 두 개의 특정 경계 사이의 LINC 구조로 공급되는 오프셋 직교 위상 시프트 키잉(OQPSK: offset quadrature phase shift keying) 신호의 엔벨로프를 제한하기 위해 루프-업 테이블(LUT: loop-up table) 기반 링-타입 크기 변조(RMM: ring-type magnitude modulation) 방법을 사용하는, LINC 송신기를 개시한다. 엔벨로프의 동적 범위를 줄임으로써, 넓은 LINC 성분의 스펙트럼이 상당히 좁아짐에 따라, 수동 컴바이너(combiner)를 사용하여 LINC 성분을 효율적으로 결합할 수 있으며, 이는 대역 제한 재구성 신호를 보장한다. [31]에 개시된 방법과 반대로, 본 발명에 개시된 증폭 장치는 아날로그 신호의 시간 영역 샘플의 동적 범위를 감소시킬 필요가 없다. 왜냐하면 양자화된 증폭된 신호의 스펙트럼은 시간 영역 샘플의 동적 범위에 대한 의존성이 없기 때문이다. 양자화 알파벳의 크기가 동적 범위 및 예상된 ε_QT에 따라 조정될 수 있기 때문에, 양자화 콘스텔레이션의 크기만이 양자화기 입력의 동적 범위에 의존할 수 있다.

[32]에 다수의 극성(polar) 성분의 합으로서 큰 콘스텔레이션과 관련된 가변 엔벨로프 신호를 표현할 수 있는 방법이 개시되어 있으며, 이는 대규모 다중-입력 다중-출력(MIMO: multi-input multi-output) 방식 내의 개별 안테나에 의해 증폭 및 전송된다. 본 발명에서 제시된 전력 증폭 장치는 신호 엔벨로프의 시간 영역 샘플의 양자화된 값에 적용되기 때문에 다른 접근법을 따른다. 그러므로, 양자화의 콘스텔레이션은 양자화 과정에서의 시간 영역 신호 샘플의 동적 범위와 최대 예상 양자화 오차 ε_QT로 정의되어야 한다. MC 변조에서 엔벨로프의 동적 범위가 서브캐리어의 수와 각 서브캐리어에 대해 선택된 변조에 의존하고 SC에서 선택된 변조에 의존하므로, 양자화 알파벳 기호

는 선택된 서브캐리어 및 변조의 수에 따라 변할 수 있고 알파벳

의 크기는 양자화 비트의 수에만 의존한다. 따라서, 양자화 콘스텔레이션과 시간 영역 샘플이 양자화된 신호에 적용되는 변조 사이에는 직접적인 관계가 없다. 따라서, 본 명세서에 개시된 증폭 과정은 시간 영역 샘플의 값을 양자화 콘스텔레이션으로 변환하고 비선형 증폭기에 의해 증폭될 수 있는 일정 엔벨로프 신호의 합으로서 양자화된 기호 출력을 분해함으로써 변형 엔벨로프를 갖는 신호의 선형 증폭을 구현한다. 더욱이, 양자화기 입력은 신호 엔벨로프의 시간 영역 샘플이기 때문에, 이 분해는 임의의 신호에 적용될 수 있고 타겟으로서 특정 콘스텔레이션을 갖지 않는다.

[33]에는 비선형 증폭기를 사용하여 선형 증폭을 갖는 M-QAM 변조에 기초하여 데이터를 전송하는 방법이 개시되어 있다. 본 발명에서 제시된 전력 증폭 장치는 특정 변조 또는 콘스텔레이션으로 제한되지 않으며, 이들 신호 샘플의

양자화된 값을 각각 증폭된 N _m ≤ N _b 극성 성분으로 분해하기 때문에, MC 및 SC 신호 모두에 적용될 수 있다. 또한 본 명세서에 개시된 증폭 방법에서, 극성 성분의 수는 신호 샘플의 동적 범위, 양자화 에러 ε_QT및 양자화 비트 수 N _b 로 정의된다.

[34]에는 비선형 왜곡에 대한 견고성으로 인해 더 높은 증폭 효율을 허용하도록 특별히 설계된 2개의 비선형 OQPSK 신호에 기초한, 비선형 코딩된 16-OQAM 방식에 대한 방법이 개시되어 있다. 본 명세서에 개시된 전력 증폭 장치는 양자화 콘스텔레이션으로부터 신호 엔벨로프의 시간 영역 샘플의 값을 기호로 변환하고 비선형 증폭기에 의해 증폭될 수 있는 일정 엔벨로프 신호의 합으로서 양자화된 기호를 분해함으로써 변형 엔벨로프로 SC 또는 MC 신호의 선형 증폭을 구현한다. 따라서, SC 신호의 임의의 샘플 세트 또는 MC 신호로부터의 임의의 IFFT 샘플 세트에 이용될 수 있기 때문에, 본 명세서의 전력 증폭 장치는 비선형 왜곡이 아닌, [34]에서 수행된 분해에 영향을 미치는 펄스 형상 및 지속 시간과 관련된 어떠한 형식 제약도 갖지 않는다. 또한 성분의 개수가 신호 샘플의 양자화 동안 사용되는 양자화 비트 수 N _b 에 의해서만 정의되기 때문에, 2개로 제한되지 않는다.

[35]에는 큰 QAM 콘스텔레이션 및 매우 균일하지 않은 오프셋 콘스텔레이션에 대해서도, 복잡성은 낮지만 우수한 성능을 허용하는 실용적인 주파수 영역 등화(FDE: frequency domain equalization) 수신기가 개시되어 있다. 본 명세서에 개시된 전력 증폭 장치는, 임의의 SC 또는 MC 신호로부터의 샘플의 양자화된 값에 극성 성분에 대한 일반적인 분해를 적용하며 이는 [37] 및 [34]에 설명된 직렬 OQPSK 형식에 제한되지 않는다.

문헌 [38]은 복수의 서브캐리어에 할당된 데이터에 대해 역 고속 푸리에 변환을 수행하고, 역 고속 푸리에 변환으로부터 병렬로 출력된 시간-영역 데이터를 시간-영역 아날로그 신호로 변환하고, 그리고 스위칭(switching) 신호에 따라 조정가능한 전력 증폭의 포화 출력 레벨로, 시간-영역 아날로그 신호의 전력 증폭을 수행하는 하나의 증폭기에 기초한 전력 증폭 장치를 개시한다. 본 명세서에 개시된 증폭 장치는 SC 신호 또는 MC 신호의 복합 엔벨로프의 샘플 s(t=nT _s )=s(n)의 양자화된 값이 분해되는 성분의 선형 증폭을 수행하기 때문에 다소 다르다. 예를 들어, MC 신호의 경우 샘플은

으로 주어지고, 여기서 N은 IFFT의 크기이고 S(k)는 주파수 영역 샘플을 나타내고, T _s 는 샘플 시간 간격을 나타내고, nT _s 는 샘플 시간 순간이고 f _c 는 캐리어 주파수이며, 이들은 N _b 비트 및

양자화 레벨을 갖는 양자화기에 의해 유한한 양자화된 기호 세트로 변환된다. 입력 신호의 샘플의 진폭은

양자화 레벨을 갖는 양자화기에 의해 유한한 기호 세트에 속하는 s _n,QT 를 양자화된 기호로 양자화한다. 양자화 비트

는 양자화 기호가 나타날 수 있는 N _m ≤ N _b 극성 성분에 맵핑되는 극성 형태

로 변환된다. 양자화 기호

의 유한한 세트(여기서 M은 콘스텔레이션 기호의 수)는 N _b = log ₂ (M) 비트로 n의 이진 표현을 나타내는

을 갖는 규칙

를 따른다. 양자화 레벨은 양자화 기호 s _n,QT 를

에 의해 극성 성분으로 분해한 결과인 N _m 극성 성분에 맵핑되며,

는 i의 이진 표현을 나타내고,

은 비트

의 극성 표현을 나타내고,

는 s _n,Qt 의 i번째 극성 성분을 나타내고 N _m 은 언급된 분해 방정식의 0이 아닌 g _i 계수의 수이다. 다음으로 N _m 극성 성분들 각각은 스펙트럼과 전력 효율 사이에서 최상의 트레이드-오프(trade-off)를 보장하기 위해 선택된 펄스 형태를 갖는, 이진 위상 시프트 키잉(BPSK: binary phase shift keying) 신호로 변조된다. 그 다음 해당 신호들은 N _m 비선형 증폭기에 의해 각각 증폭된다. N _m 증폭기의 출력은 그 후 채널로 전송되기 전에 컴바이너(combiner)에 의해 합쳐질 수 있거나 각각이 각각의 증폭 브랜치(branch)에 직접 연결된 N _m 트랜스듀서(transducer) 세트에 의해 채널로 직접 전송될 수 있다.

[39]에는 다수의 서브캐리어에 할당된 데이터에 대해 IFFT를 수행하고, IFFT로부터 병렬로 출력된 시간 영역 데이터를 스위칭 신호에 의해 제어되는 포화 레벨을 갖는 증폭기에 의해 증폭되는 시간 영역 아날로그 신호로 변환하는 전력 증폭 장치가 개시되어 있다. 각 블록에 대해 진폭이 이전 임계값과 비교되고 포화 출력이 출력 비교 결과에 따라 조정된다. 본 명세서에 개시된 증폭 장치와 반대로 양자화는 엔벨로프의 동 위상 및 직교 값을 양자화하는 데 사용되지 않으며 각 성분은 스위칭 신호에 의해 제어되는 포화 레벨을 갖는 증폭기에 의해 직접 증폭된다. 신호의 실수부와 허수부의 증폭에 사용된 증폭기의 포화 레벨을 동적으로 제어함으로써 전력 증폭으로 인한 비선형 왜곡이 여전히 최소화된다. 입력 신호의 실수부와 허수부의 양자화와 양자화 값의 비선형 증폭기로 증폭된 일정한 엔벨로프 신호의 합으로의 분해는 없다.

[40]에는 선형 출력을 생성하기 위해 증폭된 신호로부터 오차를 제하는, 오차 감소 회로 루프를 통해 비선형 효과가 보상되는, 수퍼 선형 피드 포워드(feedforward) 증폭기가 개시되어 있다. 이 등화는 또한 전력 증폭기에 의해 발생한 이득 및 위상 왜곡을 보정하기 위해 증폭된 신호에 적용된다. 증폭될 신호 및 오차 감소 루프에서 수신된 피드백 신호에 의해 적응적으로 제어되는 디지털 보정 블록이 사용된다. 본 명세서에 개시된 증폭 장치에는 피드백 루프 및 등화가 사용되지 않고, 이는 증폭으로 인한 왜곡 효과가 비선형 증폭기에 의해 증폭되는 일정 엔벨로프 성분으로 신호의 분해에 의해 회피되기 때문이다. 입력 신호의 엔벨로프에 대한 유한한 세트의 값도 양자화기를 통해 얻어진다. 본 명세서에 개시된 증폭 장치에서는 [40]의 장치와 반대로, 왜곡 효과는 오직 입력 신호의 동 위상 및 직교 성분을 나타내는 데 사용되는 양자화된 값과 관련된 양자화 오차로 인한 것이다.

정보 개시 문헌

양자화기 기반 증폭 방법에 관한, 청구범위의 특허성과 관련된 특허 및 공개.

[1] D. Falconer, S. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, “Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems”, IEEE Comm. Mag., vol. 4, no, 4, pp. 58-66, April 2002.

[2] T.S. Rappaport, et al., “Millimeter wave mobile communications for 5g cellular: it will work!”, Access, IEEE, vol.1, no., pp.335-349, 2013.

[3] S. Rangan, T.S. Rappaport, and E. Erkip, “Millimeter-wave cellular wireless networks: potentials and challenges”, Proceedings of the IEEE, vol.102, no.3, pp.366-385, March 2014.

[4] R. v. Nee and R. Prasad, OFDM for Wireless Multimedia Comnmunications, 1st ed. Norwood, MA, USA: Artech House, Inc., 2000.

[5] M. Ahmed, S. Boussakta, B. Sharif, and C. Tsimenidis, "OFDM based on low complexity transform to increase multipath resilience and reduce PAPR", IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 59, no. 12, pp. 5994-6007, Dec 2011.

[6] A. Mallet, A. Anakabe, J. Sombrin, and R. Rodriguez, "Multiport-amplifier-based architecture versus classical architecture for space telecommunication payloads", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, no. 12, pp. 4353-4361, Dec. 2006.

[7] A. Bahai, M. Singh, A. Goldsmith, and B. Saltzberg, “A new approach for evaluating clipping distortion in multicarrier systems", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 20, no. 5, pp. 1037-1046, Jun. 2002.

[8] L. Zhang, L.-L. Kuang, Z.-Y. Nl, and J.-H. Lu, "Performance evaluation for OFDM and SC-FDE systems with high power amplifier", in IET International Communication Conference on Wireless Mobile and Computing (CCWMC 2009), Dec. 2009, pp. 348-352.

[9] X. Zhu, H. Hu, and Y. Tang, "Descendent clipping and filtering for cubic metric reduction in OFDM systems", Electronics Letters, vol. 49, no. 9, pp. 599-600, April 2013.

[10] X. Zhu, W. Pan, H. Li, and Y. Tang, "Simplified approach to optimized iterative clipping and filtering for PAPR reduction of OFDM signals", IEEE Transactions on Communications, vol. 61, no, 5, pp. 1891-1901, May 2013.

[11] M. Paredes and M. Fernandez-Getino Garcia, "Energy efficient peak power reduction in OFDM with amplitude predistortion aided by orthogonal pilots", IEEE Transactions on Consumer Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 45-53, Feb. 2013.

[12] M. Gay, A. Lampe, and M. Breiling, "An adaptive PAPR reduction scheme for OFDM using SLM with clipping at the transmitter, and sparse reconstruction at the receiver", in IEEE China Summit International Conference on Signal and Information Processing (ChinaSIP), 2014, July 2014, pp. 678-682.

[13] M. Hu, Y. Li, W, Wang, and H. Zhang, "A piecewise linear companding transform for PAPR reduction of OFDM signals with companding distortion mitigation", IEEE Transactions on Brosdcasting, vol. 60, no. 3, pp. 532-539, Sept 2014.

[14] Y. Wang, J. Ge, L. Wang, J. Li, and B. Ai, "Nonlinear companding transform for reduction of peak-to-average power ratio in OFDM systems", IEEE Transactions on Broadcastng, vol 59, no. 2, pp. 369-37S, June 2013.

[15] J. Xiao, J. Yu, X. Li, Q. Tang, H. Chen, F. Li, Z. Cao, and L. Chen, "Hadamard transform combined with companding transform technique for PAPR reduction in an optical direct-detection OFDM system", IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networting, vol. 4, no. 10, pp. 709-714, Oct. 2012.

[16| P. Varahram and B. Ali, "A crest factor reduction scheme based on recursive optimum frequency domain metrix", IEEE Transactions on Consumer Electronics, vol. 60, no. 2, pp. 179-183, May 2014,

[17] S. Adegbite, S. McMeekin, and B. Stewart, "Low complexity data decoding using binary phase detection in SLIM-OFDM systems", Electronics Letters, vol. 50, no. 7, pp. 560-562, March 2014.

[18] N. Singh, A. Bhadu, and A. Kumar, "Combined SLM and tone reservation for PAPR reduction in OFDM systems", in Confluence 2013: The Next Generation Information Technology Summit(4th International Conference), Noida, Uttar Pradesh, India Sept. 2013, pp. 274-277.

[19] S. Meymanatabadi, J. Niya, and B. Tazehkand, "Multiple recursive generator-based method for peak-to-average power ratio reduction in selected mapping without side information", China Communications, vol. 10, no. 8, pp. 68-76, Aug. 2013.

[20] V. Sudha and D. Sriram Kumar, PAPR reduction of OFDM system using pts method with different modulation techniques", in Internationai Conference on Electronics and Communication Systems (ICECS), 2014, Feb. 2014, pp, 1-5.

[21] E. Kalaiselvan, P. Elavarasan, and G. Nagarajan, "PAPR reduction of OFDM signals using pseudo random PTS without side information", in International Conference on Communications and Signal Processing(ICCSP), Melmaruvathur, Tamilnadu, India, April 2013, pp. 29-33.

[22] H.-L. Hung and Y.-F. Huang, "Peak-to-average power ratio reduction in orthogonal frequency division muitiplexing system using differential evoiution-based partial transmit sequences scheme", IET Communications, vol. 6. no. 11, pp. 1483-1488, July 2012.

[23] Z. Dlugaszewski and K. Wesolowski, "WHT/OFDM - an improved ofdm transmission method for selective fading channels", in Symposium on Communications and Vehicular Technology, 2000. SCVT-2000, October 19, 2000, IMEC, Leuven (BE), pp. 144-149.

[24] S. Wang, S. Zhu, and G. Zhang, "A walsh-hadamard coded spectral efficient full frequency diversity OFDM system", IEEE Transactions on Communications, vol. 58, no. 1, pp. 28-34, Jan. 2010.

[25] M. Al-Attraqchi, S. Boussakta, and S. Le-Goff, "An enhanced OFDM/OQAM system exploiting walsh-hadamard transform", in Vehicular Technology Conference (VTC Spring), 2011 IEEE 73rd, May 2011, pp. 1-5.

[26] S. Lu, Q. Daiming, and H. Yejun, "Slidng window tone reservation technique for the peak-to-average power ratio reduction of FBMC-OQAM signals", IEEE Wireless Communications Letters, Vol. 1, no. 4, pp. 268-271, 2012.

[27] D. Cox, "Linear amplification with nonlinear components", IEEE Transactions on Communications, vol. 22, no. 12, pp. 1942-1945, Dec. 1974.

[28] R. Dinis, P. Montezuma, N. Souto, and J. Silva, "Iterative Frequency-Domain Equalization for General Constellations", 33rd IEEE Sarnoff Symposium 2010, Princeton, USA, Apr. 2010.

[29] A. Birafane, M. El-Asmar et al., "Analyzing LINC Systems", Microwave Magazine, IEEE，vol. ll, no. 5, pp. 59-71, Aug. 2010.

[30] R. Dinis and A. Gusmao, "Nonlinear signal processing schemes for OFDM modulations within conventional or LINC transmitter structures", European Transactions on Telecommunications, vol. 19, no. 3, pp. 257-271, April 2008.

[31] A. S. Simoes, P. Bento, M. Gomes, R. Dinis and V. Silva, "Efficient LINC amplification for 5G through ring-type magnitude modulation", Proc IEEE Globecom 2015 Workshop on Mobile Communications in Higher Frequency Bands (MCHFB), San Diego, United States, Dec. 2015.

[32] P. Montezuma, R. Dinis and D. Marques, "Robust Frequency-Domain Receivers for A Transmission Technique with Directivity at the Constellation Level", IEEE VTC'2014 (Fall), Vancouver, Canada, Sept. 2014.

[33] V. Astucra, "Linear amplificatlon with multiple nonlinear devices", Faculty of Science and Technology, New University of Lisbon.

[34] P. Montezuma, et al., "Power efficient coded 16-OQAM schemes over nonlinear transmitters", 34th IEEE Sarnoff Symposium, May 3, 201l.

[35] M. Luzio, et al., "Efficient Receivers for SC-FDE Modulations with offset", IEEE Military Communications Conference 2012, MILCOM 2012.

[36] A. Gusmao, V. Goncalves and N. Esteves, "A novel approach to modeling of OQPSK-type digital transmission over nonlinear radio channels", IEEE Journal on Selected Areas in Commumcations, vol. 15, no. 4, pp. 647-655, 1997,

[37] R. Dinis, P. Montezuma, N. Souto, and J. Silva, "Iterative Frequency-Domain Equalization for General Constellations", 33rd IEEE Sarnoff Symposium 2010, Princeton, USA, Apr. 2010.

[38] S. Kusunoki, "Power amplification apparatus, OFDM modulation apparatus, and distortion reduction method for power amplification apparatus", US patent, US 2001/0310990 A1.

[39] S. Kusunoki "Power amplification apparatus, OFOM modulation apparatus, wireless transmission apparatus, and distortion reduction method for power amplification apparatus", Us patent, US 2011/0310990 A1.

[40] Y. Shalom, D. Arison and K. Kaufman, "Super-linear multi-carrier power amplifier", Us patent, 6166601, Dec. 26 2000,

발명의 간단한 요약

본 명세서에 제시된 비선형 증폭기를 이용한 선형 전력 증폭 장치는 일정하지 않은 엔벨로프를 갖는 대역통과 신호의 선형 증폭을 구현한다(예를 들어, 필터링된 SC-신호, 크고, 일정하지 않은 엔벨로프, 콘스텔레이션에 기반한 SC 신호 또는 일반 MC 신호). 이 증폭 장치는 신호의 복잡한 엔벨로프 샘플의 양자화에 기초한다.

본 명세서의 증폭 장치는 복합 엔벨로프 s(t)를 갖는 입력 신호를 수신하고, 이는 100에서 샘플링되어 시간 영역 샘플 s(nT _s )=s(n)을 획득하며, 여기서 T _s 는 샘플 시간 간격이고 nT _s 는 샘플 시간 순간이다. 일반적으로, 신호 s(t)의 시간 영역 샘플 s(n)은 신호의 동적 범위 내에서 무한한 진폭 레벨을 가질 수 있다. 101에서, 시간 영역 샘플의 진폭 양자화를 수행함으로써, 각각의 샘플 s(n)의 진폭은 균일하거나 균일하지 않을 수 있는 양자화기로부터 2 ^Nb 가능한 양자화 기호의 유한한 알파벳으로부터 취해진 이산적인 진폭 값 s _n,QT 로 변환된다. 이 값은 일정한 N _m 개별 진폭을 갖는 N _m 극성 성분의 합으로 표현되며, 각각은 다른 비선형 증폭기에 의해 독립적으로 증폭된다. 이는 복합 엔벨로프의 실수부 및 허수부에 대해 별도로 수행될 수 있다.

본 명세서는 다음 단계를 포함하는 증폭 장치를 기술한다:

- 입력 신호는 해당 시간 영역 샘플을 생성하기 위해 샘플링되고;

- 각각의 샘플 s(n)은 2 ^Nb 가능한 양자화 기호의 유한 알파벳으로부터 취해진 양자화 값 s _n,QT 에 대응하는 N _b 양자화 비트(101)로 양자화기에 의해 양자화되고;

- 극성 변환기(polar converter)(102)에서 양자화 비트

는

에 의해 극성 형태

로 변환된다. 양자화된 기호의 유한 세트

(여기서

는 콘스텔레이션 기호의 수임)는 규칙

을 따르고,

는 n의 이진 표현을 N _b= log₂(M) 비트로 나타내고;

- 103에서 양자화 비트의 극성 버전

은 서로 다른 일정한 진폭을 갖는 N _m ≤ N _b 극성 성분에 맵핑되고, 이는 양자화 값 s _n,Qt 가

에 의해 주어진 극성 성분으로 분해된 결과이며,

은 i의 이진 표현을 나타내고,

은 비트

의 극성 표현을 나타내고,

은 s _n 의 i번째 극성 성분을 나타내고, N _m 은 언급된 분해 방정식의 0이 아닌 g _i 계수의 수이고;

- 각각의 N _m 극성 성분은 104에서 BPSK 신호로 변조되며, 이들 N _m BPSK 각각이 감소된 엔벨로프 변동과 컴팩트 스펙트럼 사이에서 우수한 트레이드오프(예를 들어, GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying) 신호)를 갖도록 특별히 설계되었다. i번째 브랜치에 대해 대응하는 BPSK 신호의 피크 진폭은 대응하는

에 의해 주어짐에 유의하고;

- 각각의 브랜치에서 결과 신호는 위상 시프터(105)에 전송되고(submitted) 108에 의해 전송되기(transmitted) 전에, N _m 비선형 증폭기(107)의 세트에 의해 증폭된다. 그 후 N _m 증폭기의 출력은 채널에 전송되기 전에 컴바이너에 의해 합산될 수 있거나 또는 고려되는 송신 채널에 따라 각각의 증폭 브랜치에 연결된 N _m 안테나 세트, 하이드로폰(hydrophone) 세트 또는 레이저 다이오드 세트에 의해 채널로 직접 송신될 수 있다. 108은 안테나 또는 레이저 다이오드 또는 하이드로폰일 수 있는 트랜스듀서 또는 Nm 안테나, Nm 하이드로폰 또는 Nm 레이저 다이오드일 수 있는 Nm 트랜스듀서 세트에 이어 컴바이너로서 구현될 수 있으며, 여기서 각 트랜스듀서는 각각의 증폭 브랜치에 직접적으로 연결된다.

본 발명의 구체예는 종속항에 정의되어 있다. 본 발명의 다른 목적, 이점 및 신규한 특징은 첨부 도면 및 청구범위와 관련하여 고려될 때 본 발명의 다음의 상세한 설명으로부터 명백해 진다.

전술한 본 발명의 특징 및 이점을 포함하는, 본 명세서에 개시된 구체예의 다양한 양태는 도면과 관련하여 상세한 설명에서 아래에 더 상세히 설명되며, 여기서 유사한 참조 번호는 유사한 요소를 지칭한다:
도 1은 입력 신호가 100에서 샘플링되고 신호의 시간 영역 샘플의 양자화로부터 101의 결과 양자화 비트가 이어서 극성 분해 변환기(102)에 의해 N _m 안티포달(antipodal) 형식으로 변환되는 선형 전력 증폭 장치의 구조의 도면을 도시한다. 이들 안티포달은 BPSK 변조기(104)의 입력인 103에서 N _m 극성 시퀀스로 맵핑되고, 그 출력은 위상 시프터(shifter)(105)의 입력인 연속 시간 BPSK 신호이고, 그리고 N _m 비선형 증폭기(106)에 의해 증폭된다. N _m 증폭기의 출력은 108의 입력이다. 108은 안테나 또는 레이저 다이오드 또는 하이드로폰일 수 있는 트랜스듀서 또는 N _m 안테나, N _m 하이드로폰 또는 N _m 레이저 다이오드일 수 있는 N _m 트랜스듀서 세트에 이어 컴바이너로서 구현될 수 있으며, 여기서 각 트랜스듀서는 각각의 증폭 브랜치에 직접 연결된다. 108 구조에 따라 N _m 증폭기의 출력은 채널로 전송되기 전에 컴바이너에 의해 합산되거나 고려되는 전송 채널에 따라, N _m 트랜스듀서 또는 다른 유형의 트랜스듀서에 의해 채널로 직접 전송될 수 있다.

본 발명의 명세서는 비선형 증폭기에 의해 개별적으로 증폭되는 N _m 극성 성분으로 양자화된 기호를 분해하는 것과 결합된 양자화기를 사용하는 선형 증폭 장치를 기술한다. 도면을 참조하여, 동일한 기술의 상이한 구체예를 사용하는 기술이 설명될 것이며, 이는 본 발명의 보호범위를 제한하려는 것이 아니다. 구체예는 후술하는 바와 같은 순차적 단계의 방법으로 구성된다.

비선형 증폭기를 이용한 선형 전력 증폭 장치는 MC 또는 SC 신호로부터 얻을 수 있는 복합 엔벨로프의 시간 영역 샘플을 양자화기에 대한 입력으로 사용한다. 가변 엔벨로프 신호의 샘플 값은 양자화 기호가 몇몇 극성 성분의 합으로 분해되는 극성 성분으로 변환되는 N _b 양자화 비트에 의해 양자화된다[37]. 각각은 감소된 엔벨로프 변동이 있는 직렬 OQPSK 신호[38] 또는 별도의 증폭기로 증폭되기 전에 일정한 엔벨로프 신호로 변조된다.

본 발명의 명세서에서 고려되는 비선형 증폭기를 이용한 선형 전력 증폭 장치의 기본 구조는 도 1에 도시되어 있다. 전력 증폭 장치의 입력 신호는 100에서 샘플링되어 시간 영역 샘플 s(nT _s )=s(n)을 생성한다.

101에서, 시간 영역 샘플의 진폭 양자화를 수행함으로써, 각각의 샘플 s(n)의 진폭은

가능한 양자화 기호 또는 레벨의 유한 알파벳으로부터 취해진 양자화된 기호 s _n,QT 로 변환된다. 본 명세서에 개시된 전력 증폭 장치는 100으로 표현 된 샘플러, 및 N _b 양자화 비트 및

양자화 레벨을 갖는 101로 표현되는 균일하거나 불균일 할 수 있는 양자화기를 사용한다. N _b 양자화 비트는 각각의 양자화 기호가 분해될 수 있는 N _m ≤ N _b 극성 성분의 정의에 사용된다. 102의 극성 변환기에서 양자화 비트

는

에 의해 극성 형태

로 변환된다.

는 콘스텔레이션 기호의 개수인, 양자화 기호

의 유한 세트는 규칙

을 따르고,

는

비트로 n의 이진 표현을 나타낸다.

다음으로, 103에서 양자화 비트의 극성 버전

은 상이한 일정 진폭을 갖는 N _m ≤ N _b 극성 성분에서 맵핑되고, 즉 i번째 성분에 대해 일정한 진폭

를 가지며, 이는 양자화 값 s _n,QT 를

에 의해 주어진 극성 성분으로 분해한 결과이며,

는 i의 이진 표현을 나타내고,

은 비트

의 극성 표현을 나타내고,

은 s _n 의 i번째 극성 성분을 나타내고 N _m 은 참조된 분해 방정식의 0이 아닌 g _i 의 계수의 수이다.

N _m 극성 성분들 각각은 104에서 BPSK 신호로 변조되며, 이들 각각의 Nm BPSK 감소된 엔벨로프 변동과 콤팩트한 스펙트럼(예를 들어, GMSK 신호) 사이에서 우수한 트레이드오프를 갖도록 특별히 설계된다. 104에서 사용된 펄스 형태는 높은 스펙트럼 효율 및 일정한 엔벨로프를 달성하도록 선택될 수 있음을 주목한다. i-번째 브랜치에 대해, 대응하는 BPSK 신호의 피크 진폭은 대응하는

에 의해 주어진다.

다음으로, 각각의 브랜치에서 결과 신호는 위상 시프터(shifter)(105)로 전송되고 여기서 BFSK 변조기(104)의 출력에서 얻어진 신호는 비선형 증폭기(106)에 의해 증폭되기 전에 위상 회전을 겪는다. 따라서, 각 브랜치에서, BPSK 변조기의 출력에서의 신호는 위상 시프터(105)에서 복소 계수(complex coefficient)를 곱한 다음 비선형 증폭기(106)에 의해 증폭되며, 포화 모드에서 또는 그 근처에서 작동할 수 있다. 증폭 스테이지(107)는 그 출력이 108의 입력인 N _m 증폭기(106)에 의해 병렬로 구성된다. 108은 안테나 또는 레이저 다이오드 또는 하이드로폰에 연결된 트랜스듀서 또는 N _m 안테나, N _m 하이드로폰 또는 N _m 레이저 다이오드일 수 있는 N _m 트랜스듀서 세트로서 그에 이어 컴바이너로 구현될 수 있고, 여기서 각 트랜스듀서는 각각의 증폭 브랜치에 직접적으로 연결된다. 108 구조에 따라 N _m 증폭기의 출력은 채널로 전송되기 전에 컴바이너에 의해 합산되거나 고려되는 전송 채널에 따라 N _m 안테나, 또는 N _m 하이드로폰 또는 N _m 레이저 다이오드일 수 있는 N _m 트랜스듀서 세트 또는 다른 유형의 트랜스듀서에 의해 채널로 직접 전송될 수 있다.

본 발명의 또다른 구체예에서, 입력 신호의 복합 엔벨로프 샘플의 동 위상 및 직교 성분은 분리되고 각각의 동 위상 양자화된 값

및 직교 양자화된 값

에 대한 가능한 양자화 기호의

및

의 2개의 유한한 알파벳에 대응하는

및

양자화 비트를 갖는 각각의 2개의 독립적인 양자화기에 의해 양자화된다. 동 위상 양자화 값

및 직교 양자화 값

은 각각

및

극성 성분의 합으로서 분해되고, 그리고

입력으로 컴바이너에서 결합되기 전에

및

증폭기에 의해 증폭된다.

본 발명의 또다른 구체예에서, N _m 양자화 비트는 OQSPK 또는 MSK(Minimum Shift Keying) 신호 또는 다른 일정한 엔벨로프 신호에 의해 변조되는 2개의 극성 성분의 N _m /2 세트로 변환될 수 있으며, 이는 이후 비선형 증폭기(106)에 의해 증폭되고, 이는 포화 모드 또는 그 근처에서 작동할 수 있다. 이 경우 증폭 스테이지(107)는 출력이 108의 입력인 N _m /2 증폭기(106)에 의해 병렬로 구성된다.

본 발명의 명세서의 바람직한 구체예에 대하여 상기에서 설명했지만, 본 명세서는 상술한 특정 구성에 한정되는 것은 아니다. 본 명세서의 범위를 벗어나지 않고 다양한 변형 및 변경이 이루어질 수 있다. 당업자는 다양한 변형, 조합, 하위-조합 및 변경이 첨부된 청구범위 또는 그 등가물의 범위 내에 있는 한 설계 요건 및 기타 요인에 따라 발생할 수 있음을 이해해야 한다.

Claims

- 단일 캐리어(SC) 또는 다중 캐리어(MC) 입력 신호의 복합 엔벨로프로부터 획득된 시간 영역 샘플을 생성하는 샘플러(sampler);
- 상기 입력 신호의 상기 시간 영역 샘플의 양자화된 값에 대응하는 양자화 비트(bit)를 생성하는 적어도 하나의 양자화기(quantizer);
- 캐리어 주파수의 동일한 주파수 및 양자화된 진폭 값이 분해될 수 있는 서로 다른 일정한 진폭을 갖는 주기 신호 세트를 생성하고 상기 양자화기로부터 수신된 상기 양자화 비트를 양자화된 기호가 분해되는 성분 신호의 위상을 제어하는 극성 시퀀스로 변환하는 적어도 하나의 맵퍼(mapper);
- 각각은 양자화 비트로부터 획득된 극성 시퀀스를 사용하는 변조기(modulator), 위상 시프터(phase shifter) 및 양자화된 신호가 분해되는 각각의 신호를 증폭시키는 증폭기(amplifier)를 갖는, 상기 양자화 비트의 적어도 절반과 같은 수와 병렬인 적어도 한 세트의 증폭 브랜치(amplification branches); 및
- 양자화된 신호의 증폭된 버전을 생성하는 각 증폭 브랜치에 직접 연결된 하나의 트랜스듀서 또는 N _m 트랜스듀서 세트에 연결된 증폭된 신호를 결합하는 하나의 컴바이너(combiner);
를 포함하는 것을 특징으로 하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치.
제1항에 있어서, 상기 복합 엔벨로프의 각각의 샘플 s(n)이
의 가능한 양자화 기호의 유한 알파벳으로부터 취해진 양자화 값 s _n,QT 에 대응하는 N _b 양자화 비트로 양자화되고, 이는 감소된 엔벨로프 변동과 컴팩트 스펙트럼(예를 들어, GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying) 신호) 사이의 우수한 트레이드오프를 갖도록 특별히 설계된 BPSK 신호로 변조되고 N _m 비선형 증폭기 세트에 의해 증폭되는 각각의 하나인 서로 다른 일정한 진폭을 가진 N _m ≤ N _b 극성 성분으로 분해되는 것을 특징으로 하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치.
제1항에 있어서, 상기 복합 엔벨로프의 각각의 샘플 s(n)이, 각각이 2개의 유한 알파벳의
및
의 가능한 양자화 기호에 대응하는
및
양자화 비트를 갖는 2개의 독립접인 양자화기에 의해,
및
로 각각 양자화되는 동위상 및 직교 성분으로 분해되고, 이는 2개의 맵퍼에 의해 서로 다른 일정 진폭을 갖는
및
극성 성분으로 분해되고
및
증폭기에 의해 각각 증폭되는 것을 특징으로 하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치.
제1항에 있어서, 상기 양자화된 비트의 맵핑이 상기 양자화 비트를 상이한 일정한 진폭 또는 다른 일정한 엔벨로프 신호를 갖는 BPSK 신호 세트로 직접 변환하고 일정한 엔벨로프 신호 성분의 위상을 제어하기 위해 상기 양자화 비트를 사용하는 맵퍼에 의해 수행될 수 있는 것을 특징으로 하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭을 위한 장치.
제1항에 있어서, 양자화된 비트의 맵핑이 쌍비트(dibits)를 서로 다른 일정한 진폭을 가진 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 Offset-QPSK 성분의 세트 또는 개별적으로 증폭되는 다른 일정한 엔벨로프 성분으로 직접 변환하는 맵퍼에 의해 수행될 수 있는 것을 특징으로 하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치.
제1항에 있어서, 상기 복합 엔벨로프의 각각의 샘플 s(n)은
가능한 양자화 기호의 유한 알파벳으로부터 취한 양자화 값 s _n,QT 에 대응하는 N _b 양자화 비트로 양자화되고, 여기서 N_b/2 쌍비트 세트의 각 쌍비트는 일정한 진폭을 갖는 OQSPK 신호 또는 MSK 신호 또는 감소된 엔벨로프 변동과 컴팩트 스펙트럼(예를 들어, GMSK 신호) 사이에서 우수한 트레이드오프를 갖도록 특별히 설계된 다른 신호에 의해 변조되고 N _m /2 비선형 증폭기 세트에 의해 증폭되는 것을 특징으로 하는 비선형 증폭기를 이용한 양자화된 선형 증폭 장치.