JPH0773587A

JPH0773587A - ディザ生成装置

Info

Publication number: JPH0773587A
Application number: JP5216678A
Authority: JP
Inventors: Teruya Komamura; 光弥駒村
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1993-08-31
Filing date: 1993-08-31
Publication date: 1995-03-17
Anticipated expiration: 2018-04-14
Also published as: JP3396512B2; US5497154A

Abstract

(57)【要約】【目的】小信号であっても、かつ、バッファメモリ長
が短くても十分にランダムな自己ディザを発生させる。【構成】量子化後のデータのＬＳＢを取り出し、Ｍビ
ットからなるシフトレジスタと同じ働きをするバッファ
メモリに蓄える。このＭビットによって過去の２ ^Mのイ
ンデックスを蓄えたインデックス・バッファを参照し
て、インデックス・バッファの値により乱数値を出力す
るルック・アップ・テーブルを再び参照し、ディザを出
力する。ルック・アップ・テーブル参照後に、現在のＭ
ビットデータはインデックス・バッファに入力され、イ
ンデックス・バッファの内容は１データずつシフトす
る。インデックス・バッファ、バッファメモリ共に要素
の値が常に可変するので、常に異なる値がルック・アッ
プ・テーブルに供給され、ルック・アップ・テーブルか
らは十分にランダムなディザが生成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディザ生成装置に係
り、特に自己ディザ（auto dither ）回路の改良に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】最近、デジタル・オーディオ（digital
audio ）の分野において、より原音に忠実な音を再生す
るための高音質化が求められている。具体的には、ＣＤ
（Compact disk）、ＤＡＴ（Digital audio tape-recor
der ）等の量子化ビットである１６ビットではダイナミ
ックレンジが不足であり、理想的には２０ビット程度の
量子化ビットが要求されているのである。しかし、ＣＤ
やＤＡＴが世の中に大いに普及している現状において、
全く新しいフォーマットを提案するのは困難である。そ
こで、現状の１６ビットフォーマットと互換性を保ちつ
つ、ダイナミックレンジを確保する必要が出てくる。

【０００３】上記のダイナミックレンジを確保するため
の手法として、ディザ付加による量子化特性改善技術が
知られている。ディザはデジタル変換時に発生する量子
化雑音を白色化するために記録時に加算され、システム
の量子化ステップより小振幅の信号の再生を可能にし、
実質上ダイナミックレンジが上昇したのと同じ効果を奏
する技術である。ただし、ディザは量子化雑音を白色化
することを目的の一つとしているため、単純に言えばノ
イズを加算していることになる。いいかえれば、記録信
号には原信号に含まれていなかったノイズが入っている
ことになる。そこで、再生信号でディザに起因するノイ
ズを消去するためには、記録時と再生時とで全く同じデ
ィザを発生し、再生時は減算をする必要がある。

【０００４】ディザの生成方法として、デジタル・オー
ディオ・データそのものを用いてディザを発生させる、
自己ディザが提案されている。自己ディザは、デジタル
・オーディオ・データそのものを用いてディザを生成す
る方法であり、記録側と再生側とで同じデジタル・オー
ディオ・データを共有できるので、タイミング情報無し
で同じディザを生成し減算することが可能となる。

【０００５】次に、従来例における自己ディザ生成器を
図２４に示す。記録時には、図２４（ａ）に示す符号装
置において、量子化器１で記録フォーマットで限定され
るビット数Ｂより多数のビット数を有する入力信号Ｓｉ
をＢビットのデジタルデータへ変換し、記録信号Ｓｄと
して出力する。自己ディザ生成器１０１では、既にディ
ザが付加されて量子化された過去のＭ個のデータ・サン
プルのＬＳＢ（least significant bit ）をＬＳＢ抽出
器２にて取り出し、バッファメモリ（buffer memory ）
８に蓄える。このＭビットの値をインデックス（index
：参照値）として２^M個の値がランダム（random：乱
雑）に配列されたルック・アップ・テーブル（look up
table ）９に加えられる。ここにいうルック・アップ・
テーブルには、乱数表が用いられ、入力アドレスに対し
て相関の無い乱雑な値が記憶されており、規則正しい変
化の入力値により全く関係の無い雑音、いわゆる白色ノ
イズを発生させるための変換表である。このルック・ア
ップ・テーブル９はＭビットの入力値によって２^M個の
値を参照してＭビットのディザを発生させて入力信号Ｓ
ｉに加算器６で加算される。

【０００６】再生時には、図２４（ｂ）に示す復号装置
において、記録信号Ｓｄの過去のＭ個のデータサンプル
のＬＳＢを用いて同様な処理でディザを発生し、逆量子
化器１０による逆量子化結果から減算器７にて減算す
る。こうすることで、雑音を抑えた再生信号Ｓｏが得ら
れる。

【０００７】このように、上記自己ディザは、既に量子
化された過去のＭ個のデータサンプルのみを用いて発生
されるので、符号誤りが生じた場合や途中から再生する
場合でも、Ｍ個のサンプル後には正しいディザを発生で
きる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】さて、従来の自己ディ
ザにおける特性について図４および図５に基づいて説明
する。

【０００９】量子化ステップに比べ信号レベルが十分に
高い場合、量子化されたデータサンプルのＬＳＢには０
と１がランダムに出現するので、Ｍビットからなるイン
デックスの値はランダムとなり、ルック・アップ・テー
ブルはランダムなインデックスにより参照されるので、
入力信号と相関の無いディザを発生する。量子化ステッ
プをΔ（ＬＳＢに相当する）としたとき、ルック・アッ
プ・テーブルの要素の値を、−Δ／２からΔ／２まで一
様に分布するようにしておくと、ディザの確率密度関数
（ｐｄｆ：probability dencity function）ｐ_r（ｖ）
は、図４（ａ）で与えられ、これは、図４（ｃ）に示す
ような、−Δ／２からΔ／２まで一様に分布した矩形型
の確率密度関数である。これからディザの実効値ｖ_rを
計算すると、図４（ｂ）のようになる。

【００１０】従来の自己ディザによる特性は、信号が十
分に大きいときは問題が無いのであるが、信号レベルが
低くなるとＬＳＢが毎回ほとんど同じ値になるため、採
用するルック・アップ・テーブル９の値の変化が少なく
なり、したがって、入力信号Ｓｉに加算される信号レベ
ルも一定となり、結果としてディザが白色ノイズで無く
なり入力に相関したノイズと成ってしまうという問題が
あった。

【００１１】次に、より望ましいディザの特性について
考える。特性の分析は、確率密度関数によって考えるの
がよい。まず第１に、伝達特性を線形化するという点で
は、確率密度関数の分布図が矩形になる矩形ディザと三
角形になる三角形ディザが挙げられている。第２に、変
換時のノイズ変調が無いという点では、三角形ディザが
優れていると理論的に導かれている。

【００１２】図２に三角形ディザの特性式を示す。図２
（ａ）は三角形ディザにおける確率密度関数を示し、こ
のノイズ増加分は図２（ｂ）のようになる。三角形ディ
ザは２つの矩形ディザを加算して得られる。これによ
り、平均が０、分散がΔ²／６の−ΔからΔに分布する
三角形ディザが得られる（図２（ｃ））。

【００１３】従来、自己ディザを用いて三角形ディザを
発生させる方法としては、以下のものがあった。つま
り、バッファメモリ内のＭビットを２分割して２つのＭ
／２ビットのインデックスを得る。そして、それぞれが
２^M/2個の値からなる２つのルック・アップ・テーブル
を参照する。各ルック・アップ・テーブルは、−Δ／２
からΔ／２の矩形ディザ（図４（ｃ））を発生し、それ
らを加算して三角形ディザ（図２（ｃ））を得ることが
できる。

【００１４】しかしながら、上記従来の自己ディザによ
る三角形ディザの性能をシュミレーションすると、図５
（ａ）の振幅分布と図５（ｂ）のスペクトル図のように
なる。図５では、Ｍ＝１６とし、これを上位８ビット、
下位８ビットに分割して、それぞれをインデックスとし
て２⁸＝２５６個の値がランダムに配列された２つのル
ック・アップ・テーブルを参照して三角形ディザを発生
させたものである。

【００１５】図５から判るように、振幅分布においては
三角形ｐｄｆとはいい難く、また、スペクトルも白色で
はなくディザとしては使用できない。そこで、これを回
避するためには、バッファメモリを長くしてインデック
スの数を増やして、ルック・アップ・テーブル参照がよ
りランダムになるようにすればよい。しかし、例えば、
Ｍ＝３２としてそれぞれ１６ビットのインデックスで２
つのルック・アップ・テーブルを参照したとすると、２
¹⁶ワード（word：１６ビット）の要素を持つテーブルが
２つも必要になり、メモリ量が膨大なものになり、ま
た、ディザのビット数は８ビット程度で十分であるから
１ワード１６ビットの構成とするのも無駄である。つま
り、８ビット程度のバッファにて小信号レベルにおいて
もランダムなディザを生成する、という課題を簡単に解
決する訳にはいかない。

【００１６】そこで、本発明は、小信号であっても、か
つ、バッファメモリ長が短くても十分にランダムな自己
ディザを発生させることが可能な自己ディザ生成装置を
提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的は、量子化され
た各デジタルデータの特定ビットを順次取り出す取り出
し手段と、取り出し手段により新たに取り出された特定
ビットをＭ個分記憶し、特定ビットが入力される度に過
去において記憶された特定ビットに係るデータを１ビッ
トずつシフトさせる第１の記憶手段と、第１の記憶手段
に記憶されたＭ個の特定ビットより成る第１のＭビット
データを２^M個記憶し、第１のＭビットデータが入力さ
れる度に過去において記憶された第１のＭビットデータ
を１データずつシフトさせる第２の記憶手段と、２^M個
の乱数値を配列記憶し、第２の記憶手段から入力された
第２のＭビットデータに対し乱数値をディザとして出力
する第３の記憶手段とを備え、第１のＭビットデータの
値は第２の記憶手段に記憶する入力データであると共
に、記憶された２^M個のＭビットデータのうち１データ
を第２のＭビットデータとして呼び出すためのアドレス
としても用いる構成とするディザ生成装置によって達成
される。

【００１８】

【作用】本発明によれば、量子化器による量子化後のデ
ータのＬＳＢをＬＳＢ取り出し手段が取り出し、第１の
記憶手段でありシフトレジスタ（shift register）と同
じ働きをするバッファメモリに蓄える。ここまでは従来
と同じである。しかし、Ｍビットのインデックスで直接
ルック・アップ・テーブルを参照するのではなく、過去
の２^Mのインデックスを蓄えた第２の記憶手段であるイ
ンデックス・バッファを介して、乱数値を出力する第３
の記憶手段であるルック・アップ・テーブルを参照す
る。すなわち、例えば現在のバッファメモリの値がＮだ
ったとすると、インデックス・バッファ内のＮ番目の値
Ｉ_Nがルック・アップ・テーブルに供給され、ルック・
アップ・テーブルを参照し、乱数をディザとして出力す
る。ルック・アップ・テーブル参照後に、現在のインデ
ックスの値Ｎはインデックス・バッファに入力され、イ
ンデックス・バッファの内容は、１データずつシフトす
る。

【００１９】これにより、バッファメモリから出力され
る値はＬＳＢが入力される度に変化し、インデックス・
バッファを参照するアドレスが変化する。さらにインデ
ックスバッファの内容自体も、要素の値が可変なテーブ
ルとして作用するので、常に異なる値がルック・アップ
・テーブルに供給され、ルック・アップ・テーブルから
は十分にランダムなディザが生成される。

【００２０】

【実施例】次に、本発明のディザ生成装置による好適な
実施例を、図面に基づいて説明する。特性の説明では、
特に断りの無い限り、基本的に周波数１ｋＨｚ、量子化
ステップΔ＝３２によるシュミレーション結果に基づく
ものとする。第１実施例本発明の第１実施例は、理論通りのランダムなノイズ分
布を出すために、２回のテーブル参照を行う自己ディザ
生成器である。

【００２１】まず、第１実施例における構成を図１に示
す。従来の自己ディザに対し、図１の自己ディザ生成器
１００内部においてインデックス・バッファ４を設けた
点が特徴である。便宜上、データ数は任意のＭ（例えば
１６）ビットとする。

【００２２】まず、記録信号のビット数Ｂより多数のビ
ット数を有するデジタル信号である入力信号Ｓｉは加算
器６を経て量子化器１にてＢビットのデジタル信号に変
換され、ＬＳＢ取り出し器２に入力され、ここでＬＳＢ
が取り出され、バッファメモリ３の入力になる。バッフ
ァメモリ３はＭビットのメモリであり、標準的なＭビッ
トのシフトレジスタで構成されているが、その他の実現
手段として、必要なビット数Ｍを満たすように汎用のシ
フトレジスタを組み合わせて構築するか、フリップフロ
ップ（flip flop ）をＭ段連結して構成してもよい。バ
ッファメモリ３の出力Ｎは２通りに分かれ、共にインデ
ックス・バッファ４に加えられている。

【００２３】このインデックス・バッファ４もシフトレ
ジスタのような構造をしているが、具体的には、Ｍビッ
トの値をメモリアドレスとして与え、それに応じたアド
レスに入っているＭビットのデータを出力できる。ま
た、アドレスとして加えられたデータは、同時にＭビッ
トデータとして入力し、データＩ₀となる。このＭビッ
トデータは新たなデータが入力される度にシフトされ、
例えばＩ₀はＩ₁になる。ここで、インデッククス・バ
ッファ４内のデータＩ_Nとは、Ｎ番目前に入力されたデ
ータであり、アドレスＮで参照されて、外部に出力され
る値となる。

【００２４】さらに、このインデックス・バッファ４の
出力Ｉ_Nがルック・アップ・テーブル５に入力され、出
力Ｉ_Nに対応したディザが発生して加算器６で入力信号
Ｓｉに加えられている。

【００２５】三角形ディザを発生させるためには、乱数
出力を同時に２つ発生させ、加算器６にて両者を入力信
号Ｓｉと加算する必要がある。つまり、自己ディザ生成
器１００を２つ設け、片方にはＭビットの下位Ｍ／２ビ
ットのＬＳＢを、他方には上位Ｍ／２ビットのＬＳＢを
入力することで目的を達成できる（例えばＭ＝１６であ
ったら、８ビットずつに分解する。）。

【００２６】次に、第１実施例における動作を説明す
る。入力信号Ｓｉは、記録信号のビット数Ｂより多数の
ビット数を有するデジタルデータである。これは、量子
化器１によってＢビットに変換される。この変換結果は
記録信号Ｓｄとして出力され、記録媒体、例えばＣＤや
ＤＡＴ等の記録装置に入力される。このＢビットの記録
信号Ｓｄを入力し、ＬＳＢにあたるデータが、ＬＳＢ取
り出し器２によって取り出される。これは、単純に量子
化器１の出力線であるＢビットのＬＳＢデータを通すも
ので、タイミング合わせが必要な場合は、簡単なデータ
バッファであってもよい。このＬＳＢは、デジタルの
‘１’若しくは‘０’の値をとるもので、図示しないシ
ステムクロック等に同期してバッファメモリ３に加えら
れている。

【００２７】バッファメモリ３は、新たなＬＳＢデータ
が入力される度に１ビットシフトする。つまり、Ｍ個の
データが入力されると（Ｍサンプル分進行すると）、こ
のバッファメモリ３のＭＳＢ（most significant bit）
から押し出されたような形となって消える。つまり、こ
のバッファメモリ３のＭビットのデータは、過去Ｍサン
プル分のＬＳＢ情報を蓄えているといえる。

【００２８】このバッファメモリ３のＭビットデータは
そのまま転送され、インデックス・バッファ４の入力に
なる。このＭビットデータをＮとすると、インデックス
・バッファ４のＮ番目のバッファに入っているデータＩ
_Nが選択され、Ｍビットの別のデータとしてインデック
ス・バッファ４から出力される。同時に、同じＮがイン
デックス・バッファ４の入力端子に加えられており、こ
のＮは次のシステムクロックに同期して、インデックス
・バッファ４に取り込まれる。つまり、最初のデータＩ
₀となる。Ｎが入力されると、インデックスバッファ４
全体は１データ分シフトし、例えばＮ番目のデータＩ_N
がＮ＋１番目のデータとなる。したがって、インデック
ス・バッファ４はアドレスおよび入力データとしてＮを
入力し、Ｍビットのデータ（つまり、Ｎ番目前に入力デ
ータとして入力されたバッファメモリ３の値）を出力す
るという動作をする。いいかえれば、インデックス・バ
ッファ４はＭビットのデータ２^M個の要素を有するメモ
リである。

【００２９】次に、Ｎによって参照されたＮ番目前の値
Ｉ_Nが、次のルック・アップ・テーブル５の入力データ
となる。このルック・アップ・テーブル５も２^M要素を
有するものである。ここには、白色ノイズを発生するた
めの乱数が記憶されており、入力された値Ｉ_Nをアドレ
スとする要素に記憶されているランダムな値を、最終的
な出力ディザＤとして出力し、加算器６にて、このディ
ザＤが入力信号Ｓｉと加算される。

【００３０】また、三角形ディザ生成の場合は、上記自
己ディザ生成器１００と同様の回路をもう１つ設け、上
位Ｍ／２ビットのＬＳＢと下位Ｍ／２のＬＳＢとを２つ
の自己ディザ生成器１００のそれぞれの入力として、そ
れらによって出力された２種類のディザＤを加算器のと
ころで入力信号Ｓｉと加算すればよい。

【００３１】再生時の動作としては、従来の自己ディザ
と同じ要領で記録信号からこのディザを自己ディザ生成
器で生成し、逆量子化器の出力から減算器によって減算
すれば、ディザに起因するノイズの無い再生信号が得ら
れる。つまり、図１における自己ディザ生成器１００と
等価な回路を再生装置に用意しておき、再生されたデジ
タル・オーディオ信号（記録信号Ｓｄ）のＬＳＢをバッ
ファメモリ３の入力にしておけば、記録の時と同じ順番
で同じＬＳＢが送出されることになるので、バッファメ
モリ３において発生するＭビットデータも同じ順番で同
じ数が生成され、記録時と全く同一のディザＤが得られ
ることとなり減算器にて出力信号から減算すれば適正な
再生が行われる。

【００３２】三角形ディザの場合は、記録時と同様に上
位Ｍ／２、下位Ｍ／２に分割してディザを発生させ同時
に減算器にて減算すればよい。次に、上記第１実施例に
よって生成した三角形ディザの出力結果を図３に示し、
従来型の自己ディザを分割して加算することによって生
成した図５の三角形ディザの特性と比較する。図５は通
常の信号レベル６４（振幅：ａｍｐ＝６４）による特
性、図３は信号レベル１５（ａｍｐ＝１５）による特性
である。

【００３３】図３（ａ）は第１実施例による自己ディザ
の振幅分布であり、理論に近いきれいな分布をしてい
る。一方、図５（ａ）は従来型の自己ディザによって発
生を試みたディザの振幅分布であり、かなり形の崩れた
分布である。

【００３４】また、図３（ｂ）は、ディザのスペクトル
分布であり、極めて平坦な波形であり、白色ノイズが十
分に生成されていることが判る。図５（ｂ）は、従来型
の自己ディザのスペクトルであり、周波数依存が出てお
り実用的でない。

【００３５】したがって、第１実施例によれば、入力信
号Ｓｉが量子化ステップ以下の小信号であって、例え
ば、ほとんど‘０’が続くようなＬＳＢであっても、Ｍ
ビットの中で１ビットでも‘１’があれば、バッファメ
モリ３の参照するインデックス・バッファ４のアドレス
は１サンプル毎に大きく変わる（１ビットシフトで倍の
数になる）。

【００３６】従って、インデックス・バッファ４におい
て出力されるデータは毎回異なるものになり、ルック・
アップ・テーブル３においては、十分にランダム（乱
雑）な数であるディザを発生できる。これによって、理
論特性に近いきれいな三角形ディザが得られる。

【００３７】図３（ｃ）に自己ディザを用いて振幅１５
の１ｋＨｚ正弦波を量子化したスペクトルを示す。図
中、実線が減算前、破線が減算後のスペクトルである。
量子化ノイズが白色化されており、量子化ステップ以下
の信号でも解像度良く再生されている。第２実施例第１実施例で示したように、ディザの付加により、量子
化器の伝達特性が線形化され、量子化ノイズが白色にな
り、量子化ステップ以下の信号も再生可能になる。しか
し、再生側でディザを減算しても、依然として、√（Δ
²／１２）〔実効値〕の量子化ノイズが存在する。

【００３８】そこで、第２実施例では、本発明の自己デ
ィザにノイズシェーピング（noiseshaping ）という聴
感的な特性改善の為の手法を併用し、量子化ノイズのス
ペクトルを聴覚の最小可聴閾値に合わせて変形し、知覚
されるノイズを減らすよう試みる。

【００３９】まず、ノイズシェーピングによる基本動作
を図６に基づいて説明する。この技術は、原信号記録の
際に有している多数ビットの原信号を記録フォーマット
で限定される原信号より少ないビット数に変換する際に
有効な手法である。

【００４０】図６（ａ）に示すように、原信号ｓを再量
子化する際に、量子化ノイズをフィルタＨ（ｚ）１２を
通して信号をフィードバック（feed back ）する。量子
化ノイズはフィードバックにより、１−Ｈ（ｚ）のシェ
ーピングを受ける。

【００４１】入力信号をｓ，量子化ノイズをｅ、シェー
ピング後の量子化ノイズをｅ’とすると、数式１のよう
になる。

【００４２】

【数１】

【００４３】適切なディザが加えられていれば量子化ノ
イズは平坦なスペクトルであるから、シェーピング後の
ノイズスペクトルは、振幅特性の絶対値で重み付けられ
た形状となる。

【００４４】このシェーピング特性を人間の聴覚の最小
可聴閾値特性に合わせて低中域で低く、高域で高くする
ことにより、低中域のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio
）特性を高くして、聴感上のダイナミックレンジを広
くする。このノイズシェーピング技術を本発明に適用
し、聴感上の特性を改善する。

【００４５】なお、フィルタＨ（ｚ）はノイズシェーピ
ングの振幅特性｜１−Ｈ（ｚ）｜から設計できる。ノイ
ズシェーピングの伝達関数は、数式２となる。

【００４６】

【数２】

【００４７】ここで、α（ω）はネーパーを単位とする
減衰特性、θ（ω）はラジアンを単位とする位相特性で
ある。所望の任意の振幅特性が数式３となる。

【００４８】

【数３】

【００４９】これにより、減衰特性α（ω）のヒルベル
ト変換により位相特性θ（ω）が求まるので、伝達関数
が求められる。この伝達関数を逆フーリェ変換（IFFT;i
nverse fast fourier transform ）して１−Ｈ（ｚ）を
求めれば、これからノイズシェーピングフィルタＨ
（ｚ）が得られる。

【００５０】このようにして設計したノイズシェーピン
グ特性を図６（ｂ）と図６（ｃ）に示す。図６（ｃ）は
１２タップのＦＩＲ（fjnite-durationimpulse-respons
e ）フィルタを用いたノイズシェーピング特性で、図６
（ｂ）は３２タップのＦＩＲフィルタを用いたノイズシ
ェーピング特性で、最小可聴閾値特性に合わせている。
図６（ｃ）は、１２タップのＦＩＲフィルタを用いたノ
イズシェーピング特性で、図６（ｂ）よりシェーピング
量は少ない。本実施例は図６（ｃ）のシェーピング特性
を用いた。

【００５１】第２実施例の構成を図７に示す。符号化の
場合、図７（ａ）に示すように、自己ディザ生成器１０
０は第１実施例による回路と同様であり、加算器６、量
子化器１、自己ディザ生成器１００にて、自己ディザ生
成装置を形成している。そして、その入力から出力を減
算器１１にて減算し、これをフィルタＨ（ｚ）１２にて
フィルタリングしてフィードバックした信号を、加算器
１３にて入力信号Ｓｉと加えるループでノイズシェーピ
ング量子化を行っている。

【００５２】復号化の場合、図７（ｂ）に示すように、
記録信号Ｓｄは逆量子化器１０を経て再生信号Ｓｏとし
て出力されている。また、記録信号Ｓｄからは自己ディ
ザ生成器１００にてディザを生成し、それに対し１−Ｈ
（ｚ）のフィルタリングをかけてシェーピング化したも
のを、減算器７にて逆量子化器１０の信号から減算して
いる。

【００５３】さて、第２実施例における動作としては、
第１実施例において説明した自己ディザ生成装置に、図
６において説明したノイズシェーピングをかけると考え
ればよい。

【００５４】まず、図７（ａ）の加算器６、量子化器１
および自己ディザ生成器１００から成るループにより、
入力信号Ｓｉにディザが付加され量子化した記録信号Ｓ
ｄが生成されている。そして、多数ビットである原信号
である入力信号Ｓｉより量子化信号であるＳｄを減算す
ることにより、量子化ノイズ成分が導き出される。この
量子化ノイズ成分をフィードバックしフィルタ１２にて
周波数成分の変換が行われる。このように変換された白
色ノイズ成分を入力信号Ｓｉに加算器１３で加算する
と、得られる記録信号Ｓｄは原信号の量子化ノイズをシ
ェーピングして、更に、シェーピングを行ったディザに
起因するノイズ成分が加えられた記録信号が得られる。

【００５５】そして、図７（ｂ）における復号器にて、
符号時と逆のプロセスにて記録信号Ｓｄから自己ディザ
生成器１００にて白色ノイズを生成し、１−Ｈ（ｚ）フ
ィルタ１４にてシェーピングを行い、これを逆量子化さ
れた再生信号Ｓｏから減算器７にて減算することによ
り、ノイズ成分がシェーピングされて最小可聴閾値にノ
イズ周波数スペクトルを合わせた再生信号Ｓｏが得られ
る。

【００５６】第２実施例における特性を図８乃至図１１
に示す。図８（ａ）に示すのは、自己ディザ生成装置部
分の小信号時（振幅；ａｍｐ＝４）における特性である
（第１実施例、図３は振幅１５の信号）。図から判るよ
うに、振幅分布は三角形ｐｄｆであり、また、図８
（ｂ）に示すスペクトル分布も白色化されており、ディ
ザとして使用するのに適している。さらに、図９に自己
ディザを用いて、振幅４の１ｋＨｚ正弦波をノイズシェ
ーピングした量子化スペクトルを示す。図中、実線が減
算前、破線が減算後のスペクトルである。正しくノイズ
シェーピングが行われ、減算によりＳ／Ｎが改善されて
いる。

【００５７】次に、さらに入力信号が小さくなった場合
を想定して、振幅２（ＬＳＢより４ビット下）の正弦波
を入力信号としてシュミレーションを行った場合の自己
ディザ特性の振幅分布を図１０（ａ）に、スペクトルを
図１０（ｂ）に示す。このような小さな入力信号であっ
ても、本発明の自己ディザ装置は適切に動作している。
図１１には、この自己ディザを用いて本実施例のノイズ
シェーピング量子化を行った時のスペクトル特性を示
す。図に示すように、ＬＳＢより４ビットも小さい信号
も十分な解像度で再生されている。

【００５８】なお、第２実施例における自己ディザ生成
器１００の代用として、当然従来の自己ディザ生成装置
の適用が考えられ、この場合の特性を図１２に示す。図
から判るように、振幅分布（図１２（ａ））、スペクト
ル（図１２（ｂ））共に満足できる特性を有しておら
ず、従来の自己ディザ生成器の適用の可能性は否定され
る。

【００５９】上記のように第２実施例によれば、本発明
の自己ディザ生成装置とノイズシェーピングとを組み合
わせることにより聴感上の大幅な量子化ノイズを低減す
ることが出来る。試聴実験以下に、本発明におけるシュミレーションによる試聴実
験結果を示す。（ｉ）実験条件本発明における自己ディザとノイズシェーピングの効果
を評価するために行った試聴実験結果を図１３乃至図２
３に示す。音源は以下の２種類であり、音源１は量子化
による高調波歪の発生の影響を、音源２は混変調発生の
影響を調べるために選んだ。音源１：振幅４（ａｍｐ＝４）の１ｋＨｚ正弦波音源２：振幅４の６６０Ｈｚ正弦波と振幅４の１ｋＨ
ｚ正弦波との複合音刺激としては、音源１、２を１６ビット量子化したもの
を原音として、量子化ステップΔ＝３２（１１ビット）
で刺激を作成した。ノイズシェーピングは、シェーピン
グ特性による効果の違いを調べるために、スーパービッ
トマッピングという技術で用いられるシェーピング特性
（ＳＢＭ：図６（ｃ））でシェーピングを行った場合
と、最小可聴閾値特性（ＭＡＦ：図６（ｂ））でシェー
ピングを行った場合とを比べた。この技術は、解像度を
量子化ビット数以上にするために、記録側で行う信号処
理で、装置構成（図１４）は基本的に図６（ａ）と同じ
である。これは、例えば２０ビットの原音を量子化して
１６ビットにする際に用いられる。第２実施例との違い
はディザが付加されてない点である。

【００６０】ディザは、本願発明による三角形自己ディ
ザで、減算ありのものと無しの２種類である。まず、実
験に用いた刺激と、図の番号の対照表を図１３に示す。
刺激番号０は原音、１は比較の為に採用した。図１５乃
至図２１の各図において、（ａ）は音原１に対するスペ
クトル、（ｂ）は音原２に対するスペクトルを示す。

【００６１】実験方法としては、刺激の継続時間は３秒
で、図２２の様に１秒間のインターバルを挟んで呈示し
た。第１音は必ず原音（刺激番号０）であり、第２音は
刺激番号０から刺激番号６の内からランダムに選ばれ
る。

【００６２】被験者の判断は、第１音に対する第２音の
音質劣化（ノイズ量、歪量）の程度を、ＣＣＩＲＲｅ
ｃ．５６２の基準に準じて、次の５段階評価で行った。５：劣化を感じない。

【００６３】４：劣化を感じるが気にならない。３：僅かに劣化している。２：劣化している。

【００６４】１：非常に劣化している。被験者は５名で各刺激について４回、合計２０回の判断
を行った。（ii）実験結果５名の被験者の評価の平均値を図２３に示す。横軸の番
号は刺激番号、縦軸は評価値である。

【００６５】刺激番号２と刺激番号４とを比べると、同
じ特性のノイズシェーピング特性を用いても、ディザ無
しに比べ自己ディザを付加し再生側で減算することによ
り音質が向上することが判る。刺激番号３と刺激番号
４、刺激番号５と刺激番号６とを比べると、再生側でデ
ィザを減算することにより、ノイズ感が減少することが
判る。刺激番号３と刺激番号５、刺激番号４と刺激番号
６との差は、ノイズシェーピング特性による違いを示
し、最小可聴閾値特性に合わせた方がノイズ感が減少す
ることが判る。ディザあるいはノイズシェーピングが無
いと、音源１、音原２とも１１ビット量子化ではすべて
０になってしまい、再生が不可能である。したがって、
刺激番号２から刺激番号６は、単純な１１ビット量子化
に比べはるかに良い特性である。

【００６６】

【発明の効果】以上の通り、本発明によれば、デジタル
・オーディオ・データ自身を用いる減算可能な自己ディ
ザにより、入力信号が量子化ステップの１／２程度でも
良好なディザを発生させることが出来る。また、ノイズ
シェーピングと組み合わせることによって、入力信号が
量子化ステップより４ビット下でも良好な自己ディザが
発生できる。

【００６７】聴感上においても、本願発明による減算可
能な自己ディザとノイズシェーピングとにより、ノイズ
感、歪感ともに減少することが判る。特に、最小可聴閾
値特性を有するノイズシェーピング特性を用いること
で、量子化ビット数が３ビット多い単純な量子化と同様
な性能を得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の自己ディザ生成装置を示すブロック図
である。

【図２】三角形ディザの確率密度関数を示す説明図であ
る。

【図３】本発明の自己ディザの振幅分布とスペクトルを
示す特性図である。

【図４】矩形ディザの確率密度関数を示す説明図であ
る。

【図５】従来型自己ディザの振幅分布とスペクトルを示
す特性図である。

【図６】ノイズシェーピング量子化を示す説明図であ
る。

【図７】第２実施例における自己ディザ付加ノイズシェ
ーピング量子化の符号復号器を示すブロック図である。

【図８】小信号時における本発明の改良自己ディザ特性
（１）を示す特性図である。

【図９】第２実施例におけるノイズシェーピング量子化
特性を示すスペクトル図である。

【図１０】小信号時における本発明の自己ディザ特性
（２）を示す特性図である。

【図１１】第２実施例における小信号時のノイズシェー
ピング量子化特性を示すスペクトル図である。

【図１２】第２実施例における従来の自己ディザ生成器
を適用した振幅分布とスペクトル図である。

【図１３】実験に用いた刺激と図の番号の対照表であ
る。

【図１４】スーパービットマッピングを示す説明図であ
る。

【図１５】刺激番号０におけるスペクトル図である。

【図１６】刺激番号１におけるスペクトル図である。

【図１７】刺激番号２におけるスペクトル図である。

【図１８】刺激番号３におけるスペクトル図である。

【図１９】刺激番号４におけるスペクトル図である。

【図２０】刺激番号５におけるスペクトル図である。

【図２１】刺激番号６におけるスペクトル図である。

【図２２】刺激呈示方法を示す図である。

【図２３】試聴実験結果を示す説明図である。

【図２４】従来型自己ディザを用いた符号器・復号器の
構成を示す説明図である。

【符号の説明】

１…量子化器２…ＬＳＢ（least significant bit ）取り出し器３、８…バッファメモリ４…インデックス・バッファ５、９…ルック・アップ・テーブル６…加算器７…減算器１０…逆量子化器１００…本発明の自己ディザ生成器１０１…従来型自己ディザ生成器Ｓｉ…入力信号Ｓｄ…記録信号Ｓｏ…再生信号Ｄ…ディザ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】量子化された各デジタルデータの特定ビ
ットを順次取り出す取り出し手段と、前記取り出し手段により取り出された各特定ビットをＭ
（Ｍは自然数）個分記憶し、新たな前記特定ビットが入
力される度に過去において記憶された前記特定ビットに
係るデータを１ビットずつシフトさせる第１の記憶手段
と、前記第１の記憶手段に記憶された前記Ｍ個の特定ビット
より成る第１のＭビットデータを２^M個記憶し、前記第
１のＭビットデータが入力される度に過去において記憶
された前記第１のＭビットデータを１データずつシフト
させる第２の記憶手段と、２^M個の乱数値を配列記憶し、前記第２の記憶手段から
入力された第２のＭビットデータに対し前記乱数値をデ
ィザとして出力する第３の記憶手段とを備え、前記第１のＭビットデータの値は前記第２の記憶手段に
記憶する入力データであると共に、記憶された２^M個の
Ｍビットデータのうち１データを前記第２のＭビットデ
ータとして呼び出すためのアドレスとしても用いるこ
と、を特徴とするディザ生成装置。