JPH07505985A - モデム−チャネルバンク変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 モデム−チャネルバンク変換器 発明の分野 この出願は、それらに限定されるものではないが、モデム−チャネルバンク変換 器を含む変換器（ｃｏｎｖｅ　ｒ　ｔｅｒｓ）に関する。

発明の背景 現在、パーソナルコンピュータ、ワークステーションその他のようなデータター ミナル機器の間で、電話線のような、チャネルを介してデジタルデータを輸送す るためにモデムが使用されている。典型的には、通信信号は信号ポイントの所定 の送信集団（コンステレ−ジョン：　ｃｏｎｓ　ｔｅｌｌａｔｉｏｎ）によって 変調されたキャリア信号の形式でデジタルデータを含む。前記送信コンステレ− ジョンの各々の信号ポイントは輸送されるべきデジタル符号または値を表す。送 信モデムにおいては、キャリア信号はしたがって前記チャネルによって輸送され るべきデジタル符号または値に対応する前記コンステレ−ジョン信号ポイントで 変調される。受信モデムにおいては、前記変調されたキャリア信号は伝送過程の 結果として導入されるひずみおよび他の損傷を含むかもしれない。前記キャリア 信号は除去され、かつ次に受信コンステレ−ジョンから受信信号ポイントが識別 される。前記信号ポイントによって表されるデジタル符号または値は次に、ルッ クアップテーブルのような、メモリ装置から得ることができる。

過去においては、典型的なそのようなモデムは音声グレード（ｖｏｉｃｅ−ｇｒ ａｄｅ）のアナログ電話線と共に使用されてきた。しかしながら、近来の電話ネ ットワークはアナログシステムからデジタルシステムへとますます移りつつある 。例えば、大きな電話ユーザはＴ１−キャリアのデジタルサービスによってサー ビスを受けることが一般的である。事実、大部分の電話会社は今日そのようなサ ービスを提供するのみならず、彼らの大きな顧客に対しこのサービスを注文する よう奨励している。

知られているように、現在のＴ１システムはエンドユーザに対し２４のデジタル チャネルのグループを提供することがてき、各々のチャネルは８ビツトのサンプ ルのストリームからなり、各々のサンプルは、”ＤＳ−０”として規定される電 話会社仕様のパルス符号変調（“ＰＣＭ”）フォーマットで、８，０００サンプ ル／秒で伝送される。これは概算でチャネル毎に６４．０００ビット／秒（“６ ４Ｋｂｐｓ”）と等価である。したがって、顧客が単一のＴ１接続を、例えば、 彼らの構内から電話会社が所有するネットワーク交換機へと６４　Ｋ　ｂ　ｐ　 ｓの２４チヤネルで他のロケーションへ分配するために注文することができる。

これは顧客が一つのＴ１キャリアによって電話ネットワークの交換機に接続しか つ呼（ｃａｌｌｓ）を２４の異なるロケーションに送信できるようする。

この構成では、前記２４チヤネルの各々は前記ＤＳ−０フォーマットでデジタル データまたは音声帯域アナログ信号とすることができる。このアクセス方法は顧 客が同じ量のデータを、２４の別個の対の代わりに、１対のワイヤ、すなわち、 前記Ｔ１サービスによって送信できるようにする。これはネットワーク提供者に 対しかつまた顧客に対し節約を可能にする。それはまた機器設計における革新の 機会を与え、それはモデムおよびチャネルバンクのカードが、モデムおよびモデ ムチャネルバンク変換器の双方を含む単一のカードによって置き換えできるから である。

しかしながら、種々の理由のため、顧客は依然としてＤＳ−０チヤネルの少なく とも一端をモデムにより終端することを必要とする場合がある。このことに伴な う一つの問題は、もちろん、前記モデムが典型的には毎秒９，６００サンプルで 動作し、一方前記Ｔ１チャネルバンクの各々のＤＳ−０フオーマツトされたチャ ネルは毎秒８．０００サンプルで動作することである。

前記９，６００Ｈｚのモデムサンプルを８．０００Ｈｚのチャネルバンクサンプ ルに変換するために従来技術の装置が考案されてきている。一つのそのような従 来技術の構成は直列接続された変換器ユニットを使用する。この構成では、前記 モデムの９，６００Ｈｚのデジタルサンプルはまずデジタル−アナログ（以後“ Ｄ／Ａ”と称する）変換器によって処理されて前記モデムサンプルをアナログ形 式に変換する。いったんアナログ形式に変換されると、前記モデム信号は次にア ナログ−デジタル（以後”　Ａ、　／　Ｄ　”称する）変換器によって処理され て前記モデム信号を、８゜０００Ｈｚのサンプルからなる、デジタル形式に再変 換する。いったん８，０００Ｈｚのデジタルサンプルに変換されると、この得ら れた信号は最終的に前記チャネルバンクに供給される。

この従来技術の構成に伴う問題は前記情報信号の信号対雑音比のレベルが直列接 続された変換器ユニットによって損傷されることである。そのような損傷は、そ の必要なアナログ回路を備えた、典型的な変換器ではほぼ１．　０ｄＢのノイズ を処理された信号に加えるという事実を考慮すれば、かなり大きなものとなり得 る。

その結果、モデムサンプルをＴ１チャネルバンクのサンプルへと直接変換し、こ の場合前記モデムとチャネルバンクとは異なる周波数で動作する、変換器の必要 性が存在する。

発明の概要 送信回路および受信回路を含むモデム−チャネルバンク変換器が開示され、その 特徴は概略的に以下の請求項１および７に記載されている。

図面の簡単な説明 図１は、本発明に係わる、モデム−チャネルバンク変換器の第１の実施例を示す ブロック図である。

図２は、前記第１の実施例のさらに詳細を示す。

図３は、前記第１の実施例の第１の流れ図を示す。

図４は、前記第１の実施例の第２の流れ図を示す。

発明の詳細な説明 図１は、本発明に係わる、モデム−チャネルバンク変換器２００の第１の実施例 を示す。Ｒ３−２３２インタフエース３を介してモデム５に結合されたユーザの データターミナル機器（“ＤＴＥ”）１−が示されている。前記モデムは、次に 、変換器２００により、信号をＴ１チャネルバンク７に送信し、かつまた該チャ ネルバンク７から信号を受信するよう構成されている。モデム５は、例えば、■ 、３２型とすることができる。前記チャネルバンク７は、次に、２重（ｄｕｐ　 ｌ　ｅｘ）Ｔｌチャネル９および１１により電話会社のネットワーク（“置ＣＯ ”と表示されている）に結合されている。

送信信号の流れをまず説明する。ＤＴＥ　１はＲ３−２３２インタフエースを介 してモデムに与えられるデータ信号を発生する。モデムは、次に、所定のサンプ リングレートでサンプルされたデータストリーム１０１を形成する。

前記サンプルされたデータストリーム１０１は、例えば、毎秒９，６００サンプ ルで発生するデジタル形式の一連の数値（ｎｕｍｅｒｉｃａｌ　ｖａｌｕｅｓ） である。毎秒９．６００サンプルのレートでは、サンプル間の時間差は１０４． １６マイクロセカンドである。これらのサンプルされたデータ値はモデムクロッ ク信号１５１により変換器２００にクロック入力される（ｃｌｏｃｋｅｄ）。

後に説明するように変換器２００は９．６００Ｈｚのモデム周波数レートの入力 サンプル１０１を８．０００Ｈｚのチャネルバンク周波数レートの対応する出力 サンプルに変換する。これらの出力サンプルはチャネル１０９によってチャネル バンク７に供給され、かつチャネルバンク送信フレーミング信号１１３によって クロッキングされる（Ｃ１ｏ　ｃ　ｋ　ｅ　ｄ）。チャネルバンク７は次に、こ れらの入力データサンプル１０９を多重化して１，５４４，０００ビット／秒（ “１．５４４Ｍｂｐｓ”）の総合レートで総合（ａｇｇｒｅｇａｔｅ）Ｔｌ信号 ９を形成する。得られたＴ１信号９は次に一つまたはそれ以上の遠隔サイト（図 示せず）へ最終的に送信するために前装置ＣＯ１３に供給される。　′ 次に受信信号の流れを説明する。前装置ＣＯ１３はＴ１信号１１を１．５４４Ｍ ｂｐｓでチャネルバンク７に伝達する。チャネルバンク７は、次に、前記総合信 号１１を多重解除（ｄｅ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｓ）して６４Ｋｂｐｓの個々の 受信チャネルを形成する。したがってこのチャネルは８，０００サンプル／秒の ８ビツトのサンプルのストリームからなる。これらのサンプルはチャネル１２１ を介して変換器２００に供給され、かつチャネルバンク受信フレーミング信号１ ３３によってクロッキングされる。

後に説明するように、変換器２００はこのようにして８゜０００Ｈｚのチャネル バンク周波数のチャネルバンク受信サンプル１２１を９，６００Ｈｚのモデム周 波数のモデムサンプルに変換する。これらのモデムサンプルはチャネル１２９を 介してモデム５に供給され、かつモデムクロック１．５１によりクロッキングさ れる。モデム５は、次に、受信されたサンプル１２９を受信データに変換し、該 受信データは前記Ｒ３−２３２インタフエース３を介してＤＴＥｌに供給される 。

図２は、変換器２００のさらに詳細を示す。そこに示されるように、該変換器は 送信補間器１０３およびリニアーＰＣＭ変換器１０７を具備する送信回路、ＰＣ Ｍ−リニア変換器１２３および受信補間器１２７を具備する受信回路、および共 通の制御ユニット１９１を含む。

送信回路につき始めに説明する。前記送信補間器１０３は一ニートン法型（Ｎｅ ｗｔｏｎ’　ｓ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｔｙｐｅ）であり、ＦＩＲフィルタとして構成 され、利用可能な所定の数、Ｍとする、の選択可能なＦＩＲフィルタを有する。

いずれかの与えられた時間に、任意のフィルタが、１からＭまでの、パラメータ ｊ　（“ｊ”）、によって選択可能である。例えば、送信補間器１０３は、例え ば、７０組のフィルタ係数を持つことができる。この場合、Ｍは７０に等しい。

前記制御ユニット１９１はチャネル１１１を介して送信補間器１０３に結合され ており、かっｊの値を制御するよう構成されている。前記制御ユニット１９１は モデム周波数（“ｆｍＯｄｅｍ″）で動作するモデムクロック信号１５１、マス タ周波数（“ｆｍａｓｔｅｒ″）で動作するマスタクロック信号１７１、共に実 質的に前記チャネルバンク周波数”ｆｃｈａｎｎｅｌ　ｂａｎｋ″）で動作する 、チャネルバンク送信フレーミング信号１１３およびチャネルバンク受信フレー ミング信号１３３を含む。前記マスタクロック信号１７１はマスタ補間器クロッ ク１７３から得られる。該クロック１７３はタイミング信号１７１をｆｍａｓｔ ｅｒに等しいレートのクロック値（ｃｌｏｃｋ　ｒｅａｄｉｎｇｓ）の形式で制 御ユニット１９１に供給するよう構成されている。一つの例では、例えば、ｆｍ ａｓｔ８、は６７２ＫＨｚであり、かつ前記クロック値は、例えば、１０をベー スとして０から９９９，９９９．９９９まで変化する。もちろん、他の構成も可 能である。

図示のごとく、モデム送信サンプルデータストリーム１０１は送信補間器１０３ に入力され、該送信補間器１０３は、処理の後、それをパス１０５を介してリニ アーＰＣＭ変換器１０７に供給する。リニアーＰＣＭ変換器１０７は、次に、チ ャネルバンク７に伝達するためにチャネルバンク送信サンプル１０９を形成する 。

したがって、サンプルされたデータストリーム１０１は送信回路の入力と見るこ とができ、かつ信号ポイント１０９は送信回路の出力と見ることができる。

次に受信回路を説明する。受信補間器１２７はニュートン注型であり、ＦＩＲフ ィルタとして構成され所定の数、Ｎとする、の利用可能なフィルタを備えている 。任意の与えられた時間に、任意のフィルタが、１〜Ｎの値を有する、パラメー タｋ（“ｋ”）によって選択できる。例えば、受信補間器１２７は、例えば、８ ４組のフィルタ係数を持つことができる。この場合、Ｎは８４となる。

前と同様に制御ユニット１９１はチャネル１３１を介して受信補間器１２７に接 続され、かつｋの値を制御するよう構成されている。

図示のごとく、チャネルバンク受信サンプル１２１はＰＣＭ−リニア変換器１２ ３に入力され、該ＰＣＭ−リニア変換器１２３は、処理の後、それをパス１２５ を介して受信補間器１２７に供給する。受信補間器１２７は、次に、モデム５に 伝達するためにモデム受信サンプルデータストリーム１２９を形成する。

したがって、信号ポイント１２１は受信回路の入力と見ることができ、かつ信号 ポイント１２９は受信回路の出力と見ることができる。

当業者はＮＥＣ社から入手可能な、適切にプログラムされた７７Ｃ２５型デジタ ル信号プロセッサ（“ＤＳＰ”）を使用して、例えば、送信補間器１０３、リニ アーＰＣＭ変換器１０７、ＰＣＭ−リニア変換器１２３、および受信補間器１２ ７を実現できることを理解するであろう。同様に、当業者は、インテル社から入 手可能な適切にプログラムされた８０３１型マイクロコントローラを使用して、 例えば、システム制御機能を提供しかつチャネルバンクフレーミング信号１１３ ，１３３およびモデムクロック信号１５１にもとづきシステム割込みに応答する ために制御ユニット１９１を構成できることを理解するであろう。変換器１０７ および１０３によって提供されるＰＣＭ変換はＣＣＩＴＴ標準Ｇ、７１１にした がっている。

図３は、図２に示された、変換器２００の送信回路のための流れ図３００を示す 。図３を参照すると、処理は開始され、ステップ３０１、かつ次にステップ３０ ３に移り、そこでモデムクロック信号１５１の受信を待機する。もし所定の期間 内に何も受信されなければ、処理はステップ３１１に移り、そこでチャネルバン ク送信フレーミング信号１１３の受信を待つ。もし所定の期間内に何も受信され なければ、処理はステップ３０３に戻る。

したがって、モデムクロック信号１５１およびチャネルバンク送信フレーミング 信号１１３のチェックが絶えず行なわれる。もしいずれかが受信されれば、マス タクロック時間信号１７１が読み取られかつその値がパラメータとして記憶され る。後に説明するように、もしモデムクロック信号１５１が受信されれば、マス タクロック信号１７１が読み取られかつ、パラメータ“Ａ”と表示される、第１ のカウント値として記憶され、さらに、もしチャネルバンク送信フレーミング信 号１１３が受信されれば、マスタクロック信号１７１が読み取られかつ、パラメ ータ″Ｂ″と表示される、第２のカウント値として記憶される。

次にステップ３０３に戻ると、モデムクロック信号１５１が受信されたとき、処 理はステップ３０５に進み、そこでモデム送信サンプルデータ信号が読み取られ る。該モデム送信サンプルデータ信号は図２の信号１０１に対応する。

処理は次にステップ３０７に移り、そこで前記サンプルされたデータ信号１０１ が送信補間器メモリに格納される。

処理は次にステップ３０９に移り、そこでマスタクロックが読み取られかつ前記 値Ａとして記憶される。

処理は次にステップ３１１に移り、そこでチャネルバンク送信フレーミング信号 １１３を受信するために所定時間待機する。もし送信フレーミング信号１１３が 受信されなければ、処理は次のモデムクロック信号１５１を待機するためにステ ップ３０３に戻る。しかしながらもし送信フレ−ミング信号が受信されれば、処 理はステップ３１３に進む。

ステップ３１３において、処理は第２のマスタクロック読み取り値を決定し、こ れは次に前記値Ｂとして記憶される。処理は次にステップ３１５に進み、そこで ＢからＡを減算することにより、送信時間差、Ｄ　１を決定し、したかってＤ　 ＝Ｂ−Ａとなる。

を 処理は次にステップ３１７に移り、そこで前記送信フィルタ選択指数（ｊ）が次 の公式を使用して決定される。

ｊ＝（Ｄ　ＸＭＸｆ　）／ｆ ｔ　ｍｏｄｅｍ　ｍａｓｔｅｒ この場合Ｍは所定の定数であり、ｆｍｏｄｅｍはモデムクロック周波数であり、 ｆｍａｓｔｅｒはマスタクロック周波数であり、かつ記号“×”は乗算機能を示 す。

処理は次にステップ３１９に進み、そこで前記フィルタ選択指数ｊが使用されて 適切なＦＩＲフィルタ係数が選択される。これらの係数およびステップ３０７か らの前記記憶されたサンプル送信信号１０１は次に補間ＦＩＲフィルタへの入力 として使用される。該補間ＦＩＲフィルタの出力が次に前記送信サンプルおよび 前記指数ｊによって選択された係数に基づき計算される。該ＦＩＲフィルタの出 力は図２の信号１０５に対応する。

処理は次にステップ３２１に進み、そこでステップ３１９からの前記補間ＦＩＲ フィルタ出力１０９がＰＣＭ信号に変換される。

処理は次にステップ３２３に移り、そこでステップ３２１からのＰＣＭ信号が送 信サンプルとして前記Ｔ１チャネルバンクへ送信される。この送信サンプルは図 ２の信号１０９に対応する。

ステップ３２５はステップ３０１への戻りを強制し、そこで処理は反復される。

１つの実施例では、マスタクロック１７３をｆｍａｓｔがＭｘｆｍＯｄｅｍに等 しくなるよう調整することにｒ よってｊ＝Ｄ　という有利な結果を生み出す。したがって、を 前記係数選択指数ｊはマスタクロックの読みの送信差分、Ｄｔｌに等しくなるよ う決定できる。好ましい実施例では、Ｍ＝７０．ｆｍＯｄｅｍ＝９，６００Ｈ２ １そしてｆｍａＳｔｅｒ＝６７２．０００Ｈ２である。

図４は、図２に示される、変換器２００の受信回路のための流れ図４００を示す 。処理はスタートし、ステップ４０１、かつ次にステップ４０３に進み、そこで チャネルバンク受信フレーミング信号１３３の受信を待機する。もし所定の期間 内に何も受信されなければ、処理はステップ４１３に進み、そこでモデム受信ク ロック信号１５１の受信を待つ。もし所定の期間内に何も受信されなければ、処 理はステップ４０３に戻る。

したがって、チャネルバンク受信フレーミング信号１３３およびモデム受信クロ ック信号１５１のチェックが絶えず行なわれる。もしいずれかが受信されれば、 マスタクロック時間１７１が読み取られかつその値がパラメータとして記憶され る。後に説明するように、もしチャネルバンク受信フレーミング信号１３３が受 信されれば、マスタクロック信号１７１が読み取られかつ、パラメータ“Ｘ”と 表示される、第１のカウント値として記憶され、さらに、もしモデムクロック信 号１５１が受信されれば、マスタクロック信号１７１が読み取られかつ、パラメ ータ“Ｙ”と表示される、第２のカウント値として記憶される。

次にステップ４０３に戻ると、チャネルバンク受信フレーミング信号１３３が受 信されたとき、処理はステップ４０５に移り、そこでＰＣＭ信号がチャネルバン クから読み取られる。該ＰＣＭ信号は図２の信号１２１に対応する。

処理は次にステップ４０７に進み、そこで該ＰＣＭ信号１２１が、図２の信号１ ２５に対応する、受信サンプル値に変換される。

処理は次にステップ４０９に進み、そこで前記変換された値１２５が補間器にシ フト入力される。

処理は次にステップ４１１に移り、そこでマスタクロックが読み取られかつＸと して記憶される。

処理は次にステップ４１３に移り、そこでモデム受信クロック信号１５１を受信 するため所定の時間待機する。もしモデムクロック信号１５１が受信されなけれ ば、処理はステップ４０３に戻り、次のチャネルバンク受信フレーミング信号１ ３３を待機する。しかしながら、もしモデムクロック信号１５１が受信されれば 、処理はステップ４１５に進む。

ステップ４１５においては、処理は第２のマスタクロックの読みの値を決定し、 これは次に前記値Ｙとして記憶される。処理は次にステップ４１７に移り、そこ でＹからＸを減算することにより受信時間差、Ｄ　１を決定し、したかってＤ　 ＝Ｙ−Ｘとなる。

処理は次にステップ４１９に移り、そこで次の公式を使用して受信フィルタ選択 指数ｋを決定する。

ｋ＝（Ｄ　×Ｎｘｆｏｈ８ｎｎｅｌ　ｂａｎｋ）／ｆｍａｓｔｅｒ この場合、Ｎは所定の定数であり、’　ｃｈａｎｎｅ　１ｂａｎｋはチャネルバ ンククロック周波数であり、かつｆｍａｓｔｅｒはマスククロック周波数である 。

処理は次にステップ４２１に進み、そこでステップ４１９からの指数ｋが使用さ れて適切なＦＩＲフィルタ係数を選択する。これらの係数およびステップ４１１ からの記憶された変換された値１２５は次に補間ＦＩＲフィルタへの入力として 使用される。該補間ＦＩＲフィルタの出力は次に前記変換された値および前記指 数ｋによって選択されたＦＩＲフィルタ係数に基づき計算される。

処理は次にステップ４２３に進み、そこでステップ４２１からの前記補間ＦＩＲ フィルタ出力がモデムに送られる。

このＦＩＲフィルタ出力は図２の信号１２９に対応する。

ステップ４２５はステップ４０１への戻りを強制し、そこで処理が反復される。

１つの実施例では、前記マスククロック１７３をｆ　ａ ｓｔｅｒがＮｘｆｍｏｄｅｍに等しくなるよう調整することによってに＝Ｄ　と いう有利な結果が得られる。したがって、前記係数選択指数には前記マスタクロ ックの読みの送信差分、Ｄ　、に等しいものとして決定できる。好ましい実施例 では、Ｎ−８４”　ｃｈａｎｎｅｌ　ｂａｎｋ−８，０００Ｈｚ、およびｆｍａ ｓｔｅｒ＝６”　ｏｏ。

Ｈｚである。

前に述べたように、本発明に係わる、モデム−チャネルバンク変換器はモデムお よびチャネルバンクの双方に対し正しいサンプリングレートでかつ正しいデータ フォーマットでサンプルされたデータストリームを提供する補間機構を導入して いる。

好ましい実施例では、タイミングのハードウェアはマスタ補間器クロックにより ドライブされ、このクロックはモデムおよびチャネルバンクのサンプルクロック の整数倍に設定される。前記マスタクロックはカウンタをドライブし、該カウン タの値は各々のクロック信号のエツジでラッチされる。前記サンプルクロック信 号は遷移中にカウント値を誤ってラッチする可能性を避けるためフリップフロッ プユニットを使用してマスタクロックに同期させることができる。これらのラッ チされたカウンタ値は正しい補間器タップ値を選択するために使用されるタイム ベースを提供する。

好ましい実施例では、前記補間器１０３および１２７は１１次のニュートン法の 補間器である。この形式の補間器は、例えば、可変係数を備えた有限インパルス 応答フィルタとして実施できる。例えば、Ｆ、Ｂ、Ｈｉ　１ｄｅｂｒａｎｄによ る、“Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｔｏ　Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ　Ａｎａｌｙｓｉ ｓ”、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ、Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ、Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ、１９５ ６年を参照。また、Ａ、Ｖ、ＯｐｐｅｎｈｅｉｍおよびＲ，Ｗ。

５ｃｈａ　ｆ　ｅ　ｒによる、”Ｄｉｇｉｔａｌ　ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓ 　ｉｎｇ”　、Ｐｒｅｎｔ　１ｃｅ−Ｈａｌｌ。

Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ　Ｃ１１ｆｆｓ、Ｎｅｗ　ＪｅｒｓｅＹ、１９７５年を参照 。したがって、前記係数の値は到来サンプルと所望の出力サンプルとの間の時間 遅延に基づき計算される。前記サンプル間の測定された時間差は整数個のマスタ クロックサイクルに対応するから、固定された数の必要な補間器係数の組（ｓ　 ｅ　ｔ　ｓ）がある。送信回路に対しては、マスククロックのレートは７０Ｘ９ ，６００であり、したがって７０組の係数がモデムの９．６００サンプル／秒か らチャネルバンクの８，０００サンプル／秒へと変換するために必要とされる。

受信回路に対しては、マスククロックのレートは８４Ｘ８，０００であるから、 チャネルバンクのｓ、ｏｏｏサンプル／秒からモデムの９゜６００サンプル／秒 へと変換するために８４組の係数が必要とされる。これらの組の係数は前もって 計算されかつリードオンリメモリに記憶しておくことができる。前記制御ユニッ トのマイクロコントローラはこのようにして単に出力割込みのためにタイマカウ ントを読み取りかつ最後の時間から入力割込みに至るタイマカウントを減算する ことにより適切な係数テーブルを選択することができる。

したがって、本発明に係わる、モデム−チャネルバンク変換器は２つのサンプリ ング周波数、すなわち、モデムのサンプリング周波数およびＴ１チャネルバンク のサンプリング周波数、の同等化（ｃｏｏｒｄｉｎａｔ　１ｏｎ）を可能にする 。

図２に示される、本発明に係わる、モデム−チャネルバンク変換器の１つの利点 はそれが、従来技術におけるような直列接続されたＤ／ＡおよびＡ／Ｄ変換器の 必要性を除去することである。電気部品およびプリント回路基板スペースの節約 に加えて、情報信号の品質が実質的に改善されるが、それは信号がもはや２つの 引き続（（ｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ）変換器によって処理される必要がないか らである。さらに、控えめに見積もっても、これにより典型的には少なくとも１ ．０ｄＢの信号対雑音比の改善、ならびにビットエラー率の対応する改善を生み 出す。

本発明にしたがって、モデム−チャネルバンク変換器の種々の実施例が説明され たが、本発明の範囲は以下の請求の範囲により規定される。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．送信補間器および制御ユニットを具備する送信回路を有するモデムーチャネ ルバンク変換器であって、前記送信補間器は送信補間器入力、送信補間器出力を 有し、前記送信補間器はさらに前記制御ユニットにより制御される所定の数（Ｍ ）の選択可能な有限インパルス応答フィルタを有し、 前記送信回路は前記送信補間器入力に結合された送信回路入力を有し、前記送信 回路はさらに前記送信補間器出力に結合された送信回路出力を有し、 前記制御ユニットは周波数ｆｍｏｄｅｍのモデムクロック信号、周波数ｆｃｈａ ｎｎｅｌ　ｂａｎｋのチャネルバンク送信フレーミング信号、および周波数ｆｍ ａｓｔｅｒのマスタクロック信号を受信し、 前記送信回路は所定の方法にしたがってモデム送信サンプルおよび選択されたタ ップ値（ｊ）に基づきチャネルバンク送信サンプルを形成するよう構成され、前 記所定の方法は、 （ａ）前記モデムクロック信号を受信したことに応じて、前記モデム送信サンプ ルを前記送信補間器入力に印加し、かつ第１のマスタクロックの読みを決定する 段階、（ｂ）前記チャネルバンク送信フレーミング信号の受信に応じて、第２の マスタクロックの読みを決定する段階、 （ｃ）前記第２のマスタクロックの読みから前記第１のマスタクロックの読みを 減算したものに基づきマスタクロックの読みの送信差分（Ｄｔ）を計算する段階 、（ｄ）前記Ｄｔに基づきｊを決定する段階、そして（ｅ）前記送信補間器出力 に基づき前記チャネルバンク送信サンプルを提供する段階、 を具備し、この場合、 ｊはＤｔに正比例し、そして ｊ＝選択されたタップ値、 Ｄｔ＝マスタクロックの読みの差分、そしてＭ＝選択可能な有限インパルス応答 フィルタの前記所定の数、 である、モデムーチャネルバンク変換器。
2. ２．前記ｊは、 ｊ＝（Ｄｔ×Ｍ×ｆｍｏｄｅｍ）／ｆ ｍａｓｔｅｒ に基づき決定される、請求項１に記載のモデムーチャネルバンク変換器。
3. ３．さらに、 ｆｍａｓｔｅｒ＝Ｍ×ｆｍｏｄｅｍ、そしてｊ＝Ｄｔ である、請求項２に記載のモデムーチャネルバンク変換器。
4. ４．前記送信補間器はニュートン法の補間器である、請求項３に記載のモデムー チャネルバンク変換器。
5. ５．さらに、前記送信補間器出力と前記送信回路出力との間に直列に結合された りニアーパルス符号変調変換器を有する、請求項４に記載のモデムーチャネルバ ンク変換器。
6. ６．さらに、 Ｍ＝７０ ｆｍｏｄｅｍ＝９，６００Ｈｚ、そしてｆｍａｓｔｅｒ＝６７２，０００Ｈｚ である、請求項５に記載のモデムーチャネルボンク変換器。
7. ７．受信補間器および制御ユニットを具備する受信回路を有するモデムーチャネ ルバンク変換器であって、前記受信補間器は受信補間器入力、受信補間器出力を 有し、前記受信補間器はさらに前記制御ユニットにより制御される所定の数（Ｎ ）の選択可能な有限インパルス応答フィルタを有し、 前記受信回路は前記受信補間器入力に結合された受信回路入力を有し、前記受信 回路はさらに前記受信補間器出力に結合された受信回路出力を有し、 前記制御ユニットは周波数ｆｍｏｄｅｍのモデムクロック信号、周波数ｆｃｈａ ｎｎｅｌ　ｂａｎｋのチャネルバンク受信フレーミング信号、および周波数ｆｍ ａｓｔｅｒのマスタクロック信号を受信し、前記受信回路は所定の方法にしたが ってチャネルバンク受信サンプルおよび選択されたタップ値（ｋ）に基づきモデ ム受信サンプルを形成するよう構成され、前記所定の方法は、 （ａ）前記チャネルバンク受信フレーミング信号の受信に応じて、前記チャネル ボンク受信サンプルを前記受信補間器入力に印加し、かつ第１のマスタクロック の読みを決定する段階、 （ｂ）モデムサンプルクロック信号の受信に応じて、第２のマスタクロックの読 みを決定する段階、（ｃ）前記第２のマスタクロックの読みから前記第１のマス タクロックの読みを減算したものに基づきマスタクロックの読みの受信差分（Ｄ ｒ）を計算する段階、（ｄ）前記Ｄｒに基づきｋを決定する段階、そして（ｅ） 前記受信補間器出力に基づき前記モデム受信サンプルを提供する段階、 を具備し、この場合、 ｋはＤｒに正比例し、そして ｋ＝前記選択されたタップ値、 Ｄｒ＝前記マスタクロックの読みの差分、そしてＮ＝選択可能な有限インパルス 応答フィルタの前記所定の数、 である、モデムーチャネルバンク変換器。
8. ８．前記ｋは、 ｋ＝（Ｄｒ×Ｎ×ｆｃｈａｎｎｅｌ　ｂａｎｋ）／ｆｍａｓｔｅｒ に基づき決定される、請求項７に記載のモデムーチャネルバンク変換器。
9. ９．さらに、 ｆｍａｓｔｅｒ＝Ｎ×ｆｃｈａｎｎｅｌ　ｂａｎｋ、そして ｋ＝Ｄｒ である、請求項８に記載のモデムーチャネルバンク変換器。
10. １０．前記受信補間器はニュートン法の補間器である、請求項９に記載のモデム ーチャネルバンク変換器。