JPH07501432A

JPH07501432A - Small wideband microstrip antenna

Info

Publication number: JPH07501432A
Application number: JP5510113A
Authority: JP
Inventors: ワン，ジョンソン・ジェー・エイチ; トリップ，ヴィクター・ケー
Original assignee: ジョージア・テック・リサーチ・コーポレーション
Priority date: 1991-11-26
Filing date: 1992-11-04
Publication date: 1995-02-09
Also published as: CA2124459C; EP0614578A4; TW222353B; CA2124459A1; EP0614578A1; WO1993011582A1; MX9206637A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。 (57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】ハｊ　−マイクロスト！ツ　アンテナ本発明は、米国空車との契約に基づき、一部政府の援助を受けて成されたものである。政府は本発明についである一定の権利を有する。皿這ユＵ豊照本発明は、１９９１年５月３日に出願された米国特許出願第０７／６９５，６８６号“多オクターブ・スパイラルモード・マイクロストリップアンテナ（Ｍｕｌｔｉ−Ｏｃｔａｖｅ　Ｓｐｉｒａｌ−Ｍｏｄｅ　ＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐＡｎｔｅｎｎａ）”の一部継続出願である。伎」Ｌ番！本発明は、一般的にはアンテナに関し、特にマイクロストリップアンテナに関する。及肌辺１月飛行機や自動車における使用など多くのアンテナの用途においては、アンテナが広帯域であることが要求される。このような用途においては、所謂”周波数無関係アンテナ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔａｎｔｅｎｎａ）” 　（“ＦＩアンテナ”）が一般的に採用されている。例えば、ブイ・エッチ・ラムゼイ（Ｖ、　Ｈ，Ｒｕｍ５ｅｙ）　、鳳跋致凰皿係アンテナ　Ｆｒｅ　ｕｅｎｃ　Ｉｎｄｅ　ｅｎｄｅｎｔ　Ａｎｔｅｎｎａ　、アカデミツク・プレス、ニューヨーク州ニューヨーク、１９６６年を参照。このような周波数無関係アンテナは、典型的には螺旋状又は対数周期構造の放射エレメント、又は被駆動エレメントを有し、これにより典型的には９：１若しくはそれ以上（帯域幅９００％）の広い帯域に亘っての周波数において信号の送受信を可能にしている。例えば、“２重偏向波状アンテナ（Ｄｕａｌ　Ｐｏ１ａｒｉｚｅｄ　５ｉｎｕｏｕｓ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　）　”と題された１９８６年］Ｏ月２２日発行のアール・エッチ・デュハメルＲ，Ｈ，ＤｕＨａｍｅｌの公告番号第０１９８５７８号の欧州特許出願第８６３０１１７５．５号（１９８７年４月１４日発行の米国特許第４．６５８．２６２号も参照のこと）は、°゛波状ｓｉｎｏｕｓ）　”と呼ばれる対数周期構造を有する周波数無関係アンテナを開示している。従来の周波数無関係アンテナにおいては、損失をもたらす円筒状のキャビティをアンテナエレメントの一方の側に配置しているため、送信時における外方への効率的なエネルギーの放射は、アンテナエレメントの一方の側からだけしか行われない（アンテナの他方の側から放出されるエネルギーは、キャビティの中で浪費されてしまう）。しかしながら、高性能な航空機や他の用途では、アンテナは外表面（航空機の場合には外壁）と実質的に同一平面になるように取り付けることが要求される。これにより、好ましいことではないが、周波数無関係アンテナのキャビティ部を飛行機の構造体の中に取り付けることが要求される。このため、円形のキャビティを収納するために、典型的には、少なくとも２インチの深さと数インチの直径を持つかなり大きな穴を形成することが必要となる。また、放射エネルギーを浪費する損失の多いキャビティを使用しているため、放射した電力の約半分が損失となる。したがって、周波数無関係アンテナから外方へ放射される電力を所定のレベルにするのにより大きな電力を入力することが必要となる。近年においては、“マイクロストリップ・バッチアンテナ°゛と呼ばれるアンテナが開発された。例えば、マンソン（Ｍｕｎｓｏｎ）の米国再発行特許第２９，９１１号（米国特許第３．９２１，１７７号の再発行）やタルトシンガー　Ｋｒｕｔｓｉｎ　ｅｒ　ｅｔ　ａｌ、の米国再発行特許第２９，２９６号（米国特許第３，８１０，１８３号の再発行）を参照のこと。典型的なマイクロストリップ・パッチアンテナにおいては、通常は円形または長方形の形状である薄い金属のバッチを接地平面に隣接して配置し、接地平面から誘電性のスペーサでわずかに離隔されている。マイクロストリップ・パッチアンテナは、一般的に、帯域幅が１０％以下で、使用可能な帯域幅が狭いという問題があった。共に出願係属中の関連米国特許出願第０７／６９５，６８６号は、従来技術の限界の多（を解決する“多オクターブ・スパイラルモード・マイクロストリップアンテナ（ｍｕｌｔｉ−ｏｃｔａｖｅ　ｓｐｉｒａｌ−ｍｏｄｅｍｉｃｏｒｓｔｒｉｐ　ａｎｔｅｎｎａ）”について詳しく述べている。このスパイラルモードアンテナは、周波数無関係アンテナに近い帯域幅を持ち、接地平面の上方に略平坦に取付けられる。しかしながら、スパイラルモードのマイクロストリップアンテナでは、少なくともその外周の長さがｍλ（但し、ｍは要求される最も高いモードであり、んは波長）であるような螺旋が必要となる。したがって、特に低い周波数においては螺旋の直径が不当に大きくなり好ましくない。また、マイクロストリップ・バッチアレー型のアンテナも知られている。例えば、マンソン・アール・イー（Ｍｕｎｓｏｎ、　Ｒ，Ｅ、　）、口利マイクロストリップアンテナ　びマイクロスト１ツブ鳥・　アレー　Ｃｏｎｆｏｒｍａｌ　Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　ａｎｄ　ＭｉｃｒｏｓｔｒｉＰｈａｓｅｄ　Ａｒｒａ　ｓ　、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅアンテナと　に　る　比重ＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　ａｎｄ　Ｐｒｏ　ａ　ａｔｉｏｎ　第７４頁（１９７４年１月）。このマンソンの論文は、長方形のエレメントのアレーについて議論している。しかしながら、マンソンの設計によ゛るものを含め従来のマイクロストリップアレーは、一般的に、電気的に大きく　（即ち、このアンテナは、動作周波数の波長に比べて大きい）、各々のエレメントは約半波長の直径を有し、これらの直径よりも僅かに大きい距離だけ互いに離間されている。コンロイ　Ｃ０ｎｒＯｅｔａ七）の米国特許第４，７６６．４４４号は、順応型の”キャビティの無い“アンテナに関するもので、このアンテナは、同じ様に駆動され、外方に向けて湾曲する表面に沿って直線的に配列された単一アームの螺旋状エレメントのアレーを有する。損失の多い六角形のセルによって螺旋状エレメントを接地平面から離間させ、典型的なキャビティの場所を得る。得られるアンテナは、干渉計として用いるのに好適であり、使用可能な帯域幅は狭いと述べられている。このものも同様に、電気的に大きいアレーである。従って、高さが低い形状を持ち、従来のアンテナに比較して広い帯域幅を持ち、物理的な寸法が小さいアンテナに対するニーズが有ることが判る。泣」ユ鷹刀手短かに言えば、本発明は、小型の広帯域マイクロストリ・ンブアンテナを包含する。第一の好ましい形態では、本発明は、接地平面や他の平面の一方の側に取り付けるためのマイクロストリップ構造を含む。そのアンテナは、閉じた（典型的には円形の）アンテナエレメントの配列を含み、それぞれのエレメントは接地平面から予定の距離隔てるために基板の一方の側に配置され、その基板は低い誘電率を有している。エレメントは、スパイラルモードで励起するために互いに異なった位相で電気的に駆動される。好ましくは、閉じたアレーは、４個またはそれ以上のエレメントの円形配列を含み、各エレメントは、薄い金８７５から作られている。好ましくは、基板は１〜４．５の誘電率を有する。また、基板の厚さは、特定の波長においてほぼ最大の利得が得られるように注意深く選ばれ、２〜１８ＧＨｚのマイクロ波の周波数用では、典型的に０．１〜０．３０インチ（０，２５〜０．７６■ｍ）の厚さを持つ。他の周波数のための基板厚さは、周波数スケール方法（ｆｒｅｑｕｅｃｎｃｙ　ｓｃａｌｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄ　）によって決定される。また、アンテナエレメントに隣接して装荷（ｌｏａｄｉｎｇ　）材料を配置することができる。上記の構成により、構造物の外に取り付けることができ、且つ構造物の表面に一致させることができるアンテナが提供される。また、このアンテナは、典型的には３００％台のかなり広い帯域幅を持つ。この設計は、マイクロストリップアンテナの接地平面はアンテナのスパイラルモードに適合するとの出願人の発見に基づいて行われた。この点に関し、閉じたアレーの個々のエレメントは、ｍ＝ｌとｍ＝２のモードといったように必要とされるスパイラルモードに従ってビームパターンを発生する集合アンテナとなるように、互いに異なった位相で電気的に駆動される。第２の好ましい形態では、本発明は、接地平面や他の平面の一方の側に取り付けるためのマイクロストリップアンテナを包含し、そのアンテナは、接地平面から予定の距離隔てるために磁性基板の一方の側に配置された１個以上のアンテナエレメントを含む。磁性基板は、その相対透磁率とほぼ等しい相対誘電率を持つように選ばれる。これにより、アンテナは、高い誘電率を持つ基板の悪影響を受けることなく、マルチスパイラルモード（ｍｕｌｔｉｐｌｅ　５ｐｉｒａｌ　ｍｏｄｅ）を効率的に発生できる。第３の好ましい形態では、本発明は、接地平面の一方の側に取り付けるためのマイクロストリップアンテナを包含し、基板の一方の側に配置された１個以上のアンテナエレメントを含む。特に、このアンテナは、特定のモード、例えば、ｍ＝２のモードで作動するようになっている。このため、ｍ＝１のモードのための放射領域からの放射を、アンテナエレメントを接地平面に対して比較的接近して配置することによって抑制している。ｍ＝２の放射領域においてはアンテナエレメントと接地平面との間の十分太き（とることによって、ｍ＝２のモードを促進している。これは、アンテナは、ｍλ（但し、えは波長、ｍは放射モード又はスパイラルモード）に等しい円周を持つ複数の円にほぼ対応する放射領域において放射を行うという事実を利用したものである。従って、アンテナは、ｍ＝＝１のモードのための第１放射領域において放射する傾向があり、ｍ＝２のモードのための外側の放射領域においては副次的に放射が行われる。これらの種々の放射領域において、接地平面とアンテナエレメントとの間の間隔を選択的に変化させることによって、ｍ＝＝２のモードの放射を促進しながらｍ＝１のモードの放射を抑制できる。勿論、これとは逆に、間隔を設けることによってｍ＝２のモードの放射を抑制しながらｍ＝１のモードの放射を促進できる。しかしながら、多くの場合には、アンテナエレメントを切り詰め、モードｍ＝２の放射を行うのに十分な大きさの放射領域を無くすことによってモードｍ＝２の放射を排除することが可能であるため、上記の様にする必要はない。本発明の他の好ましい形態においては、接地面の一方の側、又は接地面を含む側に取付けるための多オクターブ型のスパイラルモード（ｓｐｉｒａｌ−ｍｏｄｅ　）　・マイクロストリップアンテナシステムを包含する。このアンテナシステムは、スパイラルモードのアンテナエレメントと、アンテナエレメントを接地面から所定距離だけ離間させるためにアンテナエレメントの一方の側に配置された基板とを含み、その所定距離は、多オクターブ動作周波数範囲全体に渡って１／６０〜ｌ／２波長である。基板は、１．０〜２．０の間、好ましくは１．０にできるだけ近い相対誘電率を有している。また、このアンテナシステムは、スパイラルモードのアンテナエレメントとほぼ完全にインピーダンス整合のとられた供給ネットワークを含んでおり、要求されるスパイラルモードを励起する（接地平面の効果はインピーダンス整合において考慮されている）。これらの配置は、極めて小型で効率的である。また、１つのモード又は幾つかのモードで選択的に作動することができるため、アンテナは、ビームを指向性及びヌル指向性にするのに有用である。従って、本発明の主な目的は、極めて広帯域な性能を持ち、高さが低い形状の小型のアンテナを提供することにある。本発明の他の目的は、改善された帯域幅を持つマイクロストリップアンテナを提供することにある。本発明の他の目的は、小径のアンテナを提供することにある。本発明の他の目的は、ビーム指向性及びヌル（無）指向性のアンテナを提供することにある。本発明の他の目的、特徴、及び利点は、添付図面に関連する下記の説明を読むことによって明らかになるであろう。図面の簡単な説明図１は、本発明の好ましい形態におけるマイクロストリップアンテナの平面図である。図２Ａは、図１に示されるアンテナの部分的に断面した概略側面図である。図２Ｂは、図２Ａに示されるアンテナの一部を部分的に断面した概略側面図である。図３は、図１に示されるアンテナを駆動するための給電部の概略図である。図４Ａと４Ｂは、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、波状のアンテナエレメントを示す。図５Ａと５Ｂは、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、対数周期的な歯を有するアンテナエレメントを示す。図６は、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、長方形のスパイラルアンテナエレメントを示す。図７と図８は、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、それぞれ、アルキメデス螺旋のアンテナエレメントと等角度螺旋のアンテナエレメントを示す。図９Ａと９Ｂ、及び図１０ＡとＩＯＢは、図１に示されるアンテナの理論的な解析を行うために使用する数学的モデルを示す概略図である。図１１ＡとＩＩＢは、図１に示されるアンテナの放射パターンに対しての誘電性基板（誘電率が大きい場合における）の撹乱効果の試験結果を示すグラフである。図１２は、本発明によるアンテナと従来のキャビティーを有するスパイラルアンテナとを比較した実験結果を示すグラフである。図１３は、図１に示されるアンテナにおいて、接地平面からの間隔を種々に変更した場合における、アンテナエレメントの位置決めのアンテナの利得に対しての影響を３つの動作周波数において示すグラフである。図１４は、アンテナの放射パターン、特にスパイラルモードのパターン（ｎ＝１、ｎ＝２等のための）を示すグラフである。図１５は、本発明の他の好ましい形態によるアンテナの概略的平面図である。　図１６は、図１５に示されるアンテナの断面側面図である。図１７Ａと１７Ｂは、モードｍ＝１とｍ＝２のための放射パターンをそれぞれ示すグラフである。図１８は、エレメントを同心の円形のアレーに配置した他の変形例を示す概略平面図である。図１９は、ＰＩＮダイオードによって切り換えられる同調可能なマルチ共振周波数型マイクロストリップアンテナの概略図である。図２０は、相対的な誘電率と透磁率が等しいスパイラルモードのマイクロストリップアンテナに使用される基板材料を示す概略図である。図２１Ａと２１Ｂは、接地平面の上方に離間した非定数型のモード２のアンテナを示すものである。１糧立説朋上記したように、本出願は、共に出願係属中の米国特許出願第０７／６９５，６８６号の一部継続出願である。以下の第１節から第３節までは、実質的に上記出願からの一言一句そのままの複写であり、本発明の原理の幾つかを示している。特に、アンテナとそのエレメントとを接地平面の上方に隙間を持って如何に取り付けるかについての原理が含まれている。第１節から第３節に引き続（部分では、本発明の残りの部分を開示しており、これには、どの様にして位相付けされたアレー状のエレメントによってアンテナを構成するか、どの様にして磁気基板材料を使用するのか、どの様にしてアンテナエレメントと基板との間に、半径の関数である非接触の間隔を設けるかについての説明が含まれている。１、アンテナの　弓のた至（７）Ｖｆｔ’＠以下区面以下細面参照するが、全ての図面を通して同じ参照符号は同じ部品を表す。図１、図２Ａ及び図２Ｂは、本発明の好ましい形態による多オクターブ・マイクロストリップアンテナ２０を示すもので、接地平面ＧＰの一方の側面上に取付けられた状態が示されている。アンテナ２０は、非常に薄い金属箔２１ａ、好ましくは銅箔から成るアンテナエレメントと、それらのための誘電性の裏当て２１ｂとを有している。図１，２Ａ及び２Ｂに示すアンテナエレメント箔２１ａは、第１及び第２のスパイラルアーム２２．２３を含む螺旋形、若しくは螺旋パターンを有している。スパイラルアーム２２．２３は、アンテナエレメント２１の略中心にある端子２６．２７を起点としている。スパイラルアーム２２．２３は、端子２６．２７から互いに囲み合うように外方へ旋回し、傾斜の付けられた端部２８．２９で終わっており、これにより、周囲長がπＤとなる直径りを有する円を略定義する。アンテナエレメント１２１ａは、切削加工、打抜き加工、化学的エツチング等の公知の方法を用いて薄い金属箔または銅の薄板から作られる。アンテナエレメント箔２１ａは１０ミル（０，２５１１０１）以下の厚さｔを有しているが、波長で考えた場合、例えば、波長の０．０１倍かそれ以下の厚さであれば他の厚さを採用してもよいことは明白である。ここに開示されている本発明は、分離した接地平面ＧＰがある場合に関してのものであるが、アンテナそれ自体に接地平面を設け、エンジニアリング・プラスチックやコンポジット等の非導電性の表面の上に取り付けるのに好適なアンテナを作ることも可能であることは当業者にとって自明のことである。図２Ａ、２Ｂにおいては接地平面が真平らに描かれているが、薄いアンテナエレメント２１は、全体として平坦でない外形の接地平面のにも取り付けるのに十分な可撓性を有している。アンテナエレメント箔２１ａは、アンテナエレメント２１と接地平面ＧＰとの間に配設された誘電性のスペーサ３２によって、接地平面ＧＰから所定の距離（離間距離）ｄだけ均一に離間されている。誘電性スペーサ３２は、以下に詳細忙検討するように、１〜４．５の範囲内の低い誘電率を持っていることが好ましい。誘電性スペーサ３２は、全体として円盤形で、アンテナエレメント２１の直径よりも僅かに小さい寸法を有している。誘電性スペーサ３２の厚さは、典型的には、アンテナエレメント２１の誘電性の裏当て２１ｂよりも非常に厚い。スペーサ３２の厚さｄは、マイクロ波の周波数用では０．２５インチ（６，３ｍｍ）の近傍である。しかしながら、所定の周波数で最大の利得を得るために選ばれる特定の厚さは、誘電性スペーサの媒体中でのその周波数の波長の半分より太き（ではならない。炭素を含浸させた発泡体のようなマイクロ波吸収材料から成る環状の装荷（ｌｏａｄｉｎｇ　）　３３が、誘電性スペーサ３２と略同心に配置され、部分的にアンテナエレメント２１の下に延在している。それに代え、炭素を含む塗料をアンテナエレメントの外端に塗布することもできる。また、アンテナエレメントに外周短絡リングをスパイラルアーム２２．２３に隣接して直ぐ外側に設けることができ、また、この外周短絡リング（図示路）に炭素含有塗料を塗布することができる。アンテナエレメント２１を、供給源、ドライバー、又は検出器と電気的に結合するために、接地平面ＧＰに形成された開口部３８を通して第１及び第２の同軸ケーブル３６．３７が延びている。同軸ケーブル３Ｇ、３７は、端子２６．２７にそれぞれ接続されるシールドされた電気ケーブル４２．４３を有している。同軸ケーブル３６．３７の外側シールドは、図２Ｂに示すように、アンテナエレメントの近傍で電気的に相互に接続されている３図３に概略的に示すように、この同軸ケーブルのシールドの電気的な接続は、同軸ケーブル３６．３７のそれぞれの端に短い電線４４をハンダ付けすることによって行える。図３に示すように、同軸ケーブル３６．３７を、一般的な高周波ハイブリッド・ユニット４６に接続し、このユニット４６を一本の同軸ケーブル人力４７に接続するのが好ましい、高周波ハイブリッド・ユニット４６の機能は、入力同軸ケーブル４７がら信号を取込んで２つの信号に分離することであり、この２つの信号の一方は他方の信号に対して位相が１８０度ずらされている。この位相のずらされた信号は同軸ケーブル３６．３７を介してアンテナエレメント２１に送られる。互いに１８０度位相がずれた２つの信号を２つのアンテナエレメントに供給することにより、同軸ケーブル３６．３７．４７にそって伝播された波形に応じた電位差が端子２６と２７の間に生じ、アンテナは、（高次モードの成分も幾らかは生じるが）主にはｎ＝＝１のモードで放射を行う。入力信号を第１と第２の信号に分離するための代替手段として、一方の信号を他方の信号に対して遅延させる平衡不平衡変成器（ｂａｌｕｎ　）を用いてもよい。平衡不平衡変成器は、ｎ＝１のモード（単一ビームパターン）で動作するアンテナに信号を供給するために用いられる。高周波ハイブリッド・ユニット４６は、例えば、ｎ＝２等の高次のモードを発生するのに用いることができる。これらの高次モードを発生するためには、４個、６個、又は８個のアンテナエレメントアームが、対応した数の給電ターミナルとともに用いられる。非常に低い、好ましくは１，０に近い相対誘電率を有する基板を用い、また螺旋アームとの間で略完全なインピーダンス整合を持つ（接地平面の影響もインピーダンス整合には考慮されている）給電ネットワークを用いて要求されるスパイラルモードを励起することにより、吸収性の装荷３３を取り除くことができる。図４Ａは図１に示すアンテナの他の実施例を示すもので、図１のスパイラルアーム２２．２３が　波状のアーム５２．５３に置き換えられている。図４Ａには２つ腕の波状アンテナエレメントが示されているが、もし高次のモードが要求される場合には、図４Ｂに示すように４つ腕の波状アンテナエレメントを用いることができる。図５Ａはアンテナエレメント２】の変形例を示し、これにおいては、スパイラルアーム２２．２３が対数周期の歯を持つアーム５６．５７に置き換えられている。この図５Ａに示される歯の形成されたアンテナエレメントは、互いに直交する直線のセグメントを備えている・即ち、各アームの“歯”は、全体として長方形である。または、各歯に鋭利な角を無くすためにその歯の輪郭を清らなものにしてもよい。又、図５Ｂに示すように歯を湾曲させることもできる。図６は、図１に示すアンテナエレメントの他の変形例を示すもので、これにおいては、スパイラルアーム２２．２３長方形のスパイうルアームＳ８．５９に置き換えられている。スパイラルアームのそれぞれは、図１のアンテナエレメントが円形の螺旋であったの対し、方形の螺旋形状となっている。図７と図８は、図１の螺旋パターンを、図７に示す“アルキメデス螺旋”、又は図８に示す“等角度螺旋”として形成できることを示している。２、・も　のテ・下記の議論は、本発明の実施可能性を立証するために出願人が行った理論的検討の結果を示すものである。理論的根拠の実験的検証は、この節に続く節で行われる。無限に大きい螺旋構造の平坦なシートから成る基本的な平面スパイラルアンテナは、螺旋の両側に対称に放射を行う。ｎ＝１のモードで放射を行う場合、放射の殆どは、螺旋の中心を取り囲む円周が略１波長の環状リングの上で起きる。その結果、放射パターンをそれ程乱すことなく、又、放出された電力を浪費することなく、活性（ａｃｔｉｖｅ）な領域の外側において螺旋を切り詰めることができる。図９Ａと９Ｂは、接地平面を背部に有する無限で平らな螺旋を示す。領域氾に於けるスパイラルモードのフィールドは、ベクトルポテンシャルＦ℃とＡ℃とを用いて、下記のようにＴＥとＴＭの各フィールドに分解できる。ＴＥの解　Ｆ、　＝　ＷＦ、　Ｗ、　＋１１ＴＭの解　Ａ　ｔ　＝ｚ　Ａ、ψ１（２）モードが＋２方向に伝播する領域１では、下記のようになる。ｋ、＝ωＩｔ、ｐ、）“　（４）また、β；１における、領域ｌ内のフィールドの陽的表現（ｅｘｐｌｉｃｉｔ　ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ）は、下記式によって与えられる。領域２においては、＋Ｚ方向と一２方向の両方へ伝播するモードが存在し、従ってベクトルポテンシャルは下記の通りとなる。Ｆ、”　＝　；１式：ＴＥ　５ｏｌｕＬｉｏ＋１Ｉ（１１１Ａ、　＝ｚＡ２ψ、　ＴＭ　ｘｌｕｔｉａｎ　（１２１領域２内のフィールドの陽的表現は、下記の通りである。Ｚ＝０（ここでは接線方向の（ｔａｎｇｅｎｔｉａｌ）　ＥとＨはアパーチャー（ａｐｅｒｔｕｒｅ）領域においては連続）とｚ＝−ｄ（ここでは接線のＥが消滅）における境界条件を整合し、下記インピーダンス条を満足するまたフィールドを要求することにより、スパイラルモードについての必要十分条件が下記の通り得られる。上記の７個の式には６個の未知数がある。しかしながら、７つの等式は完全に独立しておらず、下記の５独立した式に減少できる。Ｆ２＝ｊｒｌＡ；（２２）においては、５個の式においてパラメータが６個ある。例えばＡ１が与えられたとすると、他の５個のパラメータの解をめることができる。しかがって、図１で示されるような接地平面を背部に有する無限で平坦な螺旋構造によってそのスパイラル放射モードが実現できる。この発見が、ここで開示されているマルチオクターブ・スパイラルモード・マイクロストリップアンテナの設計の基礎となっている。実際には、螺旋は先端が切断される。モード１の活性領域を越えた部分の螺旋に残留電流は、不連続性に直面し、ここでエネルギーは回折及び反射する。螺旋の切断に起因する電力の回折と反射は、給電点において生じる可能性のあるモードの不純粋性とともに、放射パターンを悪化させろものと考＾られる。事実、これは、観察結果と一致している。スパイラル型マイクロストリップアンテナに対する誘電性基板の影響を調べるために、図１０Ａ、ＩＯＢに示されるように、２つの媒体の間における無限の螺旋についてのより単純な問題について検討した。領域ｌは、通常、放射が必要とされる自由空間（ε１＝８０）である。領域２は、ε２でμ０である無限の誘電性の媒体である。第１節の方法に従い、電気的、磁気的なベクトルポテンシャルＦβとＡｒ１．に関し、領域１と２におけるフィールドを表す。領域ｆｌ（ｆｌは１又は２）内のフィールドの陽的表現は、下記の通りである。アパーチャー領域における２＝０において接線方向のＥが連続でなければならないことから下記条件が必要となる。式（２９）は下記の様に整理できる。インピーダンス条件は下記のとおりであり、ｐ：、＝ｊηｌＨＬ　（３１）従って下記の関係が必要となる。 −Ｆ１　＝ｊｒｌｌＡｌ　（３２１この式は下記の通り整理できる。（３４）式から、下記の関係が必要となる。Ｆ２＝ｊｒＩＩｔ　（３５１式（３０）、（３４）及び（３５）は、Ａ１、Ｆｌ、Ｆ２、Ａ２に関して制限され、下記の通りまとめること力Ｓできる。Ｆ、＝　Ｆ。（３Ｇ）の４つ式は、下記の条件を満足しなＩ、Ｓ限り、同時に４ｉ成又は式（３９）は、下記条件が満たされる場合のみ成立する６ｋｌ＝に２０ｒＣ１＝ｔ２（４０）これは、ｍ＝１のスパイラルモードは、高次モードの大きな成分を伴うことなしに、図２に示す、誘電体で裏当てされたスノくイラルによっては実現できないことを意味してし）る。この発見Ｇよ、広しλ帯域のスパイラル型マイクロストリ・ツブアンテナを設計しようとして行われた従来の努力が何故失敗に終わったかを説明してし）る。３、　弓　の予・　”ηる　の” 高誘電率材料の存在がアンテナの性能に及ぼす影響を、接地平面を付けた場合と、付けない場合の２通りの方法で検討した。接地平面が無い場合を調査するために、計算と測定の両方が行われた。基本的な結論は、誘電率が高い程、又、基板の厚い程、誘電性基板の存在によるパターンの悪化は大きくなる。誘電性基板はパターンの悪化を招くが、狭い周波数帯に亘って受け入れられる程度の性能を持ったスパイラル形のマイクロストリップアンテナを設計することは可能である。スパイラルと接地平面との間に誘電性基板がある場合に関して、比較的小さな誘電率（最大で４．３７）の材料を対象にして検討した結果、これらの周波数では殆ど悪化は無かった。０．０６３インチ（１，６ｍｍ）のガラス繊維からなる基板を持つ図１の構造を用い、また０、１４５インチ（０，３７１１１ａ＋）の空気の基板について検討を行った。これらの何れの構造においても、電気的な離間の度合いは同じであった（１０％以内）。一方、図１］、Ａ、ＩＩＢは、ε＝４．３７　＜ガラス繊維）で基板の厚さがｄ＝１／１６インチ（１，５９ｍｏ＋）であるアンテナに関して、９ＧＨｚと１２ＧＨｚにおけるモード１の放射パターンについての悪影響を示している。基板の厚さｄが１／３２　（０，８ｍ＋ａ）に減少した時、誘電材の効果は、特に低い周波数で大きくなる。しかしながら、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）は、誘電体の存在によって実質上影響を受けない。誘電体基板のアンテナパターンに対する悪影響を理論と実験の両面から示した。多（の実際の用途においては、スパイラル形のマイクロストリップアンテナは、湾曲表面に取り付けられる。スパイラル形のマイクロストリップアンテナを湾曲表面に適応して取り付けた場合の影響を試験するために、直径が３インチ（７６龍）のスパイラル形のマイクロストリップアンテナを、半径が６インチ（１５２ ■ｍ）で長さが１４インチ（３５５ｍｍ）の半円筒状のシェルに取り付けた。その先端を切断したスパイラルは、スチロフォーム・スペーサーを用いて半円筒シェルの表面から０．３インチ（７、６１！１）だけ上方に、かつ表面に合わせて取り付けた。マイクロ波吸収材からなる０、５インチ（１２，７ｍｍ）幅のリングを、半分はスパイラル領域の中に位置し残りの半分はその外側に位置するように、先端を切断したスパイラルの端に取り付けた。マイクロ波吸収材のリングは、０．３インチ（７，６ｍｍ）の厚さで、螺旋状アンテナエレメントと、円筒表面の間の空間を埋めた。半円筒シェルに合わせて取り付けられたスパイラル形のマイクロストリップアンテナのＶＳＷＲ測定は、３．６ＧＨｚから１２．０ＧＨｚの間において１．５以下であり、２．８ＧＨｚから１６．５ＧＨｚの間において２．０より低かった。従って、ＶＳＷＲが１．５以下で３３０％の帯域幅と、ＶＳＷＲが２．０以下で５９０％の帯域幅が得られた。 Φ＝９０°のｙ−ｚ主面上のθについて測定された放射パターンは、２から１０ＧＨｚの広い周波数帯域幅に全体に亘って良好な回転・直線パターンが得られた。ｘ−ｚ主面（Φ＝Ｏ°）上のθについて測定された放射パターンも同様な品質であった。従って、スパイラルモード形のマイクロストリップアンテナは、ここで検討された曲率半径の範囲において殆ど性能の悪化なく、湾曲面の上に適応させて取り付けることができる。最近、ある研究者は、悪い放射パターンは、螺旋状電線（補対形でない）上の電流が円周が約１波長の心出しされたリングの上にある第１モードの放射領域を過ぎた後で残留している電力に起因していることを示す理論的解析を報告している（ナカノら（Ｈ，Ｎａｋａｎｏ　ｅｔ　ａｔ、　）、“導電性の平坦なりフレフタによって支持されたスパイラルアンテナ（Ａ　５ｐｉｒａｌ　Ａｎｔｅｎｎａ　Ｂａｃｋｅｄ　ｂｙ　ａＣｏｎｄｕｃｔｉｎｇ　Ｐａｎｅ　Ｒｅｆｌｅｃｔｏｒ　）″、Ｉ　ＥＥＥアンテナの特性に関する報告書（ＩＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ａｎｔ、　Ｐｒｏｐ、　）　Ａ　Ｐ　−３４巻、第７９１−７９６頁（１９８６年）、従って、もし残留電力の放射を除去できれば、非常に広い帯域幅で優れた放射特性を得ることができる。残留電力を除去する１つの技術は、吸収材料のリングを放射領域の外側のスパイラルの切断端に置くことである。この案によれば、放射パターンを悪化させる、特にそれらの軸レシオを悪化させる“負のモード”で放出される残留電力を吸収できる。この案は、図１．２Ａに示されており、装荷３３を備えている。螺旋が図７に示すアルキメデスであり、アーム間の間隔が１インチ（２５，４＋ｎｍ）当たり約１．９ラインである点を除き図１と類似した構成について性能試験を行った。試験結果は、０．１４５インチ（３，７＋ｎｍ）の間隔ｄ（離間間隔）の場合には、インピーダンスの幅が非常に広い（ＶＳＷＲが２：ｌより小さい場合２０：ｌを越える）ことを示している。その帯域の両端は、スパイラルの内側及び外側の終点の半径に依存する。給電は、０．１４１インチ（３，６ｍｍ）の半可撓性の同軸ケーブルから作られる広帯域の平衡不平衡変成器（ｂａｌｕｎ　）によって行われ、給電直径は０．０４２インチ（１闘）となった。平衡不平衡変成器を通過させるため接地平面に狭い開口部を形成する必要があった。そのキャビティの半径は０．２０インチ（５ｍｍ）、深さは２インチ（５０ｍｍｌであった。また、この開口は高周波での性能に影響を与えた。同様な接地平面から０．３インチ（７、６ａｌｌｌｌ）上方に配置された対数スパイラル（等角度螺旋）を用い他の試験を行った。ところで、両方のスパイラルは、“補対的な幾何学構造”であった。各スパイラル（アルキメデス形と等角度形）の直径は、何れも３．０インチ（７６ｍｍ）であり、発泡吸収材（装荷）は、中心から１．２５〜１．７５インチ（３１，７〜４４．５ｍｍ）の範囲で延在していた。もし、終端吸収装置が十分効果的であれば、アンテナの整合状態は、スパイラルが電波を多く放出する周波数よりも遥かに下方まで伸ばすことができる。より重要なことは、その終点は、動作周波数において、スパイラルの外縁から反射し、必要とされるパターンと分極化（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を乱す電流を減少させることである。これらの反射波は、主に必要とされるモードと反対方向に分極するため、時として“負のモード”と呼ばれる。したがって、それらの主な作用は、パターンの軸レシオ（ａｘｉａｌ　ｒａｔｉｏ　）を増加させることである。エンジニアリング・モデルとして、アルキメデス形及び等角度形のアンテナは７：１の帯域である２〜１４ＧＨｚにおいて、良好に動作する。市販用アンテナを製造するために必要となる詳細なエンジニアリングによって、これらの範囲の殆どの周波数において優れた性能を得ることが期待される。図１２に示すように、利得は、１２ＧＨｚに到るまで、市販の２．５インチ（６３＋ＩＩｍ）の損失の多いキャビティを有するアンテナに比べて高い。（４ＧＨｚの落ち込みは例外であると考えられる。）損失の多いキャビティを有するスパイラルアンテナを凌ぐ本発明のアンテナの利得の増加は、スパイラルモードのアンテナエレメントの下側から放出された電力の損失が比較的少ないためであると思われる。スパイラルモードのアンテナエレメントは両側に放射し、下側から放射された電波は誘電性のバッキングと誘電性の基板を比較的消滅することな（通過する。この放射は、接地平面によって反射され（時として、１回以上）、上側からの放射を増加させる。図１２は、接地平面との間隔が０．３インチ（７，６ｍｍ）の場合の利得曲線である。この設計のアルキメデス版は、５：１の帯域全体に亘って、装荷キャビティ（ｌｏａｄｅｄ−ｃａｖｉｔｙ　）の公称レベルである４、５ｄＢｉ　（整合された分極化を有する）を越える利得の改善を示した。０．３インチ（７，６＋＋＋ｍ）の例の場合で使用された軽量発泡材料に比べて基板が幾分損失の多い厚紙であったため、０．１４５インチ（３，６ｍ＋ｓ）間隔のアンテナの利得は低かった。厚みを減少させると、内側の切断部の半径に課されている制限のため、高利得帯域が周波数の高い側へ移動することを発見した。図１３は、空気の“基板０　を用い、幾つかの周波数において間隔を変えて測定した利得を示す、低い周波数においては、スパイラルアームは接地平面に近づくにつれ、ラジェータではな（、より伝送ラインに近い作動を行う、スパイラルアームは吸収リングにエネルギの多くを注ぎ込むので、利得は減少する。これらの形式のアンテナについて、間隔が４分の１波長の“最適条件”より遥かに少ない場合であっても、効率的な放射が一般的に行われる。間隔が１／２０波長以下となる周波数においては、装荷されたキャビティを上回る利得の向上が観察された。もし、低い周波数における０ｄＢｉへの利得の低下を我慢できる場合には、市販の殆どのスパイラルの様に、間隔を１７６ｏ波長程度に小さくできる。幾つかの端部装荷構造、有名な発泡体吸収材料、及び磁性ＲＡＭ（レーダー吸収材料）を調査した０発泡体については、単一の切断（開回路）によって終っている対数スパイラルと、薄い円形の短絡リングが終端にある対数スパイラルとを比較した。性能には識別できるような差は無かった。磁性ＲＡＭは、０．０９　（２，２ｍｍ）　と０．３インチ（７，６＋ａｍ）の間隔をそれぞれ有する開回路のアルキメデススパイラルと対数スパイラルを用いて試験した。その結果、磁性ＲＡＭは発泡体程は良好に作動しないことが判った。Ｖ　ＳＷＲスパイクによって引き起こされる利得の減少に加え、パターンは、全般的に悪い軸レシオを示し、これは磁性ＲＡＭは発泡体程には良好に吸収を行わないことを示している。測定においては、装荷エレメントは、常に半インチ（１２，７ｍｍ）幅の環状形に形成し、その半分はスパイラルの縁の内側に位置し残る半分は縁の外側に位置するように配置した。厚さは、スパイラルと接地平面との間に嵌まるように調整し、非常に近い形状で、スパイラルの頂部に配置した。本明細書においては、実験で裏付けされた、本発明にょる夕多オクターブの周波数に無関係なマイクロストリップアンテナ、即ちスパイラルモードのマイクロストリップアンテナの分析を開示する。スパイラルモード構造は、接地平面を背部に設けることと上手く調和することを示し、また、スパイラルモードのマイクロストリップアンテナがどの様に作動するのかを説明する。本明細書では、高誘電性の基板は放射パターンに撹乱効果を持ち、従って、広帯域のマイクロストリップアンテナにおいては低誘電性の基板が好ましいことを、理論と実験の両面から示す、この発見は、スパイラル形マイクロストリップアンテナを開発しようとして行われた従来の努力が何故失敗に終わったかを説明している。又、本明細書では、表面になじむように取付けられたスパイラル形のマイクロストリップアンテナは、６：１程度の周波数帯域幅を達成できることが実験的に示されている。本明細書で用いられている０スパイラルモード”という用語は、螺旋状及び波状のアンテナの構造のための放射パターンの固有モードを意味する。事実、本発明の例としてここに開示されている螺旋形、波状、対数周期歯形、及び長方形の螺旋形のアンテナエレメントはスパイラルモードを示す。。スパイラルモードのアンテナエレメント”は、スパイラルアンテナエレメントに似た放射モードを示すアンテナエレメントである。モードは、特徴のある放射方法であると考えられる０例えば、図１４は、従来のスパイラルアンテナにおける幾つかの典型的なスパイラルモードを示すもので、特に、モードｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝３、及びｎ＝５のモードを示している。アンテナの平面と直交する軸は、図において０度を指している。マイクロストリップアンテナの一部としてここに開示した゛スパイラルモード”アンテナエレメントは、必ずしも同一ではないものの、図１４のパターンに略類似したパターンで放射を行う。図１４に示す様に、ｎ＝１の場合のスパイラルモードの放射パターンは、林檎形であり、多くの通信での用途のために好ましいパターンである。そのようなアプリケーションでは、ドーナツ形の高次モードは、（２つのスパイラルアームのみを使用する等によって）できるだけ避けるようにするか、所定の方法で抑制すべきである。本明細書で用いられている“多オクターブという用語は、１００％を越える帯域幅を意味する。本明細書で、アンテナエレメント及びここで形成される幾何学パターンとの関連で用いられている°゛周波数無関係”という用語は、上記のアール・エッチ・ラムゼイ（Ｒ−ＨｏＲｕｍｓｅｙ）　、Ｗアンテナ　ＦｒｅｕｅｎｃＪｎｄｅ　ｅｎｄｅｎｔ　Ａｎｔｅｎｎａにおいて述べられているように、角度、又は角度と対数的な周期的寸法（切断部分を除き）とによって特徴付けられる幾何学形状を意味する。ある周波数で略最大の利得を得るためには、離間距離ｄは、基板（誘電性スペーサ）中における波形の波長の０．０１５〜０．３０でなければならない。基板の相対誘電率に関しては、本出願人らば、εが１〜４．３７の材料は良好に作用し、１．１〜２．５が実用的であることを発見した。誘電率を高く（５〜２０）すると、多（のアプリケーションでは受け入れられる程度ではあるが、帯域幅が徐々に狭くなり、性能も悪化する。特定の周波数範囲において満足できる作動を得るための、こで述べた点及び他の設計構造を変更し、アンテナが他の動作周波数範囲において良好に作動するようにすることもできる。このような場合、その設計における寸法と誘電率は、アンテナ理論において良（知られた“周波数スケーリング技術によって変更される。４、スパイラルモードの　ンアレー図１５．１６を参照し、本発明の閉じたアレーについて検討する。これらの図に示すように、アンテナ６０は接地平面ＧＰの上方に取り付けられ、幾らか固い撓み得るバッキング６１を包含する。バッキング６１は、好ましくはプリント基板材料によって作られた単一の構造物である。バッキング６１は、上記の第１節〜第３節において述べた原理に従い、誘電性のスペーサ６２によって所定の間隔をもって　接地平面ＧＰの上方に配置されている。閉じたアレー、即ち、バッチエレメント６３．６４．６５．６６．６７．６８．６９、及び７０は、フォトエツチング等の慣用技術によってバッキング６１の上面に形成されている。アレーが”閉じている０こと、即ち、全体としてループ形状であることが本質的なことではあるが、アレーが円形であることが好ましい。図１５には、８個のエレメントが示されているが、これよりも多い数または少ない数のエレメントを使用してもよい。図１６においては、バッチェレメントとバッキングが識別し易いように、これらの垂直方向の寸法を幾分誇張して書いである。バッチエレメント６３〜７ｏは１個々のエレメントを駆動するために図示しない電気的駆動手段に接続されており、この駆動手段は、個々のバッチエレメントを位相付けを行う方法によって駆動する９個々のバッチエレメントに位相信号を供給する電気回路は公知である。一般的には、１つの信号を複数の信号に分割し、これらの信号は、“プロセッサ”と呼ばれることもある“ハイブリッド”のネットワークによって、適切な量だけ遅延又は位相シフトされ、その後バッチエレメントに供給される。勿論、個々のバッチエレメント６３〜７０は、図２Ｂに示された方法と類似の方法で、即ち、ケーブルや他の適宜な方法で駆動手段と電気的に結合される。上に述べた構造は、非常に小型であり、対象物、例えば飛行機の表面に用いるのに好適である０個々のアンテナエレメント６３〜７０のアレーを有するアンテナ６０は、全体として小さい寸法を有し、アレーの直径により、３０〜３００％の帯域幅を有する０本出願人らは、この配置により、帯域幅と利得をある程度犠牲にすることにより、従来のアンテナよりも大幅に小型化でき、又、円形アレーの直径を小さくする程、帯域幅が狭（なることを発見した。上記の共に出願系属中の米国特許出願に開示されているアンテナに比べ、本発明は、アンテナの直径を最大で２７３程度減少できる０例えばマンソン（Ｍｕｎｓｏｎ）のＩＥＥＥの論文に開示されているアンテナのアレー等の他の従来のアンテナと比較した場合、物理的な寸法の減少はより著しい。この寸法の減少は、帯域幅、そして恐ら（利得をも犠牲にすることによって達成される。しかしながら、多くのアプリケーションでは、３０〜５０％の帯域幅で十分である；とはいえ、従来のマイクロストリップ・バッチアンテナではこのような帯域幅は得られなかった。従って、３０〜３００％の範囲内の適度に広い帯域幅を有しながら、アレーの直径を螺旋の直径の１／２〜１／３にできる、順応性が高くかつ低い形状のアンテナに対する要求をスパイラルモードの円形アンテナが満たしている。スパイラルモード形の円形位相付はアレーの基本概念は図１５に示されている０円形アレーは、地表と平行な水平面として取り扱われているｘ−ｙ平面上にある。アレーのエレメントは、半径ａの円の上にあり、磁気素子又は電気的な電流素子として表すことができ、モードｍのｎ番目の′エレメントはＪａ＋ｎ　として表示されている。　電流Ｊｍｎ　は、下記の様な分極、振幅、及び位相を持っていなければならない。ｎ＝１．２，３　、、、　Ｎ　；モードｍに対して　（４１）なお、ｐ＝ｃｏｓ Φα＋ｓｉｎθｙであり、ｐは円筒座標系における単位半径ベクトルである。もし、電流源の極性がΦに応じて変化する場合、即ち、下記式で表される場合には、このアレーのパターンは同じ状態のままとなる。ｎ＝１，２，３　、、、　Ｎ　；モードｍに対して　（４２）ｍ＝１の場合、円形アレーの放射パターンは、図１７Ａｉこ示すように林檎形になる。ｍ＝２の場合、放射パターンは、図１７８ｉこ示すようにドーナツ形となる。この円形アレーは、図１７Ａ、１．７Ｂに示される空間的なカバー領域を提供する。これらのモードの２つ以上が組み合わされる場合には、方向付けの可能な幅の狭ｌ／Ａビームと、また雑音や干渉を低減するための１つ以上の方向付けの可能なヌル（ｎｕｌｌ）を有している。このマルチモードの円形アレーは、もう一方の系属中である米国特許出願に記載されているように、放射電流の帯域の理論力＄良く知られているマルチモードの平面スパイラ胴こよって実現することもできる。したしながら、この平面スパイラル″ｃＧよ、円周長力Ｓｍλの円周上で放射が行われるため、より大きなアノ（−チャーを必要とする０例えば、平面スパイラルのｍ＝１のモード（±、１波長（１ん）の長さを有する円周上で放射され、ｍ＝２のモードもよ、２λの長さを有する円周上で放射される。したがって、高しＸモード数に対応するためには、平面スパイラルは魅力がなくなる程大きくなってしまう・本明細書に開示されているマルチモード形の円形アレーをこおしＸては、アレーのエレメントが位置する、半径ａの田土で放射力５起こる。理論的には、アレーの半径は任意に小さくできる。実際ＩこＧよ、アレーの直径が、モードｌについては０．３ん、モード２については０．６λ、を下回ると、アレーの精度が段々厳しくなる。単純なアレー要素の解析により、アンテナ軸（Ｚ軸）から離れた角度では軸レシオが悪化すること、アレーの寸法（波長で換算した）が減少するにつれて軸レシオが増加することが判る。これまで指摘したように、このスパイラルモードの円形アレーの最大の利点は、小さい開口で、特に高次のモード（ｍ＞２）を放射できる能力である０例えば、ｍ＝３のモードを放射するには、平面スパイラルの場合、３λを越える円周長（０，９５５λを越える直径）を持たなければならない、モード３の円形アレーの場合、λの円周長（直径で０．３１８λ）でよい、しかしながら、開口を小さくする程、給電ネットワークに要求される精度が益々厳しくなる。５．１上：１」１塞１俄］アレーの帯域幅を１０：１以上に拡大するためには、２つの方法を採用できる。（ａ）図１８に示すような、同心円のアレー、図においては４個の同心円アレーが示されているが、広帯域モデルの場合には２個だけでよい。（ｂ）エレメントを広帯域化する。個々のマイクロストリップ・バッチアンテナは帯域幅が狭いことで知られている。典型的には１０％であり、時として３〜６％である。有効な空洞を増加させることによって、マイクロストリップアンテナの帯域幅を増加できる０例えば、０．３１８ｃｍの基板を用い、関連する誘電率が２．３２である場合、１０ＧＨｚにおける帯域幅は約２０％となる。さらに、バッチエレメント同士を接近して配置することにより、アレーのインピーダンスの帯域幅を個々のアレーエレメントに比べてより大きくできる。平面スパイラルや装荷されたループ（ｌｏａｄｅｄ　１ｏｏｐ　）の円形アレーに類似した消費形の装荷（ｌｏａｄｉｎｇ　）を採用することにより、キャビティ装荷（ｃａｖｉｔｙ−１ｏａｄｅｄ　）形のスパイラルアンテナ以下の損失で、３：ｌの帯域幅を得ることができる。多分２ｄＢ程度であろうと思われるその消費損失は好ましい特徴ではな（補償すべきであるが、アンテナパターンやノイズに対する抗ジャミング性能から得られる高利得によって補償できる範囲を越えている。その結果、本明細書で開示されているアンテナの信号対ノイズ比は、広い林檎形又はドーナツ形のビームを有する単一エレメントの低利得アンテナに等しいはずである。同調可能な周波数帯域幅を広げるために、図１９に示すように、ＰＩＮダイオードを用い、マイクロストリップアンテナの有効長を切り換えることができる。マイクロストリップアンテナの有効長を切り換λる技術は、幾つかの例において、実験による調査・解析が行われている。このダイオード切替え装置の高温限界値は未だ測定されていない。６、アンテナの　きさを　／ｊ　るための　の上記したもう一方の係属中である米国特許出願に記載された方法と同様の方法で、アンテナエレメントと接地平面との間の基板が等しい相対誘電率と透磁率を有する場合に、スパイラルモードが効率的に放射されるか否かについて測定した。このもう一方の係属中である米国特許出願に記載されているように、基板が高い（例えば、５を越える）相対誘電率を持つと、アンテナのパターンは悪化する。しかし、相対誘電率と相対透磁率が等しい場合、その基板はスパイラルモードに適合する。従って、パターンを撹乱する他の好ましくないモードを発生することな（、良好な放射パターンを発生できる。これは、図２０に示されており、この図においてアンテナエレメント７２は、相対誘電率と相対透磁率が実質的に等しい磁性基板７３の上に配置されている。装荷材料７４は外周近傍に設置されている。もし磁性基板の相対誘電率と相対透磁率を高い値、例えば１ｏに選ぶと、基板中における波長は、自由空間における波長の１／１゜（１０％）にすぎなくなる、このため、アンテナの大きさを、蜂の巣状の基板（相対誘電率と相対透磁率が１に近い）を用いた場合に比べて１／１０（１０分の１）に減少できる。図２０は、スパイラルモード形マイクロストリップアンテナの基板７３に磁性材料を使用した例を示している。第２節の解析と同様の解析を行った結果、相対誘電率εｒが相対透磁率μｒに等しい場合、図２０に示す構造はスパイラルモードに適合することが判っモードを撹乱しないものと予想される。（通常の誘電性基板の場合、μｒ＝１でεｒは１より大きい数であり、従ってεｒ＝μｒとμｒであることは考えられない）、Ｆｒｒτ７７、近似的にはεｒ（周波数無関係エレメントの基板の厚さと直径の両方）をＩＯの倍率で減少できる。即ち、アンテナの寸法を、自由空間での誘電率（εｒ＝１）に近い誘電率を持つ基板を使用した場合の時の寸法の１／１０に縮小できる。現在のところ、相対誘電率と相対透磁率が等しい既成の材料は市販されていないようである。しかしながら、２種類の材料を混合することにり、相対誘電率と相対透磁率を同じか、略等しい特別注文の材料を作ることができる。粒子の大きさは、波長（材料中の）よりも小さくなければならず、均一に分散し、顕微鏡レベルにおいて均質でなければならない。例えば、一方がより誘電性で他方がより磁性で、それらの直線的寸法が同じ様に０．１波長（材料中で）に等しい２つの異なった種類の立方体を交互に配置し、相対誘電率と相対透磁率が等しい均質の材料に近似させることができる。 εｒとμｒが等しい基板のための特別な磁気材料を作る他の方法は、電気的に薄い誘電性シートと磁性材シートを、接地平面と平行に交互に積層することである。（シートを接地平面と直交して置いても同様の効果がある筈である。）これにより、その積贋体は、顕微鏡レベルで、均質で等しいεｒとμｒを持つように見える。例えば、ａｒ＝３−ｊＯ−１でｕｒ＝１のシートをｃｒ＝１で１ｔｒ＝３ −ｊｏ、１のシートと交互に積層することにより、このような効果が得られる。（虚数部ｊＯ０１は、材料のエネルギー消費に関係し、小さくなるように選ばれる。ｊＯ，１は、実際的な選択であるが、他の小さい値でもよい。）７、モード２のアンテナにお番る　の一般に大きく複雑な給電ネットワークを持つモード２のアンテナの物理的大きさは、基板の有効厚さを変化させることによって減少できる。中心部における単純な同軸給電は、中心からスパイラル構造に沿って伝播する伝送ライン波を励起し、これによってスパイラルモードを形成する。１波長を僅かに越える円周長さを持つ円によって囲まれた領域内では、基板は十分に薄く、ｍ＝１の放射は最小となる。この領域の外側では、基板の有効厚さが増加され、モード２の放射が有効となる。このモード２アンテナの利点は、給電部も含めて物理的大きさを減少できるだけでなく、コストを低減でき、信頼性を改善でき、そして大幅に構造を簡素化できることである。図１２に示すように、アンテナエレメントと接地平面との間の間隔が、例えば０．２波長に減少した場合、スパイラルモード形のマイクロストリップアンテナの利得は急激に低下する。この現象は下記のモード２アンテナにおいて利用されている。図２１Ａ、２１−　Ｂは、２つの簡単な実例的設計を示し、これにおいては、同軸ライン７６の中心導体が、接地平面ＧＰを通過して、スパイラル構造７７の中心に導かれている。モードｌの放射領域（円周長が１．１波長より小さい領域）は、その中心において同軸ラインの中心導体と接続されている。又、モード２領域（円周長が１．１波長の円周より外側）に示されている精密なアルキメデス形のスパイラルアームがモード１の領域まで広がっている。アームの広がりの特定のパターンは、スパイラルマイクロストリップ構造のインピーダンスを変換（一般的には、中心部にある同軸ケーブルのインピーダンス５０オームを螺旋形のマイクロストリップ構造のインピーダンスに変換する）できる限り厳密でなくてもよい。モード１領域での放射は、スパイラルエレメント７７と接地平面との間の間隔ｄ１を電気的に小さく（例えば０．０２波長より小さく）選択することによって最小にできる。しかしながら、波はスパイラル構造の中心から外方へ向かって移動し、モード２の領域（円周長が１．１波長の円周より大きい領域）に入るため、効率的な有効な放射が行われる。これは、モード２の領域ではスパイラルエレメント７７と接地平面ＧＰどの間の間隔ｄ２が、約０．０５波長よりも大きいためである。モード２の領域放射が行われるということは、放射パターンはモード２の放射パターンであることを意味する。図２１Ａでは、スパイラルエレメント７７と接地平面との間の間隔が、モード１の領域でのｄｌからモード２の領域でのｄ２に突然変化している。この設計例では、モード２の放射が有効である。しかしながら、基板厚さに相当する間隔がｄｌからｄ２に急激に増加しているため、好ましくない反射を引き起こす。図２１Ｂに示す様に、モード１領域とモード２領域との間の反射は、傾斜部を設けて基板厚さをｄｉからｄ２へ徐々に増加させれることによって減少する。しかしながら、遷移部における基板厚の減少が放射を抑制するため、傾斜した遷移部で始まるモード２領域に於ける周波数ではモード２の放射はそれ程有効でない。図２１Ｂに示すｄｌとｄ２の間の傾斜は、直線でも他の円滑な曲線でもよく、テクニカル・パフォーマンス（ｔｅｃｈｎｉｃａｌｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　）だけでな（、生産コストや頑丈さ等を含む多くの検討事項の中での得失を考慮して選択が行われる。モード２の放射に関しての接地平面の影響は一般に悪いものであることが知られている。従って、可能な場合には、接地平面の大きさを小さくするか、凸状に湾曲させ、例えば接地平面が大きな導電性の球面を成し、スパイラルがその外側に位置するようにすることが望ましい。パッチエレメントとして、インピーダンス整合のために損失のある構成部品を含ませることもできる。実施例によって本発明をその好ましい形態で開示したが、下記の請求の範囲に述べられた本発明の精神と範囲から逸脱することなく、多くの変形、追加、削除を行ってもよいことは、当業者にとって自明なことである。ＩＧ　２ＡＩＧ　４ＡＦＩＧ　８ＦＩＧ　９ＡＦＩＧ　ｌ０ＡＦＩＧ　ＩＩＡＦＩＧ　ＩＩＢＦＩＧ　１２ＦＩＧ　１４ＦＩＧ　１５　ＦＩＧ　１６ＩＧ　２０ＦＩＧ　２１ＡＦＩＧ　２１Ｂ [Detailed Description of the Invention] Haj-Microst! TS Antenna This invention was made based on a contract with U.S. Air Vehicles and partially with support from the government. The Government has certain rights in this invention. The present invention is directed to U.S. patent application Ser. )” is a partial continuation application. ``Ki'' L number! FIELD OF THE INVENTION The present invention relates generally to antennas, and specifically to microstrip antennas. Ru. January Many antenna applications, such as those used in airplanes and automobiles, require antennas to be broadband. In such applications, so-called “frequency independent” Frequency-independent antennas (“FI antennas”) are commonly employed. ,a See Kademik Press, New York, NY, 1966. This way Frequency-independent antennas typically include a radiating element with a helical or log-periodic structure. a driven element that allows the transmission and reception of signals over a wide band of frequencies, typically 9:1 or greater (900% bandwidth). It is made into Noh. For example, the European Patent Publication No. 0 198578 of R.H. DuHamel, published 22 October 1986 entitled "Dual Polarized Wavy Antennas" Application Ser. I'm doing it Ru. Traditional frequency-independent antennas have a lossy cylindrical cavity on one side of the antenna element, which reduces outward effects during transmission. Radiation of energy takes place only from one side of the antenna element (energy emitted from the other side of the antenna is wasted in the cavity). However, high-performance aircraft and other applications require that the antenna be mounted substantially flush with an exterior surface (or exterior wall in the case of an aircraft). This requires, although not desirable, that the frequency independent antenna cavity be mounted within the aircraft structure. Therefore, it is necessary to form a fairly large hole, typically at least two inches deep and several inches in diameter, to accommodate the circular cavity. Also, because it uses a lossy cavity that wastes radiated energy, about half of the radiated power is lost. Therefore, it is necessary to input more power to bring the power radiated outward from the frequency-independent antenna to a predetermined level. In recent years, an antenna called a “microstrip batch antenna” has been introduced. was developed. For example, Munson, U.S. Reissue Patent No. 29,911 (a reissue of U.S. Pat. No. 3,921,177) and Krutsinger et al., U.S. Reissue Patent No. 29,296 ( See U.S. Pat. No. 3,810,183 (reissue). In a typical microstrip patch antenna, a thin metal batch, usually circular or rectangular in shape, is placed adjacent to a ground plane and slightly separated from the ground plane by a dielectric spacer. Microstrip patch antennas generally have a bandwidth of less than 10%, which is a problem in that the usable bandwidth is narrow. Co-pending related U.S. patent application Ser. No. 07/695,686 addresses the limitations of the prior art. “Multi-octave spiral mode microstrip aperture that solves the problem of multi-octave This article describes in detail the ``multi-octave spiral-mode microstrip antenna''. The antenna has a bandwidth similar to a frequency independent antenna and is mounted substantially flat above the ground plane. However, spiral mode microstrip antennas (where m is the highest required motor) We need a spiral such that d is the wavelength) and n is the wavelength). Therefore, especially at low At the wave number, the diameter of the helix becomes unduly large, which is not preferable. Furthermore, a microstrip batch array type antenna is also known. For example, Munson, R.E., Kuchiri Microst. Conformal Microstri Antennas and MicrostriPhase d Arra s, I E E E antenna and specific gravity EEE Tran saction on Antennas an d Proa tion page 74 (January 1974). This Manson paper describes the shape of a rectangular element. We are discussing leh. However, conventional microstrip arrays, including those based on Munson's design, are typically electrically large (i.e., the antenna is large relative to the wavelength of the operating frequency), with each element approximately half the size of the antenna. wavelength and are spaced apart from each other by a distance slightly greater than their diameters. Conroy, U.S. Pat. No. 4,766,444, relates to an adaptive "cavityless" antenna, which is similarly driven. a single-arm screw arranged in a straight line along an outwardly curving surface It has an array of spiral elements. Helical elements are created by lossy hexagonal cells. ment from the ground plane to obtain a typical cavity location. A that can be obtained The antenna is said to be suitable for use as an interferometer and has a narrow usable bandwidth. This is also a large electrical array. Therefore, it can be seen that there is a need for an antenna with a low profile, a wider bandwidth, and a smaller physical size than conventional antennas. Briefly, the present invention includes a compact broadband micro-strip antenna. In a first preferred form, the invention provides a Includes microstrip structure for attachment. The antenna includes an array of closed (typically circular) antenna elements, each element placed on one side of a substrate for a predetermined distance from the ground plane, and the substrate has a low conductivity. It has electrical conductivity. The elements are different from each other to excite in spiral mode. It is electrically driven with the phase that has changed. Preferably, the closed array includes a circular array of four or more elements. Each element is made from thin gold 875. Preferably, the substrate has a dielectric constant of 1 to 4.5. Also, the substrate thickness is carefully chosen to provide approximately maximum gain at a particular wavelength, typically 0.1 to 0.30 inches for microwave frequencies from 2 to 18 GHz. 25~0.76m) One. Substrate thickness for other frequencies is determined by a frequency scaling method. Also, the antenna A loading material may be placed adjacent the element. With the above configuration, it can be installed outside the structure and can be attached to the surface of the structure. An antenna is provided that can be adapted to This antenna also has a fairly wide bandwidth, typically on the order of 300%. This design Based on the applicant's discovery that the ground plane of the antenna is compatible with the spiral mode of the antenna. It was carried out accordingly. In this regard, the individual elements of the closed array are configured to adjust the beam pattern according to the required spiral mode, such as the m=l and m=2 modes. They are electrically driven in different phases to form a collective antenna that generates turns. be moved. In a second preferred form, the invention is mounted on one side of the ground plane or another plane. The antenna includes one or more antenna elements disposed on one side of the magnetic substrate for a predetermined distance from the ground plane. Including lemento. The magnetic substrate has a relative dielectric constant approximately equal to its relative magnetic permeability. Selected by sea urchin. This causes the antenna to be adversely affected by substrates with high dielectric constants. A multi-spiral mode (multiple 5-spiral mode) can be efficiently generated without any problems. In a third preferred form, the invention provides a mounting plate for mounting on one side of the ground plane. One or more antennas containing the microstrip antenna and located on one side of the board. Contains antenna elements. In particular, this antenna is adapted to operate in a particular mode, for example m=2 mode. Therefore, the radiation for the mode with m=1 is The radiation from the radiation area can be reduced by placing the antenna element relatively close to the ground plane. This is suppressed by placing In the radiation region m = 2, the antenna element The antenna promotes the m = 2 mode by providing a sufficiently thick ( radiation in a radiation region that roughly corresponds to multiple circles with circumferences equal to the radial mode). This takes advantage of the fact that the Therefore, the antenna has a model of m==1. There is a tendency to radiate in the first radiation region for the mode m=2, and secondarily in the outer radiation region for the m=2 mode. It is possible to selectively vary the spacing between the ground plane and the antenna element in these different radiating regions. By promoting the emission of the mode m==2, the emission of the mode m=1 is suppressed. I can control it. Of course, on the contrary, by providing a spacing, it is possible to promote the emission of the m=1 mode while suppressing the emission of the m=2 mode. However, in many cases The antenna element is truncated and the radiation is large enough to perform mode m = 2 radiation. Since it is possible to eliminate the radiation of mode m = 2 by eliminating the radiation area, Therefore, there is no need to do as described above. Another preferred form of the invention includes a multi-octave spiral-mode microstrip antenna system for mounting on one side of, or including, the ground plane. This antenna system The system includes a spiral mode antenna element and a substrate disposed on one side of the antenna element to space the antenna element a predetermined distance from a ground plane, the predetermined distance spanning a multi-octave operating frequency range. Cross over 1/ 60 to 1/2 wavelength. The substrate has a temperature between 1.0 and 2.0, preferably 1.0. have relative dielectric constants as close as possible. This antenna system is also useful for spy The antenna element has almost perfect impedance matching. contains a feeding network to excite the required spiral mode (ground plane surface effects are taken into account in impedance matching). These arrangements are extremely compact and efficient. The antenna is also useful in making the beam directional and null directional because it can selectively operate in one mode or several modes. Therefore, the main objective of the present invention is to provide a small, low profile, extremely broadband performance. The aim is to provide a type of antenna. Another object of the invention is to provide a microstrip antenna with improved bandwidth. It is about providing. Another object of the present invention is to provide an antenna with a small diameter. Another object of the present invention is to provide a beam directional and null directional antenna. Other objects, features and advantages of the invention can be found by reading the following description in conjunction with the accompanying drawings. It will be made clear by this. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a plan view of a microstrip antenna in a preferred form of the invention. 2A is a schematic side view, partially in section, of the antenna shown in FIG. 1; FIG. FIG. 2B is a schematic side view, partially in section, of the antenna shown in FIG. 2A. Ru. FIG. 3 is a schematic diagram of a power feeding section for driving the antenna shown in FIG. 1. 4A and 4B are plan views of a modification of the antenna shown in FIG. 1, showing a wavy antenna element. 5A and 5B are plan views showing a modification of the antenna shown in FIG. 2 shows an antenna element with temporary teeth. FIG. 6 is a plan view showing a modification of the antenna shown in FIG. 3 shows a central antenna element. 7 and 8 are plan views showing modifications of the antenna shown in FIG. 1, showing an Archimedean spiral antenna element and an equiangular spiral antenna element, respectively. 9A and 9B and FIG. 10A and IOB are theoretical solutions of the antenna shown in FIG. FIG. 2 is a schematic diagram showing the mathematical model used to perform the analysis. FIGS. 11A and 11B are graphs showing test results of the perturbing effect of a dielectric substrate (in the case of a large dielectric constant) on the radiation pattern of the antenna shown in FIG. FIG. 12 shows a spiral antenna with an antenna according to the present invention and a conventional cavity. It is a graph showing the experimental results comparing with Tena. FIG. 13 is a graph showing the effect of antenna element positioning on the antenna gain at three operating frequencies when the distance from the ground plane is varied in the antenna shown in FIG. FIG. 14 is a graph showing the radiation pattern of the antenna, in particular the spiral mode pattern (for n=1, n=2, etc.). FIG. 15 is a schematic plan view of an antenna according to another preferred form of the invention. FIG. 16 is a cross-sectional side view of the antenna shown in FIG. 15. Figures 17A and 17B show the radiation patterns for modes m=1 and m=2, respectively. This is a graph. FIG. 18 is a schematic diagram illustrating another variation in which the elements are arranged in a concentric circular array. It is a front view. Figure 19 shows a tunable multi-resonant frequency switched by PIN diode. FIG. 2 is a schematic diagram of a several-type microstrip antenna. Figure 20 shows a spiral mode microstrip with equal relative permittivity and magnetic permeability. FIG. 2 is a schematic diagram showing the substrate material used in the top antenna. 21A and 21B illustrate a non-constant mode 2 antenna spaced above the ground plane. As stated above, this application is a continuation-in-part of co-pending U.S. patent application Ser. No. 07/695,686. The following sections 1 to 3 are substantially the same as above. It is a verbatim reproduction from the application and illustrates some of the principles of the invention. In particular, how should the antenna and its elements be mounted with a gap above the ground plane? It includes the principles of how to attach it. Continuing from Sections 1 to 3 disclose the remaining portions of the invention, including how to construct an antenna with phased array elements; magnetic substrate material What type of material is used and how is the radial relationship created between the antenna element and the substrate? Includes instructions on how to provide non-contact spacing. 1. Antenna bow (7) Vft'@The following sections and details are referred to below, but the same reference numerals represent the same parts throughout all the drawings. 1, 2A and 2B illustrate a multi-octave microstrip antenna 20 according to a preferred form of the invention. It is shown mounted on one side of the ground plane GP. a The antenna 20 is an antenna element made of a very thin metal foil 21a, preferably a copper foil. and a dielectric backing 21b for them. Figures 1, 2A and The antenna element foil 21a shown in 2B and 2B has a helical shape or pattern including first and second spiral arms 22,23. spiral lure The beam 22.23 starts from a terminal 26.27 located approximately at the center of the antenna element 21. Spiral arms 22.23 surround each other from terminals 26.27. 28 and 29, terminating in a beveled end 28,29, thereby roughly defining a circle with a diameter of circumference πD. antenna element The plate 121a is made from a thin metal foil or copper sheet using known methods such as cutting, stamping, chemical etching, etc. The antenna element foil 21a has a thickness t of less than 10 mils (0.251101), but when considered in terms of wavelength, e.g. For example, other thicknesses may be used as long as they are 0.01 times the wavelength or less. It is obvious. The invention disclosed herein is for the case where there is a separate ground plane GP, but the antenna itself has a ground plane and the engineer It will be obvious to those skilled in the art that it is also possible to make antennas suitable for mounting on non-conductive surfaces such as ring plastics or composites. In Figures 2A and 2B, the ground plane is drawn completely flat, but the thin antenna element Ment 21 is sufficiently flexible to be attached to ground planes that are not generally flat in profile. The antenna element foil 21a is uniformly spaced a predetermined distance (separation distance) d from the ground plane GP by a dielectric spacer 32 disposed between the antenna element 21 and the ground plane GP. Dielectric spacer 32 preferably has a low dielectric constant in the range of 1 to 4.5, as discussed in detail below. Dielectric spacer 32 is generally disk-shaped and has dimensions slightly smaller than the diameter of antenna element 21 . The thickness of dielectric spacer 32 is typically much thicker than dielectric backing 21b of antenna element 21. The thickness d of the spacer 32 is 0.25 inches for microwave frequencies. It is near the inch (6.3 mm). However, the particular thickness chosen to obtain maximum gain at a given frequency depends on the waveform at that frequency in the dielectric spacer medium. An annular loading 33 of microwave absorbing material, such as carbon-impregnated foam, is disposed approximately concentrically with the dielectric spacer 32 and partially a It extends below the antenna element 21. Instead, remove carbon-containing paint. It can also be applied to the outer end of the tena element. Also, the antenna element A circumferential shorting ring can be provided immediately outside the spiral arm 22.23, and a carbon-containing paint can be applied to this circumferential shorting ring (path shown). Wear. The antenna element 21 is electrically coupled to a source, driver, or detector. The first and second coaxial cages are connected through an opening 38 formed in the ground plane GP. cables 36 and 37 extend. Coaxial cables 3G, 37 have shielded electrical cables 42, 43 connected to terminals 26, 27, respectively. The outer shield of the coaxial cable 36.37 is attached to the antenna element as shown in Figure 2B. 3, which are electrically interconnected in the vicinity of the Electrical connection of the axial cable shield is made by soldering a short length of wire 44 to each end of the coaxial cable 36,37. As shown in FIG. 3, the coaxial cables 36, 37 are connected to a common high frequency hybrid unit 46, and this unit 46 is preferably connected to a single coaxial cable power 47 of the high frequency hybrid unit 46. The function is The method is to take in a signal from the bull 47 and separate it into two signals, one of which has a phase shift of 180 degrees with respect to the other signal. This phase shift The received signal is sent to the antenna element 21 via coaxial cables 36 and 37. Two signals that are 180 degrees out of phase with each other are fed to two antenna elements. As a result, a potential difference corresponding to the waveform propagated along the coaxial cable 36, 37, 47 is created between terminals 26 and 27, and the antenna mainly emits in mode n==1. The input signal is connected to the first and second signals. An alternative way to separate signals is to delay one signal with respect to the other. A balanced unbalanced transformer (balun) may also be used. A balun unbalanced transformer is an antenna operating in n=1 mode (single beam pattern). used to supply signals to the The high frequency hybrid unit 46 can be used to generate higher order modes such as n=2, for example. To generate these higher-order modes, four, six, or eight antenna elements are required. A system is used with a corresponding number of power supply terminals. Use a substrate with a very low relative dielectric constant, preferably close to 1.0, and have almost perfect impedance matching with the helical arm (the influence of the ground plane is also eliminated). (dance matching is taken into account) the required spiral using the feed network By exciting the mode, the absorbing loading 33 can be removed. FIG. 4A shows another embodiment of the antenna shown in FIG. The arm 22.23 is replaced by a wavy arm 52.53. Although a two-arm wavy antenna element is shown in FIG. 4A, if higher-order modes are required, a four-arm wavy antenna element can be used as shown in FIG. 4B. FIG. 5A shows a variant of the antenna element 2, in which the spiral arm 22.23 is replaced by an arm 56.57 with logarithmically periodic teeth. The toothed antenna element shown in FIG. 5A comprises straight segments that are perpendicular to each other; ie, the "teeth" of each arm are generally rectangular. Alternatively, the contour of each tooth may be cleaned to eliminate sharp edges. The teeth can also be curved as shown in Figure 5B. FIG. 6 shows another modification of the antenna element shown in FIG. Place the spiral arm 22.23 on the rectangular spiral arm S8.59. It has been replaced. Each of the spiral arms has a square spiral shape, whereas the antenna element in FIG. 1 has a circular spiral shape. 7 and 8 show that the spiral pattern of FIG. 1 can be formed as an "Archimedean spiral" as shown in FIG. 7, or as an "equal angle spiral" as shown in FIG. 2. ・The following discussion shows the results of theoretical studies conducted by the applicant in order to prove the feasibility of implementing the present invention. An experimental verification of the rationale is carried out in the sections that follow this section. Ru. A basic planar spiral antenna, consisting of a flat sheet of infinitely large spiral structure, radiates symmetrically on both sides of the spiral. When radiation is performed in the n=1 mode, most of the radiation occurs on an annular ring with a circumference of approximately one wavelength surrounding the center of the helix. As a result, the helix can be truncated outside the active region without significantly disturbing the radiation pattern and without wasting the emitted power. Ru. Figures 9A and 9B show an infinite flat spiral with a ground plane at the back. The field of the spiral mode in the area flooding is calculated using vector potentials F℃ and A℃. It can be decomposed into TE and TM fields as shown below. Solution of TE F, = WF, W, +11 Solution of TM A t =z A, ψ1 (2) In region 1 where the mode propagates in the +2 direction, it is as follows. k,=ωIt,p,)" (4) Also, the explicit expression of the field in region l in β;1 is given by the following formula. In region 2, +Z direction and -2 There are modes that propagate in both directions, so The vector potential is as follows. F,” = ;1 formula: TE 5oluLio+1I(111A, =zA2ψ, TM xlutian (121The explicit representation of the field in region 2 is as follows. and H are continuous in the aperture region) and z=-d (here the tangent E disappears). Match the boundary conditions at By requiring the spiral mode, the necessary and sufficient conditions for spiral mode are as follows: can be obtained. There are six unknowns in the seven equations above. However, the seven equations are completely unique. It can be reduced to the following five independent equations. F2=jrlA; In (22), there are six parameters in five equations. For example, if A1 is given, we can solve for the other five parameters. Ru. Therefore, an infinite flat screw with a ground plane on the back as shown in Fig. The spiral radiation mode can be realized by the spiral structure. This discovery was made here. Multi-octave spiral mode microstrip antenna shown This is the basis for the design of Na. In reality, the spiral is truncated. The residual current in the helix beyond the mode 1 active region encounters a discontinuity, where the energy is diffracted and reflected. Diffraction and reflection of power due to helix breaks are thought to degrade the radiation pattern, along with possible mode impurities at the feed point. In fact, this is consistent with observations. To investigate the effect of dielectric substrate on spiral microstrip antenna. For this purpose, we considered a simpler problem of an infinite spiral between two media, as shown in Figure 10A, IOB. The region l is usually free space (ε1=80) where radiation is required. Region 2 is an infinite dielectric medium with ε2 and μ0. According to the method in Section 1, the electric and magnetic vector potentials Fβ and Ar1. Regarding the ﬁelds in regions 1 and 2, represents the field. The explicit representation of the field in region fl (fl is 1 or 2) is as follows. The tangential E must be continuous at 2=0 in the aperture region. Therefore, the following conditions are required. Equation (29) can be rearranged as follows. The impedance conditions are as follows: p:,=jηlHL (31) Therefore, the following relationship is required. −F1 = jrllAl (321) This formula can be rearranged as follows. From formula (34), the following relationship is required. F2 = jrIIt (351 Formulas (30), (34), and (35) are expressed as A1, Restricted regarding Fl, F2, A2 Therefore, it is possible to summarize the following. F,=F. The four equations in (3G) are 4i at the same time as long as I and S satisfy the following conditions, or Equation (39) holds true only when the following conditions are met: 6kl = 20rC1 = t2 (40) This The spiral mode with m = 1 cannot be realized by the dielectric-backed spiral shown in Fig. 2 without a large component of higher-order modes. (means). This discovery, G, explains why previous efforts to design wide λ-band spiral microstriped antennas have failed. 3. Preparation of the bow The effect of the presence of a high permittivity material on the performance of the antenna was investigated using two methods: with and without a ground plane. Both calculations and measurements were performed to investigate the case where there is no ground plane. The basic conclusion is that the higher the dielectric constant and the thicker the substrate, the greater the pattern deterioration due to the presence of the dielectric substrate. Dielectric substrates cause pattern deterioration, but have acceptable performance over a narrow frequency band. It is possible to design a microstrip antenna with a spiral shape. Regarding the case where there is a dielectric substrate between the spiral and the ground plane, a relatively small dielectric As a result of examining materials with electric constants (up to 4.37), there was almost no deterioration at these frequencies. Base made of 0.063 inch (1.6 mm) glass fiber Using the structure of Figure 1 with the plate, and with an air space of 0,145 inches (0,37111a+) We investigated the substrate of Qi. In all of these structures, the degree of electrical separation was the same (within 10%). On the other hand, Fig. 1], A, IIB show the mode 1 at 9 GHz and 12 GHz for an antenna with ε = 4.37 <glass fiber) and substrate thickness d = 1/16 inch (1,59 mo+). It shows the negative effect on the radiation pattern. When the thickness d of the substrate is reduced to 1/32 (0.8 m+a), the effect of the dielectric becomes greater, especially at low frequencies. However, the VSWR (voltage standing wave ratio) is virtually unaffected by the current situation. Negative effect on antenna pattern of dielectric substrate He demonstrated the sound from both theoretical and experimental aspects. In practical applications, spiral-shaped microstrip antennas are mounted on curved surfaces. A spiral-shaped microstrip antenna measuring 76 inches (76 cm) was attached to a semi-cylindrical shell with a radius of 6 inches (152 mm) and a length of 14 inches (355 mm). The tip of the spiral is cut into a semi-cylindrical shape using a styrofoam spacer. It was mounted 0.3 inches (7,61!1) above and flush with the surface of the well. 0.5 inch (12.7 mm) wide ring made of microwave absorbing material The plug was attached to the end of the truncated spiral so that half of the wire was inside the spiral region and the other half was outside of it. The ring of microwave absorbing material is 0.3 inches (7.6 mm) thick and has a helical antenna element and a cylindrical surface. Filled the space between the faces. Spiral-shaped microstrip anchor fitted to a semi-cylindrical shell Tena's VSWR measurements are 1.5 or higher between 3.6GHz and 12.0GHz. It was lower than 2.0 between 2.8 GHz and 16.5 GHz. Therefore, a bandwidth of 330% was obtained when the VSWR was 1.5 or less, and a bandwidth of 590% was obtained when the VSWR was 2.0 or less. The radiation pattern measured for θ on the y-z main plane with Φ=90° showed a good rotational and linear pattern over a wide frequency bandwidth of 2 to 10 GHz. The radiation pattern measured for θ on the x-z principal plane (Φ=O°) was of similar quality. Therefore, a spiral mode microstrip antenna can be applied to a curved surface with almost no performance deterioration in the radius of curvature range considered here. It can be installed in parallel. Recently, some researchers have shown that the bad radiation pattern is caused by The flow passes through the radiation region of the first mode over a centered ring with a circumference of approximately one wavelength. (Nakano et al., 2003), “The conductive flat surface A Spiral Antenna Backed by aConducting Pane Reflector'', IEE Trans, Ant, Prop, Volume 34, Pages 791-796 (1) 986 Therefore, if we can eliminate the residual power radiation, we can obtain excellent radiation characteristics over a very wide bandwidth. One technique for eliminating the residual power is to place a ring of absorbing material outside the radiating region. spy Place it on the cut end of the ral. This proposal allows the absorption of residual power emitted in “negative modes” that degrade radiation patterns, especially their axial ratios. This proposal is shown in FIG. 1.2A and comprises a load 33. Performance tests were performed on a configuration similar to Figure 1 except that the helix was Archimedean as shown in Figure 7 and the spacing between the arms was approximately 1.9 lines per inch (25,4+ nm). Test was carried out. The test results were 0.145 inches (3,7+nm) spacing d (separation If the impedance range is very wide (VSWR is less than 2:l) (exceeds 20:l). The ends of the band depend on the radius of the inner and outer endpoints of the spiral. The power supply is provided by a broadband balun made from 0.141 inch (3.6 mm) semi-flexible coaxial cable, with a feed diameter of 0.042 inch (1 mm). became. A narrow opening had to be made in the ground plane to pass the balun/unbalanced transformer. So The radius of the cavity was 0.20 in (5 mm) and the depth was 2 in (50 mm). This aperture also affected performance at high frequencies. , 6allll) logarithmic scale located above Other tests were conducted using spirals (equiangular spirals). By the way, both spirals were "complementary geometric structures." The diameter of each spiral (Archimedean and equiangular) is 3.0 inches (76 mm), and the foam absorbent (loading) is 1.25 to 1.75 inches (31.7 mm) from the center. 44.5 mm). If the terminal absorber is sufficiently effective, If practical, antenna matching can be extended far below the frequencies at which the spiral emits most radio waves. More importantly, the end point is At operating frequencies, the goal is to reduce the current that reflects from the outer edge of the spiral and disrupts the required pattern and polarization. These reflected waves are sometimes called ``negative modes'' because they are polarized in the opposite direction to the primarily desired mode. Therefore, their main effect is to increase the axial ratio of the pattern. As an engineering model, Archimedean and equiangular antennas are :1 band, which is 2 to 14 GHz, works well. The detailed engineering required to produce commercially available antennas limits most of these ranges. It is expected that excellent performance will be obtained at any frequency. As shown in Figure 12, the gain is high compared to commercially available 2.5 inch (63+IIm) lossy cavity antennas up to 12 GHz. (The 4 GHz drop is considered to be an exception.) The increase in gain of the antenna of the present invention over spiral antennas with lossy cavities is due to the fact that the loss of power emitted from the bottom of the antenna element in spiral mode is comparatively This seems to be because there are few targets. A spiral mode antenna element radiates on both sides, with radio waves radiated from the bottom side passing through the dielectric backing and dielectric substrate with relative extinction. This radiation is reflected by the ground plane (sometimes , one or more times), increasing the radiation from the upper side. Ru. Figure 12 shows the gain curve for a ground plane spacing of 0.3 inch (7.6 mm). The Archimedean version of this design has a loading cavity across the entire 5:1 band. It showed an improvement in gain over the nominal level of 4.5 dBi (with matched polarization) in a loaded-cavity. The thickness of the substrate is somewhat lossy compared to the lightweight foam material used in the 0.3 inch (7,6+++ m) example case. Since it was made of paper, the gain of antennas spaced at 0.145 inch (3.6 m+s) was low. won. Decreasing the thickness reduces the high gain band due to the limitations imposed on the radius of the inner cut. We discovered that the frequency range shifts to the higher frequency side. Figure 13 shows the gain measured using an air "substrate 0" and varying the spacing at several frequencies. At lower frequencies, the spiral arm becomes less of a radiator (and more of a transmission line) as it approaches the ground plane. Spiral arm that operates close to The gain is reduced because the beam pumps more of its energy into the absorber ring. Efficient radiation typically occurs for these types of antennas even when the spacing is much less than the quarter-wavelength "optimum". The interval is 1/20 wave At frequencies below the long cavity, gain enhancement over the loaded cavity is observed. It was noticed. If the drop in gain to 0 dBi at low frequencies can be tolerated, the spacing can be as small as 176° wavelength, as with most commercially available spirals. For several end-loaded structures, well-known foam absorbing materials, and zero foams investigated for magnetic RAM (radar absorbing materials), a single disconnect (open circuit) Compare a logarithmic spiral with a thin circular shorting ring and a logarithmic spiral terminated with a thin circular shorting ring. compared. There was no discernible difference in performance. The magnetic RAM was tested using an open circuit Archimedean spiral and a logarithmic spiral with spacings of 0.09 (2.2 mm) and 0.3 inches (7.6+ am), respectively. The results showed that magnetic RAM did not perform as well as foam. By V SWR spike In addition to the loss of gain caused by this, the pattern exhibited a generally poor axial ratio, indicating that magnetic RAM does not absorb as well as foam. measurement In the design, the loading element is always formed into a half-inch (12.7 mm) wide annular shape, with half of the ring located inside the edge of the spiral and the other half outside the edge. It was arranged so that The thickness was adjusted to fit between the spiral and the ground plane, and the shape was very similar and placed at the top of the spiral. In this specification, the frequency of the Yuta octave according to the present invention, which is supported by experiments, is Any number of microstrip antennas, i.e. microstrips in spiral mode. Disclose analysis of trip antenna. We show that the spiral mode structure pairs well with a back ground plane, and we also demonstrate how a spiral mode microstrip antenna works. Explain how it works. Herein, a highly dielectric substrate has a perturbing effect on the radiation pattern and therefore a broadband This discovery shows both theoretically and experimentally that low dielectric substrates are preferable for microstrip antennas in the area of spiral microstrip antennas. explains why previous efforts to develop tena have failed. In addition, in this specification, a spiral-shaped microscopy attached so as to conform to the surface is used. Experiments have shown that trip antennas can achieve frequency bandwidths on the order of 6:1. The term "0 spiral mode" as used herein refers to the eigenmodes of the radiation pattern for helical and wavy antenna structures.In fact, the helical mode disclosed herein as an example of the present invention shape, wavy, log-periodic tooth profile, and rectangular thread A helical antenna element exhibits a spiral mode. . Spiral mode app An antenna element is an antenna element that exhibits a radiation mode similar to a spiral antenna element. A mode is considered to be a characteristic radiation method. For example, FIG. spa In particular, modes n=1, n=2, n=3, and n=5 are shown. The axis perpendicular to the plane of the antenna points to 0 degrees in the figure. The "spiral mode" antenna element disclosed herein as part of a microstrip antenna is similar to the pattern of FIG. 14, although not necessarily identical. It emits radiation in a pattern roughly similar to that of the As shown in FIG. 14, the radiation pattern of the spiral mode when n=1 is apple-shaped, which is the preferred pattern for many communications applications. such an app In applications, donut-shaped higher-order modes should be avoided as much as possible (e.g. by using only two spiral arms) or suppressed in some way. It is possible. As used herein, the term "multi-octave" means a bandwidth of more than 100%. The term ``frequency independent'' used in connection with turns refers to As stated in R-HoRumsey, W Antenna, the angle characterized by degrees or angles and logarithmic periodic dimensions (excluding cuts) means a geometric shape. To obtain approximately maximum gain at a given frequency, the separation distance d must be It must be 0.015 to 0.30 of the wavelength of the waveform in Regarding the relative dielectric constant of the substrate, Applicants have found that materials with ε of 1 to 4.37 work well, and 1.1 to 2.5 are practical. Increase the dielectric constant (5 to 20) Although acceptable for many applications, bandwidth slows down. It becomes narrower and the performance deteriorates. obtain satisfactory operation in a specific frequency range. These and other design features may be modified to allow the antenna to perform well in other operating frequency ranges. In such cases, the settings The dimensions and permittivity of the meter are well known in antenna theory (known as “frequency scale”). Modified by ring technology. 4. Spiral Mode Closed Array Referring to Figure 15.16, consider the closed array of the present invention. As shown in these figures, the antenna 60 is mounted above the ground plane GP and has a somewhat rigid flexure. includes a visible backing 61. Backing 61 is a unitary structure, preferably made of printed circuit board material. The backing 61 is arranged above the ground plane GP at a predetermined distance by a dielectric spacer 62 according to the principle described in Sections 1 to 3 above. The closed array, i.e., batch elements 63, 64, 65, 66, 67, 68, 69, and 70, are back-packed by conventional techniques such as photo-etching. is formed on the upper surface of the ring 61. The array is “closed”, i.e. the whole Although it is essential that the array be loop-shaped, it is preferred that the array be circular. Although eight elements are shown in FIG. 15, more or fewer elements may be used. In Figure 16, Bacche The vertical dimensions of the elements and backing have been exaggerated somewhat to make them easier to distinguish. The batch elements 63 to 7o are connected to an electric drive means (not shown) to drive each individual element, and this drive means 9 individual batch elements driven by phasing method Electrical circuits for supplying phase signals to devices are well known. Typically, one signal is split into multiple signals, and these signals are processed by a “high-speed processor,” sometimes called a “processor.” by a network of “BRIDs” that After that, it is fed to the batch element. Of course, the individual batch elements 63-70 are electrically coupled to the drive means in a manner similar to that shown in FIG. 2B, ie by cables or other suitable means. The structure described above is very compact and suitable for use on the surface of an object, for example an airplane.The antenna 60 with an array of individual antenna elements 63-70 has overall small dimensions. , with a bandwidth of 30-300%, depending on the diameter of the array. Applicants believe that this arrangement can be significantly smaller than conventional antennas by sacrificing some bandwidth and gain, and discovered that the smaller the diameter of the circular array, the narrower the bandwidth.Compared to the antenna disclosed in the co-filed U.S. patent application mentioned above, the present invention reduces the diameter of the antenna to a maximum. For example, Munson's IEEE theory The reduction in physical size is even more significant when compared to other conventional antennas, such as the array of antennas disclosed in the document. This reduction in size reduces bandwidth and possibly (profitability) It is achieved by sacrificing gains. However, many applications 30-50% bandwidth is sufficient for Rip-batch antennas could not provide this kind of bandwidth. Therefore, it is possible to reduce the diameter of the array to the straight line of the helix while having a reasonably wide bandwidth in the range of 30-300%. Requirements for highly flexible and low profile antennas that can be reduced to 1/2 to 1/3 of the diameter This requirement is met by a spiral mode circular antenna. The basic concept of a spiral-mode circular phased array is shown in FIG. 15. The circular array lies on the xy plane, which is treated as a horizontal plane parallel to the earth's surface. The elements of the array lie on a circle of radius a and are magnetic or electrical current elements. It can be represented as a child, and the n'th element of mode m is expressed as Ja+n. The current Jmn has the following polarization, amplitude, and phase. I have to be there. n=1.2,3,,, N; for mode m (41) where p=cos Φα+sinθy, and p is a unit radius vector in the cylindrical coordinate system. too However, if the polarity of the current source changes according to Φ, that is, if it is expressed by the following equation, the pattern of this array remains the same. n = 1, 2, 3 , , N ; for mode m (42) If m = 1, circle The radiation pattern of the shaped array is apple-shaped as shown in FIG. 17Ai. For m=2 In this case, the radiation pattern is donut-shaped as shown in Figure 178i. This circular thing provides the spatial coverage shown in Figures 17A, 1.7B. When two or more of these modes are combined, narrow l/A beams with possible orientation and one or more orientable nulls to reduce noise and interference. This multimode circular array is realized by using the well-known multimode planar spiral shell of the band of radiation currents, as described in another US patent application. You can also do that. However, this plane spy For example, the m=1 mode of a plane spiral (±, 1 wave It is radiated on the circumference of a circle with a length of (1 mm), and the mode of m=2 is also radiated on a circumference of a circle with a length of 2λ. Therefore, to accommodate high X-mode numbers, planar spirals become unattractively large. A radiation force of 5 occurs in the rice field of radius a where the element is located. In theory, the radius of the array can be made arbitrarily small. In fact, I-G, the diameter of the array is about mode l. When the value is less than 0.3λ for mode 2 and 0.6λ for mode 2, the accuracy of the array becomes increasingly difficult. A simple array element analysis shows that the angle away from the antenna axis (Z-axis) As the axial ratio worsens and the array size (in terms of wavelength) decreases, It can be seen that the shaft ratio increases over time. As previously pointed out, the greatest advantage of this circular array of spiral modes is its ability to emit particularly high-order modes (m>2) with small apertures, e.g., m=3 modes. For a planar spiral, it must have a circumference of more than 3λ (diameter of more than 0,955λ); for a mode 3 circular array, it can have a circumference of λ (diameter of more than 0.318λ). However, as the aperture becomes smaller, the precision required of the feed network becomes increasingly demanding. 5.1 above: 1" 1 block 1 hour] In order to expand the bandwidth of the array to 10:1 or more, two methods can be adopted. (a) A concentric array as shown in FIG. 18. Although four concentric arrays are shown in the figure, only two are required in the case of a broadband model. (b) Broadband the element. Individual microstrip batch antennas are known for their narrow bandwidth. Typically 10%, sometimes 3-6%. By increasing the effective cavity, the bandwidth of the microstrip antenna can be increased. Using a 318 cm substrate and an associated dielectric constant of 2.32, the bandwidth at 10 GHz is approximately 20%. Additionally, batch elements are placed close together. The impedance bandwidth of the array can be increased compared to individual array elements. Employing consumable loading analogous to planar spirals or circular arrays of loaded loops By using a cavity-loaded spa A bandwidth of 3:l can be obtained with a loss less than that of the antenna. Its dissipation loss, which is probably on the order of 2 dB, is not a desirable feature (it should be compensated for, but the anti-jamming performance against antenna patterns and noise is not a desirable feature). This is beyond the range that can be compensated for by the high gain obtained. As a result, the signal-to-noise ratio of the antennas disclosed herein is lower than that of antennas with wide apple-shaped or donut-shaped beams. should be equivalent to a single-element low-gain antenna. In order to widen the tunable frequency bandwidth, a PIN diode is used as shown in Figure 19. The effective length of the microstrip antenna can be switched by using the cable. Ma The technology for switching the effective length of an microstrip antenna has been experimentally investigated and analyzed in several cases. The high temperature limits of this diode switching device have not yet been measured. 6. In a manner similar to that described in the above-mentioned other pending U.S. patent application for determining the antenna height /j, the substrate between the antenna element and the ground plane has an equal relative dielectric We measured whether the spiral mode can be efficiently radiated when the magnetic flux has a certain coefficient and magnetic permeability. As described in this other pending US patent application, when the substrate has a high relative dielectric constant (eg, greater than 5), the pattern of the antenna deteriorates. However, if the relative permittivity and relative permeability are equal, the substrate is compatible with spiral mode. Therefore, the pattern is A good radiation pattern can be generated without disturbing other undesired modes. This is illustrated in Figure 20, where the antenna element 72 has a relative dielectric constant and a relative permeability. They are placed on a substantially equal magnetic substrate 73.The loading material 74 is placed near the outer periphery.If the relative permittivity and relative permeability of the magnetic substrate are chosen to be high values, for example 1o, The wavelength in is only 1/1° (10%) of the wavelength in free space. Therefore, the size of the antenna is changed by using a honeycomb-shaped substrate (relative permittivity and relative magnetic permeability are close to 1). The reduction can be reduced to 1/10 (1/10) compared to the case where magnetic material is used on the substrate 73 of a spiral mode microstrip antenna. An example is shown using materials. As a result of an analysis similar to that in Section 2, we found that If the electric constant εr is equal to the relative permeability μr, the structure shown in FIG. 20 is found to be compatible with the spiral mode and is expected to not disturb the mode. (normal dielectric group In the case of a plate, μr = 1 and εr is a number larger than 1, so it is inconceivable that εr = μr and μr), Frrτ77, approximately εr (frequency independent element). (both the thickness and diameter of the substrate) can be reduced by a factor of IO. That is, the size of the antenna can be reduced to 1/10 of the size when using a substrate with a dielectric constant close to the dielectric constant in free space (εr=1). At present, there appears to be no commercially available material with equal relative permittivity and relative magnetic permeability. However, by mixing two types of materials, the relative dielectric constant and the Custom materials can be made that have the same or nearly the same magnetic permeability. The particle size must be smaller than the wavelength (in the material), uniformly dispersed, and microscopic. It must be homogeneous in all areas. For example, one is more dielectric and the other is more magnetic. with the same linear dimensions equal to 0.1 wavelength (in the material). A homogeneous material with equal relative permittivity and relative magnetic permeability is obtained by arranging cubes of the same type alternately. can be approximated to Another way to make special magnetic materials for substrates with equal εr and μr is to create electrically thin In this method, dielectric sheets and magnetic sheets are alternately laminated parallel to the ground plane. ( A similar effect should be obtained even if the sheet is placed perpendicular to the ground plane. )to this Therefore, at the microscopic level, the forged object appears to have homogeneous and equal εr and μr. I can do it. For example, such an effect can be obtained by alternately stacking sheets with ar=3-jO-1 and ur=1 with sheets with cr=1 and 1tr=3-jo,1. (The imaginary part jO01 is related to the energy consumption of the material and is chosen to be small. Ru. jO,1 is a practical choice, but other small values are possible. ) 7. Serving Mode 2 Antennas The physical size of Mode 2 antennas, which typically have large and complex feed networks, can be reduced by varying the effective thickness of the substrate. A simple coaxial feed at the center excites a transmission line wave that propagates along the spiral structure from the center, thereby forming a spiral mode. Within the region bounded by a circle with a circumferential length of just over one wavelength, the substrate is sufficiently thin that m=1 radiation is at a minimum. Outside this region, the effective thickness of the substrate is increased and mode 2 radiation becomes effective. The advantages of this mode 2 antenna are not only a reduction in physical size, including the feed section, but also a reduction in cost, improved reliability, and a greatly simplified structure. Is Rukoto. As shown in FIG. 12, the spacing between the antenna element and the ground plane is, for example, 0. When the wavelength is reduced to two, the gain of the spiral mode microstrip antenna drops sharply. This phenomenon is utilized in the mode 2 antenna described below. Figures 21A and 21-B show two simple illustrative designs in which the same The center conductor of the axis line 76 passes through the ground plane GP and enters the spiral structure 77. I am guided by my heart. The radiation region of mode I (region with a circumferential length smaller than 1.1 wavelengths) is connected at its center to the center conductor of the coaxial line. Also, mode 2 area The precise Archimedean spiral arm shown in the area (outside the circumference with a circumference of 1.1 wavelengths) extends to the mode 1 area. The specific pattern of arm spread transforms the impedance of the spiral microstrip structure. Generally, the impedance of the coaxial cable in the center is 50 ohms, and the helical matrix is (converted to the impedance of the microstrip structure) does not have to be as exact as possible. Radiation in the mode 1 region is maximized by selecting the spacing d 1 between the spiral element 77 and the ground plane to be electrically small (for example smaller than 0.02 wavelength). Can be made small. However, the waves move outward from the center of the spiral structure and enter the mode 2 region (region where the circumference is larger than the 1.1 wavelength circumference), resulting in efficient effective radiation. . This is in contact with the spiral element 77 in the mode 2 region. This is because the distance d2 between the ground planes GP is larger than about 0.05 wavelength. Mo The fact that mode 2 area radiation is performed means that the radiation pattern is the radiation pattern of mode 2. means that it is In FIG. 21A, the spacing between the spiral element 77 and the ground plane suddenly changes from dl in the mode 1 region to d2 in the mode 2 region. In this design example , mode 2 radiation is effective. However, the abrupt increase in the distance corresponding to the substrate thickness from dl to d2 causes undesirable reflections. As shown in FIG. 21B, the reflection between the mode 1 region and the mode 2 region is is decreased by gradually increasing the substrate thickness from di to d2. deer However, mode 2 radiation is less effective at frequencies in the mode 2 region starting at the sloped transition because the reduced substrate thickness at the transition suppresses the radiation. The slope between dl and d2 shown in Figure 21B may be a straight line or other smooth curve; It's technical performance. The choice is made based on the advantages and disadvantages of a number of considerations including production cost, robustness, etc. It is known that the effect of the ground plane on Mode 2 radiation is generally negative. Therefore, if possible, reduce the size of the ground plane or make it convexly curved. It is desirable to curve the ground plane, for example so that the ground plane forms a large conductive spherical surface and the spiral is located on the outside of it. Patch elements include lossy components for impedance matching. You can also do it. Although the present invention has been disclosed in its preferred form by way of example, the present invention has been disclosed in the following claims. It will be apparent to those skilled in the art that many modifications, additions, and deletions may be made without departing from the spirit and scope of the invention as described. IG 2A IG 4A FIG 8 FIG 9A FIG 10A FIG IIA FIG IIB FIG 12 FIG 14 FIG 15 FIG 16 IG 20 FIG 21A FIG 21B

Claims

[Claims]

1. An array of non-resonant antenna elements arranged in a generally closed loop. and out of phase with each other to generate at least one spiral mode. an array in which the antenna element is driven; a ground surface; for spacing the antenna element a selected distance from the ground surface; and a substrate disposed on one side of the antenna element, The selected distance is less than the operating wavelength, typically between 1/60 wavelength and 1/60 wavelength. between two wavelengths, and the substrate has a relative dielectric constant of between about 1.0 and about 2.0. type microstrip antenna.

2. Each of the antenna elements includes a metal foil, the mounting surface of which is electrically conductive. 2. The microstrip antenna according to claim 1, wherein the microstrip antenna is

3. The antenna element includes a plurality of patches, each patch being one of the other batches. 3. The microstrip antenna according to claim 2, wherein the microstrip antenna is arranged close to adjacent patches of the microstrip antenna. .

4. 2. The antenna of claim 1, wherein each of the antenna elements includes a consumptive load. icrostrip antenna.

5. 2. The microspheroid of claim 1, wherein the closed-shaped array is generally circular. trip antenna.

6. 5. The array of antenna elements comprises at least 4 elements. The microstrip antenna according to item 1.

7. 5. The array of antenna elements includes at least 6 elements. 1. The microstrip antenna according to 1.

8. 5. The array of antenna elements comprises at least 8 elements. The microstrip antenna according to item 1.

9. A non-resonant antenna element arranged concentrically with the closed loop shape. 2. The microstrip antenna according to claim 1, further comprising at least one Na.

10. A small microstrip amplifier for mounting on one side of the surface of a structure. Tena, one or more antenna elements; a magnetic field for spacing said antenna element a selected distance from said surface; has a sexual substrate, The magnetic substrate has a relative permittivity and a relative magnetic permeability, and the relative permittivity is the relative magnetic permeability. antenna approximately equal to .

11. 11. The microstrip antenna according to claim 10, further comprising: A load placed adjacent to the surface of the structure at approximately the outer periphery of the above antenna element. An antenna containing (1 oading) material.

12. 11. The microstrip antenna of claim 10, wherein the substrate is an inductor. It contains alternating layers of electrically conductive and magnetic materials, and the resulting relative permittivity and An antenna with approximately equal relative magnetic permeability.

13. 11. The microstrip antenna of claim 10, wherein the antenna comprises: operating at a selected wavelength, the substrate comprising first and second particulate materials; and the second particulate material have small grain sizes and have a combined relative dielectric constant and relative An antenna with approximate magnetic permeability.

14. Small spiral mode micro for mounting on one side of the ground plane A strip antenna comprising one or more antenna elements; in a first radiation region above the ground surface a first selected distance; positioning the antenna element at a second selected distance in a second radiating region; the antenna to position the antenna element only above the ground surface. a substrate disposed on one side of the element, the first selected distance and the first selected distance; The second selection distances are different from each other, and the first and second selection distances are different from each other, and the first and second selection distances are different from each other. suppressing radiation in one of the second radiation regions; and suppressing radiation in one of the second radiation regions; An antenna that facilitates radiation in the other.

15. 15. The microstrip antenna of claim 14, wherein the first radiation an antenna in which a region is arranged concentrically within said second radiating region.

16. 15. The microstrip antenna according to claim 14, wherein the first and second the one or more antenna elements in a transition region between two radiating regions and grounding; An antenna whose overall distance from the plane is sloped smoothly.

17. 15. The microstrip antenna according to claim 14, wherein the first and second the one or more antenna elements in a transition region between two radiating regions and grounding; The antenna has a sharp overall spacing between the two planes.

18. A multi-octave microstrip antenna system, comprising at least two metal foil arms formed into a certain geometric shape and when energized; A spiral mode antenna element that generates at least one spiral mode in element and a conductive ground surface located on one side of said antenna element. and, for spacing the antenna element a selected distance from the ground surface; a substrate disposed on one side of the antenna element; The selected distance is approximately 1/60th of a wave throughout the multi-octave operating frequency range. between a long wavelength and a wavelength of about 1/2, and the substrate has a relative dielectric constant between about 1.0 and about 2.0. and further has an almost perfect impedance with the spiral mode antenna element. An antenna containing a matched feed network.