JPH0746784B2 - Ｓｓｂ通信方式 - Google Patents
Ｓｓｂ通信方式Info
- Publication number
- JPH0746784B2 JPH0746784B2 JP13421385A JP13421385A JPH0746784B2 JP H0746784 B2 JPH0746784 B2 JP H0746784B2 JP 13421385 A JP13421385 A JP 13421385A JP 13421385 A JP13421385 A JP 13421385A JP H0746784 B2 JPH0746784 B2 JP H0746784B2
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- JP
- Japan
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- signal
- ssb
- desmear
- smear
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は陸上移動通信等のように激しいフェージングを
生ずる環境の下でも、高品質な無線伝送を可能とするSS
B通信方式に関するものである。
生ずる環境の下でも、高品質な無線伝送を可能とするSS
B通信方式に関するものである。
従来、例えば陸上移動通信の場合に生ずる激しいフエー
ジングに起因する振幅歪を除去することの可能な狭帯域
SSB通信方式として、特願昭59−259354号に示されるよ
うな、送信側では、SSB信号に搬送波を付加して送信
し、受信側では、受信信号を振幅制限し、その出力を搬
送波再生回路に導くと共に、振幅制限出力の零点の時間
間隔に比例する振幅を有する信号を発生させ、該信号に
含まれる不要波をフィルタで除去した出力と前記の搬送
波再生回路出力との乗積検波により復調信号を得る方式
等があった。
ジングに起因する振幅歪を除去することの可能な狭帯域
SSB通信方式として、特願昭59−259354号に示されるよ
うな、送信側では、SSB信号に搬送波を付加して送信
し、受信側では、受信信号を振幅制限し、その出力を搬
送波再生回路に導くと共に、振幅制限出力の零点の時間
間隔に比例する振幅を有する信号を発生させ、該信号に
含まれる不要波をフィルタで除去した出力と前記の搬送
波再生回路出力との乗積検波により復調信号を得る方式
等があった。
上述したような、従来のSSB通信方式においては、フェ
ージングの影響による振幅歪を除去することができる
が、一方において、激しいフェージングを受けた場合
に、受信レベルの急激な落ち込みに伴なう受信信号の位
相の急激な変化や、レベルの落ち込み時点で振幅制限器
を用いても零点の検出が不完全となること等により、復
調信号に可聴性の雑音が発生して、信号の高品質伝送を
行なううえで不都合を生ずるという問題点があった。
ージングの影響による振幅歪を除去することができる
が、一方において、激しいフェージングを受けた場合
に、受信レベルの急激な落ち込みに伴なう受信信号の位
相の急激な変化や、レベルの落ち込み時点で振幅制限器
を用いても零点の検出が不完全となること等により、復
調信号に可聴性の雑音が発生して、信号の高品質伝送を
行なううえで不都合を生ずるという問題点があった。
本発明は、このような従来の問題点に鑑み、フェージン
グによる受信レベルの落ち込み時点で発生する可聴性の
雑音を軽減し、信号の伝送品質の向上を図ることができ
るSSB通信方式を提供することを目的としている。
グによる受信レベルの落ち込み時点で発生する可聴性の
雑音を軽減し、信号の伝送品質の向上を図ることができ
るSSB通信方式を提供することを目的としている。
そして上記目的は、本発明によれば特許請求の範囲に記
載した手段により達成される。
載した手段により達成される。
すなわち、本発明は送信側で、アナログ変調入力信号を
時間軸上に拡散するスミア変換を行なった後、SSB変調
して得られたSSB信号に搬送波信号を付加して送信信号
として送出して、受信側では振幅制限器を用いてフェー
ジングによる受信レベルの変動を抑圧するとともに、検
波信号に対してスミア変換の逆変換であるデスミア変換
を行なうことにより受信レベルの落ち込み時点で発生す
る可聴性の雑音を軽減するものである。
時間軸上に拡散するスミア変換を行なった後、SSB変調
して得られたSSB信号に搬送波信号を付加して送信信号
として送出して、受信側では振幅制限器を用いてフェー
ジングによる受信レベルの変動を抑圧するとともに、検
波信号に対してスミア変換の逆変換であるデスミア変換
を行なうことにより受信レベルの落ち込み時点で発生す
る可聴性の雑音を軽減するものである。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であって、
１は変調信号入力端子、２はスミア変換回路、３は搬送
波発振器、４はSSB変調器、５は加算回路、６は送信
機、７は送信アンテナ、８は送信部、９は受信アンテ
ナ、10は受信機、11は振幅制限器、12は検波器、13はデ
スミア変換回路、14は復調信号出力端子、15は受信部を
表わしている。
１は変調信号入力端子、２はスミア変換回路、３は搬送
波発振器、４はSSB変調器、５は加算回路、６は送信
機、７は送信アンテナ、８は送信部、９は受信アンテ
ナ、10は受信機、11は振幅制限器、12は検波器、13はデ
スミア変換回路、14は復調信号出力端子、15は受信部を
表わしている。
第１図について信号の流れに従って動作を説明する。
送信部８では、変調信号入力端子１に入力された帯域制
限された音声信号・副搬送波を用いた変調信号などのア
ナログ情報信号はスミア変換回路２に入力される。スミ
ア変換回路は、変調入力信号を時間軸上に拡散する機能
を有する。スミア変換回路のスミア遅延特性により、入
力アナログ信号の周波数成分の高いものほど大きな時間
遅延を受けて時間軸上に拡散された信号に変換される。
限された音声信号・副搬送波を用いた変調信号などのア
ナログ情報信号はスミア変換回路２に入力される。スミ
ア変換回路は、変調入力信号を時間軸上に拡散する機能
を有する。スミア変換回路のスミア遅延特性により、入
力アナログ信号の周波数成分の高いものほど大きな時間
遅延を受けて時間軸上に拡散された信号に変換される。
スミア変換回路出力により、搬送波発振器３の出力をSS
B変調器４でSSB変調して、たとえば下側帯波SSB（LSB:L
ower Side Band）変調波を生成する。SSB変調波の生成
には、フィルタ法・移相法等周知の方法を用いればよ
い。
B変調器４でSSB変調して、たとえば下側帯波SSB（LSB:L
ower Side Band）変調波を生成する。SSB変調波の生成
には、フィルタ法・移相法等周知の方法を用いればよ
い。
SSB変調器出力と搬送波発振器出力を加算回路５により
加算し、その出力として搬送波を付加されたSSB信号を
得る。加算回路出力は送信機６によりアップコンバート
および増幅され、所望の周波数および電力で送信アンテ
ナから放射される。受信部15では、受信アンテナ９によ
り受信された信号は受信機10によりダウンコンバートお
よび増幅された後、振幅制限器11に入力される。
加算し、その出力として搬送波を付加されたSSB信号を
得る。加算回路出力は送信機６によりアップコンバート
および増幅され、所望の周波数および電力で送信アンテ
ナから放射される。受信部15では、受信アンテナ９によ
り受信された信号は受信機10によりダウンコンバートお
よび増幅された後、振幅制限器11に入力される。
振幅制限器11ではフェージングによる受信レベルの変動
を抑圧し、一定の振幅にする。振幅制限器11の出力は検
波器12によって検波された後、デスミア変換回路13に入
力される。該デスミア変換回路13では検波出力を時間軸
上に逆拡散するデスミア変換を行なう。デスミア変換特
性は、周波数が高いほど遅延時間が短く、スミア変換回
路と逆の特性をもつので、スミア変換回路とデスミア変
換回路との総合特性はいずれの周波数においても遅延時
間が一定になる。デスミア変換回路13の出力は復調信号
出力端子14に導かれる。検波器としては、一般に用いら
れている包絡線検波器・乗積検波器・周波数検波器を用
いることができる。
を抑圧し、一定の振幅にする。振幅制限器11の出力は検
波器12によって検波された後、デスミア変換回路13に入
力される。該デスミア変換回路13では検波出力を時間軸
上に逆拡散するデスミア変換を行なう。デスミア変換特
性は、周波数が高いほど遅延時間が短く、スミア変換回
路と逆の特性をもつので、スミア変換回路とデスミア変
換回路との総合特性はいずれの周波数においても遅延時
間が一定になる。デスミア変換回路13の出力は復調信号
出力端子14に導かれる。検波器としては、一般に用いら
れている包絡線検波器・乗積検波器・周波数検波器を用
いることができる。
本実施例においては、特願昭59−259354号に示されるよ
うに、帯域制限された情報信号により、たとえば、下側
帯波SSB変調して得られたSSB信号に搬送波信号を付加し
た送信信号は、実時間軸上の零点のみを伝送すれば無歪
伝送が可能であることから、受信側で振幅制限器の適用
によりフェージングに起因する振幅歪の除去が可能とな
る。
うに、帯域制限された情報信号により、たとえば、下側
帯波SSB変調して得られたSSB信号に搬送波信号を付加し
た送信信号は、実時間軸上の零点のみを伝送すれば無歪
伝送が可能であることから、受信側で振幅制限器の適用
によりフェージングに起因する振幅歪の除去が可能とな
る。
なお、帯域制限された情報信号の最高周波数が搬送波周
波数よりも低い限り下側帯波SSB変調および上側帯波SSB
変調のいずれを用いても上記無歪伝送が可能である。
波数よりも低い限り下側帯波SSB変調および上側帯波SSB
変調のいずれを用いても上記無歪伝送が可能である。
次に、数式を用いて本実施例の動作を説明する。ここで
は、簡単にするため情報信号は角周波数ωmのトーン信
号とし、下側帯波SSB信号に搬送波信号を付加した場合
を例にとって説明する。このとき、送信信号Ｓ（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝Ccos（ωct）＋Acos（ωc−ωm）ｔ （Ｃ＞A,ωc＞＞ωm） ＝Ａ（ｔ）cos｛ωct−φ（ｔ）｝ …………（１） φ（ｔ）＝arctan〔Asin（ωmt）〕／〔Ｃ＋Acos
（ωmt）〕 ≒（A/C）sin（ωmt） で表わされる。ここで、Ｃおよびωcはそれぞれ、下側
帯波SSB信号に付加した搬送波信号のレベルおよび角周
波数である。またＡは下側帯波SSB信号のレベルであ
る。
は、簡単にするため情報信号は角周波数ωmのトーン信
号とし、下側帯波SSB信号に搬送波信号を付加した場合
を例にとって説明する。このとき、送信信号Ｓ（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝Ccos（ωct）＋Acos（ωc−ωm）ｔ （Ｃ＞A,ωc＞＞ωm） ＝Ａ（ｔ）cos｛ωct−φ（ｔ）｝ …………（１） φ（ｔ）＝arctan〔Asin（ωmt）〕／〔Ｃ＋Acos
（ωmt）〕 ≒（A/C）sin（ωmt） で表わされる。ここで、Ｃおよびωcはそれぞれ、下側
帯波SSB信号に付加した搬送波信号のレベルおよび角周
波数である。またＡは下側帯波SSB信号のレベルであ
る。
さらに、Ａ（ｔ）およびφ（ｔ）は、Ｓ（ｔ）の振幅お
よび位相である。
よび位相である。
Ｓ（ｔ）が振幅制限器を通過したとき、その出力信号Ｅ
（ｔ）は Ｅ（ｔ）＝sgn〔cos（ωct−φ（ｔ））〕 ……（２） となる。
（ｔ）は Ｅ（ｔ）＝sgn〔cos（ωct−φ（ｔ））〕 ……（２） となる。
包絡線検波あるいは乗積検波を行なう場合には、Ｅ
（ｔ）の零点の時間間隔から失われた振幅項を再生す
る。すなわち、零点の周期Ｔ（ｔ）を求めると Ｔ（ｔ）＝２π／〔ｄ（ωct−φ（ｔ））/dt〕 ≒（1/fc）〔１−（fc/fm）（A/C）cos（ωmt）〕 ……
（３） ここで、fc＝ωc/2πである。
（ｔ）の零点の時間間隔から失われた振幅項を再生す
る。すなわち、零点の周期Ｔ（ｔ）を求めると Ｔ（ｔ）＝２π／〔ｄ（ωct−φ（ｔ））/dt〕 ≒（1/fc）〔１−（fc/fm）（A/C）cos（ωmt）〕 ……
（３） ここで、fc＝ωc/2πである。
上式の〔 〕内が復元された振幅項となる。この項
を抽出するため、特願昭59−259354号では零点の時間間
隔に等しい時間だけ一定電圧を積分することにより鋸歯
状波を発生する鋸歯状波発生回路を用いている。
を抽出するため、特願昭59−259354号では零点の時間間
隔に等しい時間だけ一定電圧を積分することにより鋸歯
状波を発生する鋸歯状波発生回路を用いている。
鋸歯状波には高調波成分を多く含むためωcの成分のみ
を抽出するため、および式（３）の係数fmを等化するた
めに帯域通過フィルタを用いる。
を抽出するため、および式（３）の係数fmを等化するた
めに帯域通過フィルタを用いる。
この結果、振幅情報が復元された信号S0（ｔ）は S0（ｔ）＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 ・cos（ωct−φ（ｔ）） ……（４） となる。
S0（ｔ）を包絡線検波することにより、検波出力Ｖ
（ｔ）として Ｖ（ｔ）＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 （K:比例定数） ……（５） を得る。式（５）の直流分を除去することによって復調
信号を得られる。
（ｔ）として Ｖ（ｔ）＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 （K:比例定数） ……（５） を得る。式（５）の直流分を除去することによって復調
信号を得られる。
一方、乗積検波を行なうためにはＥ（ｔ）を搬送波再生
回路に入力し搬送波成分を抽出しなければならない。搬
送波再生回路としては、周知のPLL（Phase Locked Loo
p）を用いた回路が一般に用いられる。
回路に入力し搬送波成分を抽出しなければならない。搬
送波再生回路としては、周知のPLL（Phase Locked Loo
p）を用いた回路が一般に用いられる。
一方、搬送波再生回路出力とSo（ｔ）を乗積検波するこ
とにより、検波出力Ｖ（ｔ）は Ｖ（ｔ）＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 ・〔cosφ（ｔ）〕 ＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 （K:比例定数） ……（６） となり、直流成分を除去することにより復調信号が得ら
れる。
とにより、検波出力Ｖ（ｔ）は Ｖ（ｔ）＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 ・〔cosφ（ｔ）〕 ＝Ｋ〔１＋（1/fc）（A/C）cos（ωmt）〕 （K:比例定数） ……（６） となり、直流成分を除去することにより復調信号が得ら
れる。
周波数検波を行なう場合には式（１）で与えられた位相
項の時間微分として検波出力が得られるから、検波出力
Ｖ（ｔ）は Ｖ（ｔ）＝Kd〔ωct−φ（ｔ）〕/dt ＝Ｋ｛ωc−ωm（A/C）〔（A/C）＋cos（ωmt）〕｝ （K:比例定数） ……（７） となる。式（７）で与えられる検波出力の直流成分を除
去したのち、周波数対振幅特性が−6dB/オクターブの積
分器を通すことにより Ｖ（ｔ）＝Ｋ（A/C）sin（ωmt） （K:比例定数） ……（８） なる復調信号が得られる。
項の時間微分として検波出力が得られるから、検波出力
Ｖ（ｔ）は Ｖ（ｔ）＝Kd〔ωct−φ（ｔ）〕/dt ＝Ｋ｛ωc−ωm（A/C）〔（A/C）＋cos（ωmt）〕｝ （K:比例定数） ……（７） となる。式（７）で与えられる検波出力の直流成分を除
去したのち、周波数対振幅特性が−6dB/オクターブの積
分器を通すことにより Ｖ（ｔ）＝Ｋ（A/C）sin（ωmt） （K:比例定数） ……（８） なる復調信号が得られる。
第２図はスミア変換器およびデスミア変換器の特性を示
す図である。
す図である。
第２図において、参照符Ａにより示しているのはスミア
変換器出力の周波数特性であり、入力信号の周波数に比
例して群遅延時間が大きくなる。また、参照符Ｂにより
示しているのはデスミア変換器出力の周波数特性であ
り、群遅延時間は入力信号の周波数に反比例する。そし
て、参照符Ｃによって示しているのは、スミア変換器お
よびデスミア変換器の縦列接続時の総合特性であり、い
ずれの周波数成分に対しても群遅延時間が一定となる。
変換器出力の周波数特性であり、入力信号の周波数に比
例して群遅延時間が大きくなる。また、参照符Ｂにより
示しているのはデスミア変換器出力の周波数特性であ
り、群遅延時間は入力信号の周波数に反比例する。そし
て、参照符Ｃによって示しているのは、スミア変換器お
よびデスミア変換器の縦列接続時の総合特性であり、い
ずれの周波数成分に対しても群遅延時間が一定となる。
従って、送信側で変調入力信号に対しスミア変換を施
し、時間軸上へ信号を拡散し、受信側で検波出力に対
し、デスミア変換を施して上記時間軸へ拡散された信号
を逆拡散しても音声信号は歪なく復調できることがわか
る。
し、時間軸上へ信号を拡散し、受信側で検波出力に対
し、デスミア変換を施して上記時間軸へ拡散された信号
を逆拡散しても音声信号は歪なく復調できることがわか
る。
次に、スミア変換およびデスミア変換によって、受信レ
ベルの落ち込み時に可聴性の雑音が軽減できることを説
明する。
ベルの落ち込み時に可聴性の雑音が軽減できることを説
明する。
受信信号がフェージングを受けたとき、第３図（ａ）に
示すような受信レベル変動をし、規定の閾値レベルVth
を下回る時間がある時間Ta、Tbだけ継続する。この継続
時間はフェージングの周期に応じて変化する。その結
果、ディジタル通信においてはバースト誤りが発生する
ことはよく知られている。
示すような受信レベル変動をし、規定の閾値レベルVth
を下回る時間がある時間Ta、Tbだけ継続する。この継続
時間はフェージングの周期に応じて変化する。その結
果、ディジタル通信においてはバースト誤りが発生する
ことはよく知られている。
一方、前記SSB通信方式では、閾値以下の受信レベルに
おいて振幅制限器の動作が不安定になり零点の検出が不
可能となる結果、復調不能な時間が継続する。これによ
り、同図（ｂ）に示すように、復調信号にはバースト的
に雑音が発生する。
おいて振幅制限器の動作が不安定になり零点の検出が不
可能となる結果、復調不能な時間が継続する。これによ
り、同図（ｂ）に示すように、復調信号にはバースト的
に雑音が発生する。
また、第３図（ａ）において、参照符Ｘにより示すよう
なレベル変化の傾斜が急な時点では、急激な位相変化に
起因する雑音も加わり伝送品質が劣化する。従って、変
調入力信号が第３図（ｃ）のようであっても、復調信号
は第３図（ｄ）のようになり、伝送品質が大きく劣化す
る。
なレベル変化の傾斜が急な時点では、急激な位相変化に
起因する雑音も加わり伝送品質が劣化する。従って、変
調入力信号が第３図（ｃ）のようであっても、復調信号
は第３図（ｄ）のようになり、伝送品質が大きく劣化す
る。
本発明は、主として上記バースト性雑音を軽減するもの
であり、送信側では、スミア変換器により第４図（ａ）
に示すような変調入力信号は時間軸上に拡散されるた
め、伝送路において第４図（ｂ）に示すバースト性雑音
のような時間的に接近した雑音が相加されたとしても、
これを受信側でデスミア変換器することによって、その
復調信号に含まれる雑音はバースト性雑音として現われ
ず時間的に有効に拡散され、第４図（ｃ）に示すように
そのレベルが抑圧される。これにより、第４図（ｄ）に
示すように受信信号に含まれる雑音は、レベル抑圧さ
れ、時間的に拡散されたものとなるから、信号の伝送品
質の改善を図ることができる。
であり、送信側では、スミア変換器により第４図（ａ）
に示すような変調入力信号は時間軸上に拡散されるた
め、伝送路において第４図（ｂ）に示すバースト性雑音
のような時間的に接近した雑音が相加されたとしても、
これを受信側でデスミア変換器することによって、その
復調信号に含まれる雑音はバースト性雑音として現われ
ず時間的に有効に拡散され、第４図（ｃ）に示すように
そのレベルが抑圧される。これにより、第４図（ｄ）に
示すように受信信号に含まれる雑音は、レベル抑圧さ
れ、時間的に拡散されたものとなるから、信号の伝送品
質の改善を図ることができる。
変調信号として音声信号を用いた場合には信号自体の冗
長性がこの効果を高める方向に働く。スミア変換回路お
よびデスミア変換回路は、例えば文献「橋本等，“トラ
ンスバーサルフィルタを用いたスミア−デスミアフィル
タの設計",電子通信学会通信方式研究会技術研究報告CS
79−159,1979」に示されているコンボルーション形回路
等によって実現できる。
長性がこの効果を高める方向に働く。スミア変換回路お
よびデスミア変換回路は、例えば文献「橋本等，“トラ
ンスバーサルフィルタを用いたスミア−デスミアフィル
タの設計",電子通信学会通信方式研究会技術研究報告CS
79−159,1979」に示されているコンボルーション形回路
等によって実現できる。
以上説明したように、本発明のSSB通信方式によれば、
受信側に挿入した振幅制限器により伝搬路で受た振幅歪
を除去すると共に、送信側で変調入力信号をスミア変換
し、受信側で検波出力をデスミア変換することにより、
受信レベルの落ち込みに起因する可聴性の雑音を軽減し
ているので伝送品質の良好な狭帯域無線通信回線が得ら
れる利点がある。
受信側に挿入した振幅制限器により伝搬路で受た振幅歪
を除去すると共に、送信側で変調入力信号をスミア変換
し、受信側で検波出力をデスミア変換することにより、
受信レベルの落ち込みに起因する可聴性の雑音を軽減し
ているので伝送品質の良好な狭帯域無線通信回線が得ら
れる利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
スミア変換器およびデスミア変換器の特性を示す図、第
３図はフェージングを受けた受信信号のレベル変化と雑
音の影響を説明する図、第４図は本発明の場合の雑音の
影響を説明する図である。 １……変調信号入力端子、２……スミア変換回路、３…
…搬送波発振器、４……SSB変調器、５……加算回路、
６……送信機、７……送信アンテナ、８……送信部、９
……受信アンテナ、10……受信機、11……振幅制限器、
12……検波器、13……デスミア変換回路、14……復調信
号出力端子、15……受信部
スミア変換器およびデスミア変換器の特性を示す図、第
３図はフェージングを受けた受信信号のレベル変化と雑
音の影響を説明する図、第４図は本発明の場合の雑音の
影響を説明する図である。 １……変調信号入力端子、２……スミア変換回路、３…
…搬送波発振器、４……SSB変調器、５……加算回路、
６……送信機、７……送信アンテナ、８……送信部、９
……受信アンテナ、10……受信機、11……振幅制限器、
12……検波器、13……デスミア変換回路、14……復調信
号出力端子、15……受信部
Claims (1)
- 【請求項１】アナログ変調入力信号を入力された信号を
時間軸上に拡散するスミア変換回路を通した後SSB変調
して得られたSSB信号に搬送波信号を付加した信号を送
信信号として送出する手段を有する送信部と、該送信信
号を受信して振幅制限した後検波して得られた検波出力
を元のアナログ変調入力信号として復元するデスミア変
換回路を通すことにより復調信号をうる手段を有する受
信部とにより系を構成することを特徴とするSSB通信方
式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13421385A JPH0746784B2 (ja) | 1985-06-21 | 1985-06-21 | Ｓｓｂ通信方式 |
| DE8585308784T DE3585502D1 (de) | 1984-12-10 | 1985-12-03 | Einseitenbanduebertragungssystem. |
| EP85308784A EP0184923B1 (en) | 1984-12-10 | 1985-12-03 | Single-sideband communication system |
| US06/806,991 US4803739A (en) | 1984-12-10 | 1985-12-09 | SSB communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13421385A JPH0746784B2 (ja) | 1985-06-21 | 1985-06-21 | Ｓｓｂ通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61294939A JPS61294939A (ja) | 1986-12-25 |
| JPH0746784B2 true JPH0746784B2 (ja) | 1995-05-17 |
Family
ID=15123067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13421385A Expired - Fee Related JPH0746784B2 (ja) | 1984-12-10 | 1985-06-21 | Ｓｓｂ通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746784B2 (ja) |
-
1985
- 1985-06-21 JP JP13421385A patent/JPH0746784B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子通信学会技術研究報告ＣＳ７９−１５９橋本和夫他"トランスバーサルフィルタを用いたスミアデスミアフィルタの設計" |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61294939A (ja) | 1986-12-25 |
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