JPH0744385B2 - 歪除去回路 - Google Patents
歪除去回路Info
- Publication number
- JPH0744385B2 JPH0744385B2 JP811186A JP811186A JPH0744385B2 JP H0744385 B2 JPH0744385 B2 JP H0744385B2 JP 811186 A JP811186 A JP 811186A JP 811186 A JP811186 A JP 811186A JP H0744385 B2 JPH0744385 B2 JP H0744385B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- multiplier
- signal
- amplitude
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、伝搬路で受けた振幅歪を除去する目的で復調
部に振幅制限器が用いられるSSB無線通信方式におい
て、復調信号に含まれる歪を除去するための回路に関す
るものである。
部に振幅制限器が用いられるSSB無線通信方式におい
て、復調信号に含まれる歪を除去するための回路に関す
るものである。
（従来の技術） SSB無線通信方式は必要な周波数帯域幅が他の無線通信
方式に比べて狭くてすむという長所がある反面、振幅変
調方式であるためノイズの影響をうけ易いという欠点が
ある。
方式に比べて狭くてすむという長所がある反面、振幅変
調方式であるためノイズの影響をうけ易いという欠点が
ある。
この欠点を除去するため、本出願人は先に特願昭59−25
9354号他の特許出願により、送信側で情報信号でSSB変
調した後、これに搬送波を付加して送信信号となし、受
信側で該信号を受信した後、振幅制限器を用いてその振
幅を一定にしてから周波数検波により復調するように構
成された無線通信系を提案した。これらの方式は振幅制
限器を用いるのでノイズの影響はうけにくくなるが、復
調歪を少なくするためにSSB信号に比べて搬送波のレベ
ルを大きくする必要があったため、情報伝送のための電
力効率が低くなるという欠点があった。
9354号他の特許出願により、送信側で情報信号でSSB変
調した後、これに搬送波を付加して送信信号となし、受
信側で該信号を受信した後、振幅制限器を用いてその振
幅を一定にしてから周波数検波により復調するように構
成された無線通信系を提案した。これらの方式は振幅制
限器を用いるのでノイズの影響はうけにくくなるが、復
調歪を少なくするためにSSB信号に比べて搬送波のレベ
ルを大きくする必要があったため、情報伝送のための電
力効率が低くなるという欠点があった。
（発明が解決しようとする問題点） 本発明は、上記問題点を解決するために、復調部で発生
する歪を除去することにより、搬送波レベルを高くする
ことなく高品質な伝送を可能とする復調方式を提供する
ものである。
する歪を除去することにより、搬送波レベルを高くする
ことなく高品質な伝送を可能とする復調方式を提供する
ものである。
（問題点を解決するための手段） 前記問題点を解決するための本発明の特徴は、送信側で
は、情報信号でSSB変調して得られた信号に搬送波を付
加して送信信号となし、受信側では、該信号を受信した
後、振幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波
数検波により復調するように構成された無線通信系にお
いて、周波数検波の出力を積分器に通した検波出力
（ｖ）と該出力に対しヒルベルト変換を行うヒルベルト
変換器（２）の出力との乗算を行う乗算器（３）および
該乗算器出力の振幅を−１倍する第１の増幅器（４）、
該乗算器（３）の出力とヒルベルト変換器（２）の出力
との乗算を行う乗算器（６）および該乗算器（６）の出
力の振幅を1/2倍する第２の増幅器（７）、検波出力同
士の乗算を行う乗算器（８）および該乗算器（８）の出
力と検波出力との乗算を行う乗算器（９）、および該乗
算器（９）の出力の振幅を−1/6倍する第３の増幅器（1
0）を有し、前記３つの増幅器（4,7,10）の出力および
検波出力を加算合成することにより復調出力を得る歪除
去回路にある。
は、情報信号でSSB変調して得られた信号に搬送波を付
加して送信信号となし、受信側では、該信号を受信した
後、振幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波
数検波により復調するように構成された無線通信系にお
いて、周波数検波の出力を積分器に通した検波出力
（ｖ）と該出力に対しヒルベルト変換を行うヒルベルト
変換器（２）の出力との乗算を行う乗算器（３）および
該乗算器出力の振幅を−１倍する第１の増幅器（４）、
該乗算器（３）の出力とヒルベルト変換器（２）の出力
との乗算を行う乗算器（６）および該乗算器（６）の出
力の振幅を1/2倍する第２の増幅器（７）、検波出力同
士の乗算を行う乗算器（８）および該乗算器（８）の出
力と検波出力との乗算を行う乗算器（９）、および該乗
算器（９）の出力の振幅を−1/6倍する第３の増幅器（1
0）を有し、前記３つの増幅器（4,7,10）の出力および
検波出力を加算合成することにより復調出力を得る歪除
去回路にある。
（実施例） 第１図は本発明の実施例であって、１は信号入力端子、
２はヒルベルト変換器、３は乗算器、４はは増幅器、５
は加算器、６は乗算器、７は増幅器、８および９は乗算
器、10は増幅器、11は信号出力端子である。
２はヒルベルト変換器、３は乗算器、４はは増幅器、５
は加算器、６は乗算器、７は増幅器、８および９は乗算
器、10は増幅器、11は信号出力端子である。
送信側で情報信号でSSB変調した後、これに搬送波を付
加し送信信号となし、受信側で該信号を受信した後、振
幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波数検波
した信号は第１図の信号入力端子１に導かれる。信号入
力端子に入力された検波信号は５分され、ヒルベルト変
換器２、乗算器３、加算器５、乗算器８、乗算器９にそ
れぞれ入力される。ヒルベルト変換器２の出力は２分さ
れ乗算器３および乗算器６に入力される。乗算器３で
は、ヒルベルト変換器２の出力と検波出力信号との乗算
が施される。乗算器３の出力は２分され、増幅器４およ
び乗算器６に入力される。増幅器４において乗算器３の
出力の振幅は−１倍された後、加算器５に導かれる。乗
算器６ではヒルベルト変換器２の出力と乗算器３の出力
との間で乗算が施される。乗算器６の出力はゲイン1/2
の増幅器７を経由した後、加算器５に入力される。乗算
器８では検波出力信号同士の乗算が行われ、その出力は
乗算器９に入力される。乗算器９では検波出力信号と乗
算器８の出力との乗算が行われる。乗算器９の出力はゲ
イン（−1/6）の増幅器10を経由して加算器５に入力さ
れる。加算器５では検波出力信号、増幅器４、増幅器７
および増幅器10の出力を加算し、その出力として得られ
た２次および３次の高調波成分を除去された復調信号成
分は信号出力端子11に出力される。
加し送信信号となし、受信側で該信号を受信した後、振
幅制限器を用いてその振幅を一定にしてから周波数検波
した信号は第１図の信号入力端子１に導かれる。信号入
力端子に入力された検波信号は５分され、ヒルベルト変
換器２、乗算器３、加算器５、乗算器８、乗算器９にそ
れぞれ入力される。ヒルベルト変換器２の出力は２分さ
れ乗算器３および乗算器６に入力される。乗算器３で
は、ヒルベルト変換器２の出力と検波出力信号との乗算
が施される。乗算器３の出力は２分され、増幅器４およ
び乗算器６に入力される。増幅器４において乗算器３の
出力の振幅は−１倍された後、加算器５に導かれる。乗
算器６ではヒルベルト変換器２の出力と乗算器３の出力
との間で乗算が施される。乗算器６の出力はゲイン1/2
の増幅器７を経由した後、加算器５に入力される。乗算
器８では検波出力信号同士の乗算が行われ、その出力は
乗算器９に入力される。乗算器９では検波出力信号と乗
算器８の出力との乗算が行われる。乗算器９の出力はゲ
イン（−1/6）の増幅器10を経由して加算器５に入力さ
れる。加算器５では検波出力信号、増幅器４、増幅器７
および増幅器10の出力を加算し、その出力として得られ
た２次および３次の高調波成分を除去された復調信号成
分は信号出力端子11に出力される。
次に、数式を用いて本発明の動作原理を詳しく説明す
る。
る。
帯域制限された情報信号gf（ｔ）を以下のように解析信
号表示する。
号表示する。
ａ（ｔ）＝ｇ（ｔ）−ｊ（ｔ） （１） ここで、（ｔ）はｇ（ｔ）のヒルベルト変換を示す。
搬送波角周波数をωｃとすると、搬送波を付加したSSB
信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝cosωｃｔ ＋ｍ〔ｇ（ｔ）cosωｃｔ＋（ｔ）sinωｃｔ〕 ＝Acos［ωｃｔ＋ω（ｔ）］ （２） ω（ｔ）＝arctan〔ｍ（ｔ）／（１＋mg（ｔ））〕
（４） と表示される。ここで、振幅制限器の使用を可能とする
ためには、|mg（ｔ）｜＜１を満たす必要がある。な
お、ｍは変調指数である。
信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝cosωｃｔ ＋ｍ〔ｇ（ｔ）cosωｃｔ＋（ｔ）sinωｃｔ〕 ＝Acos［ωｃｔ＋ω（ｔ）］ （２） ω（ｔ）＝arctan〔ｍ（ｔ）／（１＋mg（ｔ））〕
（４） と表示される。ここで、振幅制限器の使用を可能とする
ためには、|mg（ｔ）｜＜１を満たす必要がある。な
お、ｍは変調指数である。
振幅制限器出力を周波数検波したときの検波出力ｅ
（ｔ）は ｅ（ｔ）＝ωｃ＋［ω（ｔ）］′ ∽ωｃ＋（1/2π）［ｍ′（ｔ） −m2［′（ｔ）ｇ（ｔ）＋（ｔ）ｇ′（ｔ）］ ＋m3［′（ｔ）g2（ｔ）−′（ｔ）２（ｔ）＋2
g′（ｔ）ｇ（ｔ）（ｔ）］＋０（m4）］ …（５） となる。ここで、ω′（ｔ）はω（ｔ）の時間微分を表
わす。
（ｔ）は ｅ（ｔ）＝ωｃ＋［ω（ｔ）］′ ∽ωｃ＋（1/2π）［ｍ′（ｔ） −m2［′（ｔ）ｇ（ｔ）＋（ｔ）ｇ′（ｔ）］ ＋m3［′（ｔ）g2（ｔ）−′（ｔ）２（ｔ）＋2
g′（ｔ）ｇ（ｔ）（ｔ）］＋０（m4）］ …（５） となる。ここで、ω′（ｔ）はω（ｔ）の時間微分を表
わす。
式（５）は周波数検波の原理に基づくもので、当業者に
とって周知であるが以下のとおり、式（５）の導出過程
を示す。
とって周知であるが以下のとおり、式（５）の導出過程
を示す。
式（２）のcos（ｔ）のｔを微分したものが周波数検波
器の出力として得られるから、 となる。ｆｃは搬送波周波数である。さらに、係数を除
いて、 となるから、次式を得る。
器の出力として得られるから、 となる。ｆｃは搬送波周波数である。さらに、係数を除
いて、 となるから、次式を得る。
（１＋ｘ）-1＝１−ｘ＋x2−x3＋０（x4） ０（x4）は４以上の高次項を示す。
であるから、ヒルベルト変換における関係式、 （ｔ）２＋ｇ（ｔ）２＝１ を用いて、 ［１＋m2＋2mg（ｔ）］-1＝１−m2−2mg（ｔ） ＋［m2＋2mg（ｔ）］２＋［m2＋2mg（ｔ）］３＋… となる。従って、 ｅ（ｔ）＝［１＋m2＋2mg（ｔ）］-1・［ｍ′（ｔ） ＋m2g（ｔ）′（ｔ）−m2g′（ｔ）（ｔ）］ ＝ｍ（ｔ）＋m2［ｇ（ｔ） ′（ｔ）−ｇ′（ｔ）（ｔ）−2g（ｔ）′
（ｔ）］ −m3［′（ｔ）−2g（ｔ）２′（ｔ） −2g（ｔ）ｇ′（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） ＝ｍ′（ｔ）−m2［ｇ（ｔ） ′（ｔ）＋ｇ′（ｔ）（ｔ）］ −m3［′（ｔ）（１−2g2（ｔ）） −2g（ｔ）ｇ′（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） ＝ｍ′（ｔ）−m2［ｇ（ｔ） ′（ｔ）＋ｇ′（ｔ）（ｔ）］ −m3［′（ｔ）（ｇ（ｔ）−＋２（ｔ）−2g
2（ｔ））−2g（ｔ）ｇ′（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） ＝ｍ′（ｔ）−m2［ｇ（ｔ） （ｔ）＋ｇ′（ｔ）（ｔ）］ ＋m3［′（ｔ）g2（ｔ）−′（ｔ）２ （ｔ）＋2g′（ｔ）ｇ（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） となり、式（５）で与えられるｅ（ｔ）が得られる。た
だし定数ωｃ及び係数を除いてある。式（５）で与えら
れる信号の交流成分を積分器を通すことにより ｖ（ｔ）＝ｍ（ｔ）−m2g（ｔ）（ｔ） ＋m3〔（ｔ）g2（ｔ）−（1/3）（ｔ）〕 ＋Ｏ（m4） （６） なる信号を得る。式（６）の第１項は基本波成分、第２
項および第３項はそれぞれ２次高調波成分および３次高
調波成分である。また、第４項は４次以上の高調成分を
示す。（６）式から、ヒルベルト変換の性質を利用して
次のようになる。
（ｔ）］ −m3［′（ｔ）−2g（ｔ）２′（ｔ） −2g（ｔ）ｇ′（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） ＝ｍ′（ｔ）−m2［ｇ（ｔ） ′（ｔ）＋ｇ′（ｔ）（ｔ）］ −m3［′（ｔ）（１−2g2（ｔ）） −2g（ｔ）ｇ′（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） ＝ｍ′（ｔ）−m2［ｇ（ｔ） ′（ｔ）＋ｇ′（ｔ）（ｔ）］ −m3［′（ｔ）（ｇ（ｔ）−＋２（ｔ）−2g
2（ｔ））−2g（ｔ）ｇ′（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） ＝ｍ′（ｔ）−m2［ｇ（ｔ） （ｔ）＋ｇ′（ｔ）（ｔ）］ ＋m3［′（ｔ）g2（ｔ）−′（ｔ）２ （ｔ）＋2g′（ｔ）ｇ（ｔ）（ｔ）］＋０（m4） となり、式（５）で与えられるｅ（ｔ）が得られる。た
だし定数ωｃ及び係数を除いてある。式（５）で与えら
れる信号の交流成分を積分器を通すことにより ｖ（ｔ）＝ｍ（ｔ）−m2g（ｔ）（ｔ） ＋m3〔（ｔ）g2（ｔ）−（1/3）（ｔ）〕 ＋Ｏ（m4） （６） なる信号を得る。式（６）の第１項は基本波成分、第２
項および第３項はそれぞれ２次高調波成分および３次高
調波成分である。また、第４項は４次以上の高調成分を
示す。（６）式から、ヒルベルト変換の性質を利用して
次のようになる。
ただし、０（m3）はｍの３次以上の項となる。
従って、 となり式（６）の第２項および第３項を除去することが
でき、式（８）が示すように４次以上の高調波成分のみ
が含まれることになり歪率の向上が可能となる。
でき、式（８）が示すように４次以上の高調波成分のみ
が含まれることになり歪率の向上が可能となる。
上記関係は上述の|mg（ｔ）｜＜１が成立すれば成立す
るので、mg（ｔ）が１に近い場合にはｍ（変調指数）が
大、従って、キャリアレベルが小でもよいこととなる。
情報信号が音声信号の場合にはｕ（ｔ）をもって復調信
号としてもよいが、データ信号のようにパルス信号によ
って変調が施されている場合には、パルス波形の崩れを
防ぐために、式（８）で示した信号をヒルベルト変換器
を通す必要がある。このとき、ヒルベルト変換器出力と
して ｗ（ｔ）＝mg（ｔ）＋Ｏ（m4） （９） を得る。
るので、mg（ｔ）が１に近い場合にはｍ（変調指数）が
大、従って、キャリアレベルが小でもよいこととなる。
情報信号が音声信号の場合にはｕ（ｔ）をもって復調信
号としてもよいが、データ信号のようにパルス信号によ
って変調が施されている場合には、パルス波形の崩れを
防ぐために、式（８）で示した信号をヒルベルト変換器
を通す必要がある。このとき、ヒルベルト変換器出力と
して ｗ（ｔ）＝mg（ｔ）＋Ｏ（m4） （９） を得る。
次に、式（６）の第２項および第３項で与えられる２次
および３次の高調波成分を除去する第１図に示した回路
部分の動作を説明する。ヒルベルト変換器２の出力は
（ｔ）であるから増幅器４の出力は式（７）の第２項を
与える。乗算器６の出力はｖ（ｔ）（ｔ）２であるか
ら乗算器７の出力は式（７）の第３項を与える。また、
乗算器８の出力はｖ（ｔ）２であり、乗算器９の出力は
ｖ（ｔ）３となるから増幅器10の出力は式（７）の第４
項を与える。従って、加算器５の出力は式（７）で与え
られる。なお、式（７）を満足する限り実施例以外の回
路構成を採っても同様な改善効果が得られる。
および３次の高調波成分を除去する第１図に示した回路
部分の動作を説明する。ヒルベルト変換器２の出力は
（ｔ）であるから増幅器４の出力は式（７）の第２項を
与える。乗算器６の出力はｖ（ｔ）（ｔ）２であるか
ら乗算器７の出力は式（７）の第３項を与える。また、
乗算器８の出力はｖ（ｔ）２であり、乗算器９の出力は
ｖ（ｔ）３となるから増幅器10の出力は式（７）の第４
項を与える。従って、加算器５の出力は式（７）で与え
られる。なお、式（７）を満足する限り実施例以外の回
路構成を採っても同様な改善効果が得られる。
音声信号の第１フォルマントは200Hz〜1200Hz、第２フ
ォルマントは1kHz〜3kHz程度となっている（大泉・藤村
共著、“音声科学”、東京大学出版会）。このため、３
次高調程度まで抑圧すれば聴感上ほぼ自然な復調信号が
得られる。
ォルマントは1kHz〜3kHz程度となっている（大泉・藤村
共著、“音声科学”、東京大学出版会）。このため、３
次高調程度まで抑圧すれば聴感上ほぼ自然な復調信号が
得られる。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明の回路を用いることによっ
て検波信号に含まれる歪を除去でき、伝送品質の改善が
できる。さらに、SSB信号に付加する搬送波のレベルを
大きくする必要が無くなるため、情報伝送のための電力
効率を高められるという利点がある。
て検波信号に含まれる歪を除去でき、伝送品質の改善が
できる。さらに、SSB信号に付加する搬送波のレベルを
大きくする必要が無くなるため、情報伝送のための電力
効率を高められるという利点がある。
第１図は、本発明の一実施例のブロック図である。 １……信号入力端子、２……ヒルベルト変換器、 ３……乗算器、４……増幅器、５……加算器、 ６……乗算器、７……増幅器、８……乗算器、 ９……乗算器、10……増幅器、11……出力信号端子。
Claims (1)
- 【請求項１】送信側では、情報信号でSSB変調して得ら
れた信号に搬送波を付加して送信信号となし、受信側で
は、該信号を受信した後、振幅制限器を用いてその振幅
を一定にしてから周波数検波により復調するように構成
された無線通信系において、 周波数検波の出力を積分器に通した検波出力（ｖ）と該
出力に対しヒルベルト変換を行うヒルベルト変換器
（２）の出力との乗算を行う乗算器（３） および該乗算器出力の振幅を−１倍とする第１の増幅器
（４）、該乗算器（３）の出力とヒルベルト変換器
（２）の出力との乗算を行う乗算器（６）および該乗算
器（６）の出力の振幅を1/2倍する第２の増幅器
（７）、検波出力同士の乗算を行う乗算器（８）および
該乗算器（８）の出力と検波出力との乗算を行う乗算器
（９）、および該乗算器（９）の出力の振幅を−1/6倍
する第３の増幅器（10）を有し、前記３つの増幅器（4,
7,10）の出力および検波出力を加算合成することにより
復調出力を得ることを特徴とする歪除去回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP811186A JPH0744385B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 歪除去回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP811186A JPH0744385B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 歪除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166605A JPS62166605A (ja) | 1987-07-23 |
| JPH0744385B2 true JPH0744385B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=11684182
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP811186A Expired - Fee Related JPH0744385B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 歪除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744385B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5654909A (en) * | 1993-04-15 | 1997-08-05 | Icom Incorporated | 90-degree digital phase shift network and linearizer using all-pass digital filters |
-
1986
- 1986-01-20 JP JP811186A patent/JPH0744385B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62166605A (ja) | 1987-07-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2569914C2 (ru) | Возбуждение параметрических громкоговорителей | |
| EP1681901A1 (en) | Method and apparatus for audio bass enhancement | |
| CN101641891A (zh) | 调制装置、解调装置及声信号传输方法 | |
| US7596228B2 (en) | Parametric array modulation and processing method | |
| US8098835B2 (en) | Method and apparatus to enhance low frequency component of audio signal by calculating fundamental frequency of audio signal | |
| CN101217831B (zh) | 增强音频信号的低频分量与中频分量的方法与装置 | |
| US8666732B2 (en) | High frequency signal interpolating apparatus | |
| JP3137289B2 (ja) | オーディオ信号処理装置 | |
| US20090259476A1 (en) | Device and computer program product for high frequency signal interpolation | |
| JPH0739000A (ja) | 任意の方向からの音波の選択的抽出法 | |
| JPH0744385B2 (ja) | 歪除去回路 | |
| JP4535758B2 (ja) | 超指向性スピーカ用変調器 | |
| JPH0740643B2 (ja) | 復調歪除去回路 | |
| JPS58215698A (ja) | 音声合成装置 | |
| JPH0740642B2 (ja) | Ｓｓｂ復調回路 | |
| WO2008020515A1 (fr) | Appareil et procédé de génération d'harmoniques supérieurs | |
| JPH0618333B2 (ja) | Ｓｓｂ受信装置 | |
| JPS5859488A (ja) | 秘匿通信方式 | |
| JPH0622290B2 (ja) | Ｓｓｂ変復調方式 | |
| JPS61184907A (ja) | Ｓｓｂ復調方式 | |
| KR20000068083A (ko) | 독립 측파대 신호를 위한 수신기 | |
| JPH03117216A (ja) | Ａ／ｄ変換装置 | |
| RU2275693C2 (ru) | Корректор речи водолаза | |
| JPS6178234A (ja) | シグナリング情報伝送方式 | |
| JPH0637930A (ja) | 多重伝送装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |