JPH07321701A - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 遅延検波方式の直接拡散スペクトラム拡散通
信装置において、送信信号を多重することができる通信
装置を実現する。 【構成】 チャンネル多重のために複数の相異なるデー
タレートのチャンネルを設け受信側で所望のチャンネル
のデータレートと同じ遅延時間をもつ遅延回路を用いて
遅延検波し、所望のチャンネル以外の送信データを受信
してしまわないために、所望のチャンネル以外のスペク
トラム拡散符号との相関が得られないよう遅延回路の遅
延時間を設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無線有線を問わず利用
される遅延検波方式の直接拡散スペクトラム拡散通信装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式（以下、ＳＳ
通信方式）は、妨害に強く耐雑音性に優れているという
特徴があり、いろいろな方式が提案されてきている。そ
の中でも、周期的な疑似ランダム符号を用いて狭帯域の
スペクトラムを拡散させる直接拡散ＳＳ通信方式は、そ
の構成の容易さ等により、他の方式に先駆けて活発な研
究開発がなされてきた。

【０００３】直接拡散ＳＳ通信方式は、大きく同期検波
方式のものと遅延検波方式のものとに分けることができ
る。ここでは前者を同期検波直接拡散ＳＳ通信方式と呼
び、後者を遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式と呼ぶ。

【０００４】同期検波直接拡散ＳＳ通信方式では、拡散
に用いた疑似ランダム符号を受信側にて独自に発生さ
せ、受信信号との同期をとって掛け合わせることにより
逆拡散を行なう。

【０００５】同期検波直接拡散ＳＳ通信装置の例を、図
１２に示す。チャンネルＡ送信部２１は、第１の送信デ
ータ２１１をスペクトラム拡散させて送出する部分であ
る。

【０００６】チャンネルＢ送信部２２は、第２の送信デ
ータ２２１をスペクトラム拡散させて送出する部分であ
る。

【０００７】チャンネルＡ送信部２１、チャンネルＢ送
信部２２以外にも並列して同様な送信部があるが、ここ
では２チャンネルのみを代表して示している。

【０００８】チャンネルＡ送信部２１、チャンネルＢ送
信部２２、その他の送信部からの送信信号は、加算器２
５にて加算され、伝送路２０に入力される。

【０００９】チャンネルＡ受信部２３は、チャンネルＡ
送信部２１からの送信信号のみを逆拡散させて受信信号
を取り出す部分である。

【００１０】チャンネルＢ受信部２４は、チャンネルＢ
送信部２２からの送信信号のみを逆拡散させて受信信号
を取り出す部分である。

【００１１】チャンネルＡ受信部２３、チャンネルＢ受
信部２４以外にも並列して同様な受信部があるが、ここ
では２チャンネルのみを代表して示している。

【００１２】伝送路２０からの信号は、チャンネルＡ受
信部２３、チャンネルＢ受信部２４、その他の受信部に
入力され、それぞれの受信部にて対応する送信データが
受信される。

【００１３】チャンネルＡ送信部２１では、ベースバン
ド信号である第１の送信データ２１１が、第１のスペク
トラム拡散変調部２１２にて、送信側第１のＰＮ符号発
生部２１３からの拡散符号を用いて拡散される。同様
に、チャンネルＢ送信部２２では、ベースバンド信号で
ある第２の送信データ２２１が、第２のスペクトラム拡
散変調部２２２にて、送信側第２のＰＮ符号発生部２２
３からの拡散符号を用いて拡散される。送信側第１のＰ
Ｎ符号発生部２１３の発生する拡散符号と送信側第２の
ＰＮ符号発生部２２３の発生する拡散符号、および他の
チャンネルのＰＮ符号発生部の発生する拡散符号はそれ
ぞれ異なっている。

【００１４】チャンネルＡ受信部２３では、受信側第１
のＰＮ符号発生部２３２が、送信側第１のＰＮ符号発生
部２１３と同じ拡散符号を発生する。また、受信側第１
のＰＮ符号発生部２３２の符号発生タイミングは、第１
の同期回路２３３によって送信側第１のＰＮ符号発生部
２１３の拡散符号発生タイミングと同期がとられてい
る。伝送路２０からの受信信号は、第１のスペクトラム
拡散復調部２３１にて、同期をとられた受信側第１のＰ
Ｎ符号発生部２３２からの拡散符号を用いて、チャンネ
ルＡ送信部２１からの送信信号のみを逆拡散する。この
ようにして、伝送路２０からの受信信号のうち、チャン
ネルＡ送信部２１からの送信信号のみが第１の受信デー
タ２３４として復調される。

【００１５】同様に、チャンネルＢ受信部２４では、受
信側第２のＰＮ符号発生部２４２が、送信側第２のＰＮ
符号発生部２２３と同じ拡散符号を発生する。また、受
信側第２のＰＮ符号発生部２４２の符号発生タイミング
は、第２の同期回路２４３によって送信側第２のＰＮ符
号発生部２２３の拡散符号発生タイミングと同期がとら
れている。伝送路２０からの受信信号は、第２のスペク
トラム拡散復調部２４１にて、同期をとられた受信側第
２のＰＮ符号発生部２４２からの拡散符号を用いて、チ
ャンネルＢ送信部２２からの送信信号のみを逆拡散す
る。このようにして、伝送路２０からの受信信号のう
ち、チャンネルＢ送信部２２からの送信信号のみが第２
の受信データ２４４として復調される。

【００１６】以上に示すように、図１２に示す同期検波
直接拡散ＳＳ通信装置は、チャンネルＡ送信部２１から
の送信信号は、チャンネルＡ受信部２３にて受信され、
チャンネルＢ送信部２２からの送信信号は、チャンネル
Ｂ受信部２４にて受信されるような、マルチチャンネル
多重通信装置である。

【００１７】ここでは、ベースバンドの送信信号をその
まま拡散させる例を示したが、中間周波数キャリアを送
信するベースバンド信号でなんらかの変調をした（例え
ばＢＰＳＫ変調）変調信号を拡散させる場合もある。そ
の場合は、送信部の送信データの直後に変調手段（例え
ばＢＰＳＫ変調部）を設け、受信部の受信データの直前
に復調手段（例えばＢＰＳＫ復調部）を設ける構成とな
る。

【００１８】一方遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式では、
受信信号の逆拡散を受信信号に含まれている拡散符号で
行なうものであり、受信信号と受信信号を１シンボル時
間分だけ遅延させたものとの乗算を行なうことで逆拡散
とデータ復調を同時に行なうものである。

【００１９】遅延検波直接拡散ＳＳ通信装置の例を図１
３に示す。送信部３１は、送信データ３１１を差動変換
しスペクトラム拡散させる部分である。送信部３１から
の信号は伝送路３０を経由して受信部３２に入力され
る。

【００２０】受信部３２は、送信部３１からの信号を遅
延検波方式で逆拡散させる部分である。

【００２１】送信データ３１１は、差動変換部３１２に
よってあらかじめ差動符号化される。差動符号化された
信号は、ＰＮ符号発生部３１４からの拡散符号を用いて
スペクトラム拡散変調部３１３にてスペクトラム拡散さ
れる。この時、ＰＮ符号発生部３１４のＰＮ符号の周期
は、送信データ３１１のデータレートに一致している。

【００２２】受信部３２に入力された受信信号は、２つ
に分けられ、一つは遅延回路３２１によって送信データ
の１シンボル時間分だけ遅延される。乗算器３２２で
は、遅延されない受信信号と遅延された受信信号が乗算
される。乗算器３２２からの信号は、ローパスフィルタ
３２３にてデータレート以上の周波数成分をカットさ
れ、受信データ３２４として出力される。

【００２３】以上のように構成される遅延検波直接拡散
ＳＳ通信装置の動作について数式を用いて説明する。

【００２４】ここで、送信データ３１１をＤｔ（ｔ）、
差動変換部３１２によって差動変換されたデータをＤｍ
（ｔ）、データ１シンボル時間をαとすると、Ｄｍ
（ｔ）は（数１）のように表される。

【００２５】

【数１】

【００２６】但し、Ｄｔ（ｔ）およびＤｍ（ｔ）は、１
か−１の値を持つ。また、ＰＮ符号発生部３１４からの
拡散信号をＡ（ｔ）とすると、伝送路３０に入力される
信号Ｓ（ｔ）は（数２）のように表される。

【００２７】

【数２】

【００２８】遅延回路３２１にてデータ１シンボル時間
αだけ遅延された信号Ｓｄ（ｔ）は、（数３）のように
表される。

【００２９】

【数３】

【００３０】Ａ（ｔ）の周期はデータレートと一致して
いることから、（数３）は、（数４）のように書き換え
られる。

【００３１】

【数４】

【００３２】乗算器３２２では、遅延されない信号Ｓ
（ｔ）と遅延された信号Ｓｄ（ｔ）との乗算が実行さ
れ、その出力Ｓｒ（ｔ）は（数５）で表される。

【００３３】

【数５】

【００３４】拡散符号Ａ（ｔ）の自乗はその性質より１
となる。このことから、Ｓｒ（ｔ）は、（数６）のよう
に表される。

【００３５】

【数６】

【００３６】但し、遅延回路３２１の遅延時間がデータ
１シンボル時間と完全に等しくない場合や、信号が帯域
制限されている場合は、乗算器３２２の出力は高周波成
分を含むことになるため、ローパスフィルタ３２３によ
って高周波成分を取り除く。

【００３７】（数６）は（数１）を用いて次式のように
書き直される。

【００３８】

【数７】

【００３９】Ｄｍ（ｔ−α）は、１か−１をもつデータ
であるので、Ｄｍ（ｔ−α）の自乗は１である。つま
り、（数７）は（数８）のように書き直される。

【００４０】

【数８】

【００４１】（数８）より受信信号は送信データと一致
しており、データ復調できていることがわかる。

【００４２】以上に示すように、図１３に示す遅延検波
直接拡散ＳＳ通信装置は、遅延回路３２１によって、受
信信号をデータ１シンボル時間だけ遅延させ、遅延させ
た信号と遅延させない信号とを乗算器３２２にて乗算す
ることにより逆拡散を行なう装置である。遅延検波を用
いるために送信データはあらかじめ差動符号化してい
る。

【００４３】ここでは、ベースバンドの送信信号をその
まま拡散させる例を示したが、中間周波数信号を送信す
るベースバンド信号でＢＰＳＫ変調をした変調信号を拡
散させる場合もある。その場合は、送信部の差動変換部
の直後にＢＰＳＫ変調手段を設ける構成となる。受信部
では遅延検波を用いているので信号成分は全てベースバ
ンドに落ち、ダウンコンバートの追加等の変更の必要は
ないが、キャリア周波数が高過ぎるために遅延回路の遅
延時間の許容偏差が小さくなる場合は、受信直後にダウ
ンコンバートを行なうこともある。

【００４４】以上のように構成される同期検波直接拡散
ＳＳ通信方式と遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式は、それ
ぞれに一長一短がある。

【００４５】まず同期検波直接拡散ＳＳ通信方式の長所
は、妨害に強く耐雑音性に優れているほかに、拡散に用
いる符号の種類によってチャンネル多重を行なうことが
できるという点である。この多重方式を符号多重と呼
ぶ。

【００４６】一方短所は、同期確立のための時間が必要
な点と、マルチパスに代表される位相歪みに弱いという
点である。

【００４７】同期検波直接拡散ＳＳ通信方式は、受信側
で発生させた疑似ランダム符号と、受信信号内の疑似ラ
ンダム符号との同期を確立しなければ、狭帯域の信号を
取り出すことができない。この同期に関する情報を送信
側が別の手段で受信側に教えない限り、受信側では同期
を確立するための試行錯誤の時間が必要となる。これを
同期引き込み時間と呼ぶ。ひとたび同期が確立すれば、
その後同期が外れるまでは通信を連続して行なうことが
できるが、何らかの障害により同期が外れると、また同
期を確立するために時間を要するというのが一つめの短
所である。

【００４８】二つめの短所の説明のために、極端な例と
して、図１４（ａ）に拡散された信号スペクトラムの例
を、図１４（ｂ）に伝送路の周波数対位相特性の例を示
す。

【００４９】図１４（ａ）のように拡散された信号が、
伝送路を伝搬することで図１４（ｂ）に示すような位相
歪みを受けたとする。図１４（ｂ）に示すような伝送路
を伝搬した信号は、１ＭＨｚよりも低い周波数の信号は
位相が９０°進むような歪みを受け、１ＭＨｚよりも高
い周波数の信号は位相が９０°遅れるような歪みを受け
ることになる。

【００５０】このような位相歪みを受けたスペクトラム
拡散信号は、１ＭＨｚを境にして１８０°位相がずれて
いるため、逆拡散符号によりスペクトラムを逆拡散させ
ると、お互いを打ち消し合い、信号を全く取り出すこと
ができなくなる。つまり、強め合うべき拡散信号が、位
相歪みを受けることにより打ち消し合う信号となる。

【００５１】これは極端な例であり、通常の伝送路は図
１４に示すほど致命的ではないが、同期検波直接拡散Ｓ
Ｓ通信方式は、伝送路に位相歪みがある場合、逆拡散に
よってお互いの信号を打ち消し合う可能性があることが
わかる。これが二つめの短所である。

【００５２】遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式の長所は、
同期引き込み時間がないという点と、マルチパスに代表
される位相歪みに強いという点である。

【００５３】同期引き込み時間がないのは、遅延回路３
２１の遅延時間をＰＮ符号の１周期に合わせているため
である。

【００５４】位相歪みに強い理由は、逆拡散のために用
いる拡散符号も同じように位相歪みを受けているという
点にある。

【００５５】送信信号は（数２）と（数１）を用いて
（数９）のように表すことができる。

【００５６】

【数９】

【００５７】また、これより１シンボル時間前の送信信
号は（数４）のように表すことができることより、送信
信号Ｓ（ｔ）は（数１０）のように表される。

【００５８】

【数１０】

【００５９】Ｄｔ（ｔ）は、送信データであり、１また
は−１の値をとる。つまり、遅延検波直接拡散ＳＳ通信
方式では、１シンボル時間前の送信信号をそのまま送信
するか、または１シンボル前の送信信号の振幅を反転さ
せて送信するかによってデータを送信していることがわ
かる。

【００６０】ここで、伝送路上で位相歪みを含む歪みが
発生し、Ｓ（ｔ）がＳ’（ｔ）に、Ｓｄ（ｔ）がＳｄ’
（ｔ）に変化したとする。伝送路上の歪みの時間変動が
送信信号のデータレートに対して充分に遅いとすると、
Ｓ（ｔ）が受ける歪みとＳｄ（ｔ）が受ける歪みは同じ
だと考えられる。Ｓ（ｔ）とＳｄ（ｔ）は、振幅が反転
しているかしていないかのどちらかであることと、受け
る歪みは同じであることから、歪みを受けた後も（数１
０）の関係は保持されて、（数１１）の関係が保たれて
いる。

【００６１】

【数１１】

【００６２】これは、遅延検波回路にて復調が可能であ
り、以上のことから遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式は、
位相歪みに強いということがわかる。

【００６３】一方、遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式の短
所は、同期検波直接拡散ＳＳ通信方式に比べ、耐雑音性
に多少劣るという点と、符号多重を行なうことができな
いという点である。

【００６４】耐雑音性に多少劣るのは、雑音のはいった
２つの受信信号を掛け合わせるためである。

【００６５】符号多重ができないのは、自ら送信してい
る拡散符号を用いて逆拡散をしているため、受信側で信
号を選択することができないためである。

【００６６】上記のように、同期検波直接拡散ＳＳ通信
方式と遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式はそれぞれ一長一
短があることがわかる。

【００６７】

【発明が解決しようとする課題】いま、位相歪みが激し
い伝送路にて多チャンネル伝送を行ないたいとする。同
期検波直接拡散ＳＳ通信方式であれば、多チャンネル伝
送が可能であるが、位相歪みに弱く、遅延検波直接拡散
ＳＳ通信方式であれば、位相歪みに強いが、多チャンネ
ル伝送ができない。

【００６８】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
のであり、位相歪みが激しい伝送路にて位相歪みをキャ
ンセルして、なおかつチャンネル多重を実現する手法を
提供することを目的とする。

【００６９】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の通信装置は、位相歪みをキャンセルするた
めに遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式を採用し、チャンネ
ル多重のために複数の相異なるデータレートのチャンネ
ルを設け、受信側で所望のチャンネルのデータレートと
同じかあるいは自然数倍の遅延時間をもつ遅延回路を用
いて遅延検波する構成とする。また、所望のチャンネル
以外の送信データを受信してしまわないために、所望の
チャンネル以外のスペクトラム拡散符号との相関が得ら
れないよう遅延回路の遅延時間を設定する。

【００７０】

【作用】以上のような構成にすることにより、受信側で
は、遅延回路の遅延時間に合致したデータレートのチャ
ンネルの信号は逆拡散できるが、遅延時間と合致しない
データレートのチャンネルの信号は逆拡散できない。

【００７１】このことにより、遅延検波直接拡散ＳＳ通
信方式で、チャンネル多重を実現することができる。

【００７２】

【実施例】

（第１の実施例）図１は本発明の第１の実施例の通信装
置の構成を示すブロック図である。

【００７３】１０は伝送路、１１はチャンネルＡ送信
部、１２はチャンネルＢ送信部、１３はチャンネルＣ送
信部、１４はチャンネルＤ送信部、１５はチャンネルＡ
受信部、１６はチャンネルＢ受信部、１７はチャンネル
Ｃ受信部、１８はチャンネルＤ受信部、１９は加算器で
ある。

【００７４】チャンネルＡ送信部１１は、データレート
１．０Ｍｂ／ｓのデータを送信する送信部である。チャ
ンネルＢ送信部１２は、データレート１．２Ｍｂ／ｓの
データを送信する送信部である。チャンネルＣ送信部１
３は、データレート１．５Ｍｂ／ｓのデータを送信する
送信部である。チャンネルＤ送信部１４は、データレー
ト１．８Ｍｂ／ｓのデータを送信する送信部である。チ
ャンネルＡ受信部１５は、データレート１．０Ｍｂ／ｓ
のデータを受信する受信部である。チャンネルＢ受信部
１６は、データレート１．２Ｍｂ／ｓのデータを受信す
る受信部である。チャンネルＣ受信部１７は、データレ
ート１．５Ｍｂ／ｓのデータを受信する受信部である。
チャンネルＤ受信部１８は、データレート１．８Ｍｂ／
ｓのデータを受信する受信部である。

【００７５】チャンネルＡ送信部１１、チャンネルＢ送
信部１２、チャンネルＣ送信部１３、チャンネルＤ送信
部１４から出た信号は、加算器１９によって多重され、
伝送路１０に入力される。伝送路１０からの信号は、チ
ャンネルＡ受信部１５、チャンネルＢ受信部１６、チャ
ンネルＣ受信部１７、チャンネルＤ受信部１８に入力さ
れ、それぞれの受信部でそれぞれのチャンネルの信号を
復調する。

【００７６】チャンネルＡ送信部１１は、第１の送信デ
ータ１１１、第１の差動変換部１１２、第１のスペクト
ラム拡散変調部１１３、第１のＰＮ符号発生部１１４か
らなる。

【００７７】第１の送信データ１１１は、データレート
１．０Ｍｂ／ｓのシリアルデータである。第１の送信デ
ータ１１１は、第１の差動変換部１１２によって差動符
号化される。第１のＰＮ符号発生部１１４は、チップレ
ート７．０Ｍチップ／ｓでチップ長７のＰＮ符号を発生
する。よってＰＮ周期は１．０ＭＨｚ（１０００ｎｓ）
である。第１の差動変換部１１２からの信号は、第１の
スペクトラム拡散変調部１１３にて、第１のＰＮ符号発
生部１１４からの拡散符号によってスペクトラム拡散さ
れる。

【００７８】チャンネルＢ送信部１２は、第２の送信デ
ータ１２１、第２の差動変換部１２２、第２のスペクト
ラム拡散変調部１２３、第２のＰＮ符号発生部１２４か
らなる。

【００７９】チャンネルＢ送信部１２の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第２の送信デ
ータ１２１はデータレート１．２Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第２のＰＮ符号発生部１２４はチップレー
ト８．４Ｍチップ／ｓでチップ長７、つまりＰＮ周期
１．２ＭＨｚ（８３３ｎｓ）のＰＮ符号を発生する。

【００８０】チャンネルＣ送信部１３は、第３の送信デ
ータ１３１、第３の差動変換部１３２、第３のスペクト
ラム拡散変調部１３３、第３のＰＮ符号発生部１３４か
らなる。

【００８１】チャンネルＣ送信部１３の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第３の送信デ
ータ１３１はデータレート１．５Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第３のＰＮ符号発生部１３４はチップレー
ト１０．５Ｍチップ／ｓでチップ長７、つまりＰＮ周期
１．５ＭＨｚ（６６７ｎｓ）のＰＮ符号を発生する。

【００８２】チャンネルＤ送信部１４は、第４の送信デ
ータ１４１、第４の差動変換部１４２、第４のスペクト
ラム拡散変調部１４３、第４のＰＮ符号発生部１４４か
らなる。

【００８３】チャンネルＤ送信部１４の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第４の送信デ
ータ１４１はデータレート１．８Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第４のＰＮ符号発生部１４４はチップレー
ト１２．６Ｍチップ／ｓでチップ長７、つまりＰＮ周期
１．８ＭＨｚ（５５６ｎｓ）のＰＮ符号を発生する。

【００８４】図２において、（ａ）はチャンネルＡ送信
部１１からの信号スペクトラム、（ｂ）はチャンネルＢ
送信部１２からの信号スペクトラム、（ｃ）はチャンネ
ルＣ送信部１３からの信号スペクトラム、（ｄ）はチャ
ンネルＤ送信部１４からの信号スペクトラムを示す。こ
れらの信号の加算が伝送路１０に入力される。

【００８５】チャンネルＡ受信部１５は、第１の遅延回
路１５１、第１の乗算器１５２、第１のローパスフィル
タ１５３、第１の受信データ１５４からなる。

【００８６】第１の遅延回路１５１は、１０００ｎｓの
遅延時間をもつ遅延回路である。伝送路１０からの受信
信号は、第１の遅延回路１５１によって１０００ｎｓ遅
延され、乗算器１５２によって遅延されない受信信号と
掛け合わされる。第１のローパスフィルタ１５３は、カ
ットオフ周波数が１．０ＭＨｚのローパスフィルタであ
る。第１の乗算器１５２からの信号は、第１のローパス
フィルタ１５３によってデータとして不必要な周波数成
分を取り除かれる。第１のローパスフィルタ１５３から
の信号は、データレート１．０Ｍｂ／ｓの第１の受信デ
ータ１５４として出力される。

【００８７】チャンネルＢ受信部１６は、第２の遅延回
路１６１、第２の乗算器１６２、第２のローパスフィル
タ１６３、第２の受信データ１６４からなる。

【００８８】チャンネルＢ受信部１６の動作は、チャン
ネルＡ受信部１５の動作に準じる。但し、第２の遅延回
路１６１は８３３ｎｓの遅延時間をもつ遅延回路であ
り、第２のローパスフィルタ１６３はカットオフ周波数
が１．２ＭＨｚのローパスフィルタであり、第２の受信
データ１６４は１．２Ｍｂ／ｓのシリアルデータであ
る。

【００８９】チャンネルＣ受信部１７は、第３の遅延回
路１７１、第３の乗算器１７２、第３のローパスフィル
タ１７３、第３の受信データ１７４からなる。

【００９０】チャンネルＣ受信部１７の動作は、チャン
ネルＡ受信部１５の動作に準じる。但し、第３の遅延回
路１７１は６６７ｎｓの遅延時間をもつ遅延回路であ
り、第３のローパスフィルタ１７３はカットオフ周波数
が１．５ＭＨｚのローパスフィルタであり、第３の受信
データ１７４は１．５Ｍｂ／ｓのシリアルデータであ
る。

【００９１】チャンネルＤ受信部１８は、第４の遅延回
路１８１、第４の乗算器１８２、第４のローパスフィル
タ１８３、第４の受信データ１８４からなる。

【００９２】チャンネルＤ受信部１８の動作は、チャン
ネルＡ受信部１５の動作に準じる。但し、第４の遅延回
路１８１は５５６ｎｓの遅延時間をもつ遅延回路であ
り、第４のローパスフィルタ１８３はカットオフ周波数
が１．８ＭＨｚのローパスフィルタであり、第４の受信
データ１８４は１．８Ｍｂ／ｓのシリアルデータであ
る。

【００９３】以上のように構成された通信装置が、どの
ような仕組みでチャンネル多重を実現しているかを説明
する。

【００９４】本実施例では４チャンネルの多重を示して
いるが、説明の簡略化のために、チャンネルＡとチャン
ネルＢの２チャンネル多重の場合を考えて説明する。

【００９５】第１の送信データ１１１をＤＡｔ（ｔ）、
第１の差動変換部１１２によって差動変換されたデータ
をＤＡｍ（ｔ）、第１の送信データ１１１のデータ１シ
ンボル時間をαＡとするとＤＡｍ（ｔ）は（数１２）の
ように表される。

【００９６】

【数１２】

【００９７】同様に、第２の送信データ１２１をＤＢｔ
（ｔ）、第２の差動変換部１２２によって差動変換され
たデータをＤＢｍ（ｔ）、第２の送信データ１２１のデ
ータ１シンボル時間をαＢとするとＤＢｍ（ｔ）は（数
１３）のように表される。

【００９８】

【数１３】

【００９９】但し、ＤＡｔ（ｔ）、ＤＡｍ（ｔ）、ＤＢ
ｔ（ｔ）、ＤＢｍ（ｔ）は、１か−１の値を持つ。

【０１００】第１のＰＮ符号発生部１１４からの拡散信
号をＡＡ（ｔ）、第２のＰＮ符号発生部１２４からの拡
散信号をＡＢ（ｔ）とすると、チャンネルＡ送信部１１
からの出力信号ＳＡ（ｔ）は（数１４）、チャンネルＢ
送信部１２からの出力信号ＳＢ（ｔ）は（数１５）のよ
うに表される。

【０１０１】

【数１４】

【０１０２】

【数１５】

【０１０３】（数１４）、（数１５）で表される信号を
加算多重した信号が、伝送路１０を経由して、チャンネ
ルＡ受信部１５、チャンネルＢ受信部１６に入力され
る。

【０１０４】よって、この２つの受信部に入力される信
号Ｓ（ｔ）は（数１６）のように表される。

【０１０５】

【数１６】

【０１０６】チャンネルＡ受信部１５に入力された信号
Ｓ（ｔ）は、第１の遅延回路１５１にて第１の送信デー
タ１１１のデータ１シンボル時間αＡだけ遅延させられ
る。

【０１０７】この遅延した信号Ｓｄ（ｔ）は（数１７）
のように表される。

【０１０８】

【数１７】

【０１０９】第１の乗算器１５２では、遅延されない信
号Ｓ（ｔ）と遅延された信号Ｓｄ（ｔ）との乗算が実行
され、その出力Ｓｒ（ｔ）は（数１８）で表される。

【０１１０】

【数１８】

【０１１１】（数１８）は４つの項の足し合わせで表現
されている。これらの項ひとつひとつに含まれる拡散符
号と拡散符号を遅延したものとの乗算の部分のみに着目
する。

【０１１２】第１項めのＡＡ（ｔ）・ＡＡ（ｔ−αＡ）
について考える。ＡＡ（ｔ）は周期がαＡである拡散信
号であるので、ＡＡ（ｔ）とＡＡ（ｔ−αＡ）の相関は
１００％である。このことから、ＡＡ（ｔ）・ＡＡ（ｔ
−αＡ）は１となり、第１項めはＤＡｍ（ｔ）・ＤＡｍ
（ｔ−αＡ）となって信号成分をベースバンドに集める
ことになる。すなわち逆拡散が実現されている。

【０１１３】第２項めのＡＡ（ｔ）・ＡＢ（ｔ−αＡ）
について考える。ＡＡ（ｔ）とＡＢ（ｔ）はチップレー
トの異なる符号であるので、お互いの相関は低い。これ
により、ＡＡ（ｔ）・ＡＢ（ｔ−αＡ）は逆拡散せず、
信号成分はベースバンド以外にも広く拡散される。これ
は第３項めのＡＢ（ｔ）・ＡＡ（ｔ−αＡ）にもあては
まる。

【０１１４】第４項めのＡＢ（ｔ）・ＡＢ（ｔ−αＡ）
について考える。ＡＢ（ｔ）は周期がαＢである拡散信
号であるので、ＡＢ（ｔ）とＡＢ（ｔ−αＢ）の相関は
１００％であるが、ＡＢ（ｔ）とＡＢ（ｔ−αＡ）の相
関はαＡの値に依存する問題である。今仮にαＡの値
が、ＡＢ（ｔ）とＡＢ（ｔ−αＡ）の相関値を低くする
ように選んであると仮定すると、ＡＢ（ｔ）・ＡＢ（ｔ
−αＡ）は逆拡散せず、信号成分はベースバンド以外に
も広く拡散されることになる。

【０１１５】このように、ベースバンドに信号成分を集
めた第１項めと、ベースバンド以外にも広く信号成分を
拡散させる第２項め、第３項め、第４項めが加算された
信号が第１の乗算器１５２の出力信号Ｓｒ（ｔ）であ
る。この出力信号Ｓｒ（ｔ）を第１のローパスフィルタ
１５３に入力すると、ベースバンド成分のみが取り出さ
れることとなる。よって第１のローパスフィルタ１５３
の出力信号ＤＡｒ（ｔ）は（数１９）のように表され
る。

【０１１６】

【数１９】

【０１１７】実際は（数１８）の第２項、第３項、第４
項のベースバンド部分に拡散されている信号がノイズ成
分として（数１９）の中に入るが、これはコンパレータ
等で除外できるので省略した。

【０１１８】（数１９）は（数１２）を用いて（数２
０）のように書き換えられる。

【０１１９】

【数２０】

【０１２０】ＤＡｍ（ｔ−αＡ）は、１か−１の値を持
つので、（数２０）は（数２１）のように書き換えられ
る。

【０１２１】

【数２１】

【０１２２】これよりチャンネルＡ受信部１５ではチャ
ンネルＡ送信部１１からの送信データのみを再生できて
いることがわかる。

【０１２３】チャンネルＢ受信部１６に関しても同様で
あり、これを本実施例の４チャンネル多重の場合に拡張
して考えても同様である。

【０１２４】上記の説明で、αＡの値が、ＡＢ（ｔ）と
ＡＢ（ｔ−αＡ）の相関値を低くするように選んである
ことを仮定した。このことについて、具体的にαＡの値
をどのように選ぶ必要があるのかについて述べる。

【０１２５】図３において、（ａ）は第１のＰＮ符号発
生部１１４の発生する符号の自己相関関数、（ｂ）は第
２のＰＮ符号発生部１２４の発生する符号の自己相関関
数、（ｃ）は第３のＰＮ符号発生部１３４の発生する符
号の自己相関関数、（ｄ）は第４のＰＮ符号発生部１４
４の発生する符号の自己相関関数を示す。

【０１２６】第１のＰＮ符号発生部１１４の発生する符
号は、チップ長７、チップレート７．０Ｍチップ／ｓ、
ＰＮ符号周期１．０ＭＨｚ（１０００ｎｓ）である。よ
って符号の自己相関関数は、１０００ｎｓの周期性をも
ち、１０００ｎｓの倍数の時間毎に相関のピークを持
つ。またそのピークは周期１０００ｎｓをチップ長７で
割った１４３ｎｓの半幅をもつ。この±１４３ｎｓの範
囲を、ここでは便宜上「相関あり」の範囲と呼ぶ。図３
（ａ）は、符号を１０００ｎｓ遅延させた信号は、遅延
させない信号に対し１００％の相関を持つこと、符号を
９００ｎｓ遅延させた信号は、遅延させない信号に対し
およそ１９％の相関を持つこと、符号を８００ｎｓ遅延
させた信号は、遅延させない信号に対しおよそ１４％の
負の相関を持つことを示している。このことは、第１の
ＰＮ符号発生部１１４で発生する拡散符号で拡散させた
信号をチャンネルＡ受信部１５で復調しようと考えた時
に、第１の遅延回路１５１の遅延時間を１０００ｎｓと
すれば１００％の逆拡散が行なえ、９００ｎｓの遅延時
間とすれば１９％しか逆拡散が行なえず、８００ｎｓの
遅延時間とすれば１４％の逆拡散（但し受信データは反
転）しか行なえないことを意味している。

【０１２７】上記のことを踏まえて図３を見ると、図３
（ａ）の自己相関関数を持つ符号で拡散された信号、す
なわちチャンネルＡ送信部１１からの信号は、遅延時間
１０００ｎｓに対し１００％の相関を持つので、遅延時
間１０００ｎｓの第１の遅延回路１５１をもつチャンネ
ルＡ受信部１５にて逆拡散できる。一方、図３（ｂ）、
図３（ｃ）、図３（ｄ）の自己相関関数を持つ符号で拡
散された信号、すなわちチャンネルＢ送信部１２、チャ
ンネルＣ送信部１３、チャンネルＤ送信部１４からの信
号は、遅延時間１０００ｎｓに対し１４％の相関しか持
たないので、チャンネルＡ受信部１５では逆拡散できな
い。チャンネルＢ受信部１６、チャンネルＣ受信部１
７、チャンネルＤ受信部１８に関して考えても同様であ
る。

【０１２８】以上のことから、本実施例の通信装置は、
遅延検波直接拡散スペクトラム拡散通信方式でありなが
ら、チャンネル多重を実現できていることがわかる。

【０１２９】もう少し一般的にチャンネルの分離のため
の条件を考えると、ある送信部のスペクトラム拡散符号
を対応する受信部がもつ遅延時間だけ時間シフトした符
号と時間シフトさせないスペクトラム拡散符号との相関
値の絶対値が１であるか１に近い値を持ち、ある送信部
のスペクトラム拡散符号を対応する受信部以外の任意の
受信部がもつ遅延時間だけ時間シフトした符号と時間シ
フトさせないスペクトラム拡散符号との相関値の絶対値
ができるだけ小さいことが必要であることがわかる。

【０１３０】相関値の絶対値が具体的にどの値以上、あ
るいは以下でなければならないかというのは、多重する
チャンネル数や、伝送路のノイズ環境等に依存する問題
であるので一概には述べることができない。

【０１３１】ここでは、１．０Ｍｂ／ｓから２．０Ｍｂ
／ｓの間で４チャンネルを多重する例を示した。本実施
例の場合、ある送信部のスペクトラム拡散符号を対応す
る受信部以外の受信部がもつ遅延時間だけ時間シフトし
た符号と時間シフトさせないスペクトラム拡散符号との
相関値の絶対値は１４％であった。この１４％を越えな
いように各チャンネル間のデータレートの間隔を狭めれ
ば１．０Ｍｂ／ｓから２．０Ｍｂ／ｓの間でもっと多く
のチャンネルを多重することができ、６チャンネルが可
能となる。

【０１３２】上記の考えで６チャンネルを多重した場合
の自己相関関数を図４に示す。図４において、（ａ）は
データレート１．００Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符
号の自己相関関数、（ｂ）はデータレート１．１２Ｍｂ
／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、（ｃ）
はデータレート１．２６Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散
符号の自己相関関数、（ｄ）はデータレート１．４２Ｍ
ｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、
（ｅ）はデータレート１．６０Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数、（ｆ）はデータレート１．
８０Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数
を示す。

【０１３３】各チャンネルの送信部で用いた拡散符号の
チップレートは、それぞれ７．００Ｍチップ／ｓ、７．
８４Ｍチップ／ｓ、８．８２Ｍチップ／ｓ、９．９４Ｍ
チップ／ｓ、１１．２０Ｍチップ／ｓ、１２．６０Ｍチ
ップ／ｓである。各チャンネルの送信部で用いた拡散符
号のチップ長は全て７チップであるので、各チャンネル
の送信部で用いた拡散符号の周期は、それぞれ１．００
ＭＨｚ（１０００ｎｓ）、１．１２ＭＨｚ（８９３ｎ
ｓ）、１．２６ＭＨｚ（７９４ｎｓ）、１．４２ＭＨｚ
（７０４ｎｓ）、１．６０ＭＨｚ（６２５ｎｓ）、１．
８０ＭＨｚ（５５６ｎｓ）である。

【０１３４】また各受信部の遅延時間は、それぞれ１０
００ｎｓ、８９３ｎｓ、７９４ｎｓ、７０４ｎｓ、６２
５ｎｓ、５５６ｎｓである。

【０１３５】図４を見ると、遅延時間１０００ｎｓの遅
延回路を持つ受信部を考えた場合、図４（ａ）の自己相
関関数を持つ符号で拡散された信号は、遅延時間１００
０ｎｓに対し１００％の相関を持つので、遅延時間１０
００ｎｓの遅延回路を持つ受信部にて逆拡散できる。一
方、図４（ｂ）、図４（ｃ）、図４（ｄ）、図４
（ｅ）、図４（ｆ）の自己相関関数を持つ符号で拡散さ
れた信号は、遅延時間１０００ｎｓに対し１４％の相関
しか持たないので、遅延時間１０００ｎｓの遅延回路を
持つ受信部では逆拡散できない。遅延時間８９３ｎｓの
遅延回路を持つ受信部、遅延時間７９４ｎｓの遅延回路
を持つ受信部、遅延時間７０４ｎｓの遅延回路を持つ受
信部、遅延時間６２５ｎｓの遅延回路を持つ受信部、遅
延時間５５６ｎｓの遅延回路を持つ受信部に関して考え
ても同様である。

【０１３６】以上のことから、図４に示すようなチャン
ネル配置で６チャンネル多重した通信装置も、遅延検波
直接拡散スペクトラム拡散通信方式でありながら、チャ
ンネル多重を実現できていることがわかる。

【０１３７】また、ある送信部のスペクトラム拡散符号
を対応する受信部以外の受信部がもつ遅延時間だけ時間
シフトした符号と時間シフトさせないスペクトラム拡散
符号との相関値の上限を例えば３０％に設定して設計す
れば、さらに各チャンネル間のデータレートの間隔を狭
めることが可能となり、１．０Ｍｂ／ｓから２．０Ｍｂ
／ｓの間で８チャンネルを多重することができる。但し
この場合、逆拡散した時の信号のＳ／Ｎは劣化する。

【０１３８】上記の考えで８チャンネルを多重した場合
の自己相関関数を図５に示す。図５において、（ａ）は
データレート１．０００Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散
符号の自己相関関数、（ｂ）はデータレート１．０９６
Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、
（ｃ）はデータレート１．２０１Ｍｂ／ｓ用のスペクト
ラム拡散符号の自己相関関数、（ｄ）はデータレート
１．３１７Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相
関関数、（ｅ）はデータレート１．４４４Ｍｂ／ｓ用の
スペクトラム拡散符号の自己相関関数、（ｆ）はデータ
レート１．５８３Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の
自己相関関数、（ｇ）はデータレート１．７３５Ｍｂ／
ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、（ｈ）は
データレート１．９０２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散
符号の自己相関関数を示す。

【０１３９】各チャンネルの送信部で用いた拡散符号の
チップレートは、それぞれ７．０００Ｍチップ／ｓ、
７．６７２Ｍチップ／ｓ、８．４０７Ｍチップ／ｓ、
９．２１９Ｍチップ／ｓ、１０．１０８Ｍチップ／ｓ、
１１．０８１Ｍチップ／ｓ、１２．１４５Ｍチップ／
ｓ、１３．３１４Ｍチップ／ｓである。各チャンネルの
送信部で用いた拡散符号のチップ長は全て７チップであ
るので、各チャンネルの送信部で用いた拡散符号の周期
は、それぞれ１．０００ＭＨｚ（１０００ｎｓ）、１．
０９６ＭＨｚ（９１２ｎｓ）、１．２０１ＭＨｚ（８３
３ｎｓ）、１．３１７ＭＨｚ（７５９ｎｓ）、１．４４
４ＭＨｚ（６９３ｎｓ）、１．５８３ＭＨｚ（６３２ｎ
ｓ）、１．７３５ＭＨｚ（５７６ｎｓ）、１．９０２Ｍ
Ｈｚ（５２６ｎｓ）である。

【０１４０】また各受信部の遅延時間は、それぞれ１０
００ｎｓ、９１２ｎｓ、８３３ｎｓ、７５９ｎｓ、６９
３ｎｓ、６３２ｎｓ、５７６ｎｓ、５２６ｎｓである。

【０１４１】図５を見ると、遅延時間１０００ｎｓの遅
延回路を持つ受信部を考えた場合、図５（ａ）の自己相
関関数を持つ符号で拡散された信号は、遅延時間１００
０ｎｓに対し１００％の相関を持つので、遅延時間１０
００ｎｓの遅延回路を持つ受信部にて逆拡散できる。一
方、図５（ｂ）、図５（ｃ）、図５（ｄ）、図５
（ｅ）、図５（ｆ）、図５（ｇ）、図５（ｈ）の自己相
関関数を持つ符号で拡散された信号は、遅延時間１００
０ｎｓに対し３０％の相関しか持たないので、遅延時間
１０００ｎｓの遅延回路を持つ受信部では逆拡散できな
い。遅延時間９１２ｎｓの遅延回路を持つ受信部、遅延
時間８３３ｎｓの遅延回路を持つ受信部、遅延時間７５
９ｎｓの遅延回路を持つ受信部、遅延時間６９３ｎｓの
遅延回路を持つ受信部、遅延時間６３２ｎｓの遅延回路
を持つ受信部、遅延時間５７６ｎｓの遅延回路を持つ受
信部、遅延時間５２６ｎｓの遅延回路を持つ受信部に関
して考えても同様である。

【０１４２】以上のことから、図５に示すようなチャン
ネル配置で８チャンネル多重した通信装置も、遅延検波
直接拡散スペクトラム拡散通信方式でありながら、チャ
ンネル多重を実現できていることがわかる。

【０１４３】これまでに示したチャンネルのデータレー
トは１．０Ｍｂ／ｓから２．０Ｍｂ／ｓの間に限ってい
たが、これにこだわらないチャンネル配置も考えること
ができる。

【０１４４】１．０Ｍｂ／ｓから２．７Ｍｂ／ｓの間で
６チャンネルを多重した場合の自己相関関数を図６に示
す。

【０１４５】この場合のある送信部のスペクトラム拡散
符号を対応する受信部以外の受信部がもつ遅延時間だけ
時間シフトした符号と時間シフトさせないスペクトラム
拡散符号との相関値の絶対値は約１４％を越えないよう
に設計した。

【０１４６】図５において、（ａ）はデータレート１．
０Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、
（ｂ）はデータレート１．２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数、（ｃ）はデータレート１．５
Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、
（ｄ）はデータレート１．８Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数、（ｅ）はデータレート２．２
Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡散符号の自己相関関数、
（ｆ）はデータレート２．７Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数を示す。

【０１４７】各チャンネルの送信部で用いた拡散符号の
チップレートは、それぞれ７．０Ｍチップ／ｓ、８．４
Ｍチップ／ｓ、１０．５Ｍチップ／ｓ、１２．６Ｍチッ
プ／ｓ、１５．４Ｍチップ／ｓ、１８．９Ｍチップ／ｓ
である。各チャンネルの送信部で用いた拡散符号のチッ
プ長は全て７チップであるので、各チャンネルの送信部
で用いた拡散符号の周期は、それぞれ１．０ＭＨｚ（１
０００ｎｓ）、１．２ＭＨｚ（８３３ｎｓ）、１．５Ｍ
Ｈｚ（６６７ｎｓ）、１．８ＭＨｚ（５５６ｎｓ）、
２．２ＭＨｚ（４５５ｎｓ）、２．７ＭＨｚ（３７０ｎ
ｓ）である。

【０１４８】また各受信部の遅延時間は、それぞれ１０
００ｎｓ、８３３ｎｓ、６６７ｎｓ、５５６ｎｓ、４５
５ｎｓ、３７０ｎｓである。

【０１４９】図６を見ると、遅延時間１０００ｎｓの遅
延回路を持つ受信部を考えた場合、図６（ａ）の自己相
関関数を持つ符号で拡散された信号は、遅延時間１００
０ｎｓに対し１００％の相関を持つので、遅延時間１０
００ｎｓの遅延回路を持つ受信部にて逆拡散できる。一
方、図６（ｂ）、図６（ｃ）、図６（ｄ）、図６
（ｅ）、図６（ｆ）の自己相関関数を持つ符号で拡散さ
れた信号は、遅延時間１０００ｎｓに対し１４％の相関
しか持たないので、遅延時間１０００ｎｓの遅延回路を
持つ受信部では逆拡散できない。遅延時間８３３ｎｓの
遅延回路を持つ受信部、遅延時間６６７ｎｓの遅延回路
を持つ受信部、遅延時間５５６ｎｓの遅延回路を持つ受
信部、遅延時間４５５ｎｓの遅延回路を持つ受信部、遅
延時間３７０ｎｓの遅延回路を持つ受信部に関して考え
ても同様である。

【０１５０】以上のことから、図６に示すようなチャン
ネル配置で６チャンネル多重した通信装置も、遅延検波
直接拡散スペクトラム拡散通信方式でありながら、チャ
ンネル多重を実現できていることがわかる。

【０１５１】以上のように様々な多重の配置が考えられ
るが、基本は、ある送信部のスペクトラム拡散符号を対
応する受信部がもつ遅延時間だけ時間シフトした符号と
時間シフトさせないスペクトラム拡散符号との相関値の
絶対値が１であるか１に近い値を持ち、ある送信部のス
ペクトラム拡散符号を対応する受信部以外の任意の受信
部がもつ遅延時間だけ時間シフトした符号と時間シフト
させないスペクトラム拡散符号との相関値の絶対値がで
きるだけ小さいことであることが理解できる。この基本
を満たせば、本実施例のデータレート、チップレート、
チップ長、チャンネル数等を変えても同様の効果を得ら
れる。

【０１５２】以上のような構成により、フェージング等
に強い遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式でありながらチャ
ンネル多重を実現することが可能となる。

【０１５３】なお、ここではアップコンバート、ダウン
コンバート等の周波数変換手段を用いなかったが、これ
ら周波数変換手段を用いても同様の効果が得られる。

【０１５４】また、ここでは拡散符号としてＰＮ符号を
用いたが、他の周期的な拡散符号を用いても同様の効果
が得られる。

【０１５５】（第２の実施例）図７は本発明の第２の実
施例の通信装置の構成を示すブロック図である。

【０１５６】符号１０から１９までは第１の実施例に準
じる。チャンネルＡ送信部１１は、第１の送信データ１
１１、第１の差動変換部１１２、第１のスペクトラム拡
散変調部１１３、第１のＰＮ符号発生部１１４、第１の
データ変調部１１５、第１の発振器１１６からなる。

【０１５７】第１の送信データ１１１は、データレート
１．０Ｍｂ／ｓのシリアルデータである。第１の送信デ
ータ１１１は、第１の差動変換部１１２によって差動符
号化される。第１の発振器１１６は、７．０ＭＨｚのキ
ャリア信号を発生する。第１の発振器１１６からのキャ
リア信号は、第１のデータ変調部１１５にて、第１の差
動変換部１１２からの差動符号化された信号によってＢ
ＰＳＫ変調される。第１のＰＮ符号発生部１１４は、チ
ップレート７．０Ｍチップ／ｓでチップ長７のＰＮ符号
を発生する。よってＰＮ周期は１．０ＭＨｚ（１０００
ｎｓ）である。第１のデータ変調部１１５からの信号
は、第１のスペクトラム拡散変調部１１３にて、第１の
ＰＮ符号発生部１１４からの拡散符号によってスペクト
ラム拡散される。

【０１５８】チャンネルＢ送信部１２は、第２の送信デ
ータ１２１、第２の差動変換部１２２、第２のスペクト
ラム拡散変調部１２３、第２のＰＮ符号発生部１２４、
第２のデータ変調部１２５、第２の発振器１２６からな
る。

【０１５９】チャンネルＢ送信部１２の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第２の送信デ
ータ１２１はデータレート１．２Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第２の発振器１２６は８．４ＭＨｚのキャ
リア信号を発生し、第２のＰＮ符号発生部１２４はチッ
プレート８．４Ｍチップ／ｓでチップ長７、つまりＰＮ
周期１．２ＭＨｚ（８３３ｎｓ）のＰＮ符号を発生す
る。

【０１６０】チャンネルＣ送信部１３は、第３の送信デ
ータ１３１、第３の差動変換部１３２、第３のスペクト
ラム拡散変調部１３３、第３のＰＮ符号発生部１３４、
第３のデータ変調部１３５、第３の発振器１３６からな
る。

【０１６１】チャンネルＣ送信部１３の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第３の送信デ
ータ１３１はデータレート１．５Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第３の発振器１３６は１０．５ＭＨｚのキ
ャリア信号を発生し、第３のＰＮ符号発生部１３４はチ
ップレート１０．５Ｍチップ／ｓでチップ長７、つまり
ＰＮ周期１．５ＭＨｚ（６６７ｎｓ）のＰＮ符号を発生
する。

【０１６２】チャンネルＤ送信部１４は、第４の送信デ
ータ１４１、第４の差動変換部１４２、第４のスペクト
ラム拡散変調部１４３、第４のＰＮ符号発生部１４４、
第４のデータ変調部１４５、第４の発振器１４６からな
る。

【０１６３】チャンネルＤ送信部１４の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第４の送信デ
ータ１４１はデータレート１．８Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第４の発振器１４６は１２．６ＭＨｚのキ
ャリア信号を発生し、第４のＰＮ符号発生部１４４はチ
ップレート１２．６Ｍチップ／ｓでチップ長７、つまり
ＰＮ周期１．８ＭＨｚ（５５６ｎｓ）のＰＮ符号を発生
する。

【０１６４】図８において、（ａ）はチャンネルＡ送信
部１１からの信号スペクトラム、（ｂ）はチャンネルＢ
送信部１２からの信号スペクトラム、（ｃ）はチャンネ
ルＣ送信部１３からの信号スペクトラム、（ｄ）はチャ
ンネルＤ送信部１４からの信号スペクトラムを示す。こ
れらの信号の加算が伝送路１０に入力される。

【０１６５】チャンネルＡ受信部１５、チャンネルＢ受
信部１６、チャンネルＣ受信部１７、チャンネルＤ受信
部１８の構成は、第１の実施例に準じる。

【０１６６】以上のように構成された通信装置が、どの
ような仕組みでチャンネル多重を実現しているかを説明
する。

【０１６７】本実施例では４チャンネルの多重を示して
いるが、説明の簡略化のために、チャンネルＡとチャン
ネルＢの２チャンネル多重の場合を考えて説明する。

【０１６８】第１の送信データ１１１をＤＡｔ（ｔ）、
第１の差動変換部１１２によって差動変換されたデータ
をＤＡｍ（ｔ）、第１の送信データ１１１のデータ１シ
ンボル時間をαＡとするとＤＡｍ（ｔ）は（数２２）の
ように表される。

【０１６９】

【数２２】

【０１７０】同様に、第２の送信データ１２１をＤＢｔ
（ｔ）、第２の差動変換部１２２によって差動変換され
たデータをＤＢｍ（ｔ）、第２の送信データ１２１のデ
ータ１シンボル時間をαＢとするとＤＢｍ（ｔ）は（数
２３）のように表される。

【０１７１】

【数２３】

【０１７２】但し、ＤＡｔ（ｔ）、ＤＡｍ（ｔ）、ＤＢ
ｔ（ｔ）、ＤＢｍ（ｔ）は、１か−１の値を持つ。

【０１７３】第１のＰＮ符号発生部１１４からの拡散信
号をＡＡ（ｔ）、第２のＰＮ符号発生部１２４からの拡
散信号をＡＢ（ｔ）、第１の発振器１１６からのキャリ
ア信号をＣＡ（ｔ）、第２の発振器１２６からのキャリ
ア信号をＣＢ（ｔ）とすると、チャンネルＡ送信部１１
からの出力信号ＳＡ（ｔ）は（数２４）、チャンネルＢ
送信部１２からの出力信号ＳＢ（ｔ）は（数２５）のよ
うに表される。

【０１７４】

【数２４】

【０１７５】

【数２５】

【０１７６】（数２４）、（数２５）で表される信号を
加算多重した信号が、伝送路１０を経由して、チャンネ
ルＡ受信部１５、チャンネルＢ受信部１６に入力され
る。

【０１７７】よって、この２つの受信部に入力される信
号Ｓ（ｔ）は（数２６）のように表される。

【０１７８】

【数２６】

【０１７９】チャンネルＡ受信部１５に入力された信号
Ｓ（ｔ）は、第１の遅延回路１５１にて第１の送信デー
タ１１１のデータ１シンボル時間αＡだけ遅延させられ
る。この遅延した信号Ｓｄ（ｔ）は次（数２７）のよう
に表される。

【０１８０】

【数２７】

【０１８１】第１の乗算器１５２では、遅延されない信
号Ｓ（ｔ）と遅延された信号Ｓｄ（ｔ）との乗算が実行
され、その出力Ｓｒ（ｔ）は（数２８）で表される。

【０１８２】

【数２８】

【０１８３】（数２８）は４つの項の足し合わせで表現
されている。これらの項ひとつひとつに含まれる拡散符
号と拡散符号を遅延したものとの乗算の部分のみに着目
する。

【０１８４】第１項めのＡＡ（ｔ）・ＡＡ（ｔ−αＡ）
について考える。ＡＡ（ｔ）は周期がαＡである拡散信
号であるので、ＡＡ（ｔ）とＡＡ（ｔ−αＡ）の相関は
１００％である。このことから、ＡＡ（ｔ）・ＡＡ（ｔ
−αＡ）は１となり、第１項めはＤＡｍ（ｔ）・ＤＡｍ
（ｔ−αＡ）・ＣＡ（ｔ）・ＣＡ（ｔ−αＡ）となる。
すなわち逆拡散が実現されている。ＣＡ（ｔ）・ＣＡ
（ｔ−αＡ）は、同じ周波数を持つキャリア信号である
ので、ＣＡ（ｔ）・ＣＡ（ｔ−αＡ）はそのパワーをベ
ースバンドとキャリア信号周波数の倍の周波数に分配す
ることになる。

【０１８５】第２項めのＡＡ（ｔ）・ＡＢ（ｔ−αＡ）
について考える。ＡＡ（ｔ）とＡＢ（ｔ）はチップレー
トの異なる符号であるので、お互いの相関は低い。これ
により、ＡＡ（ｔ）・ＡＢ（ｔ−αＡ）は逆拡散せず、
信号成分は広く拡散されたままとなる。これは第３項め
のＡＢ（ｔ）・ＡＡ（ｔ−αＡ）にもあてはまる。

【０１８６】第４項めのＡＢ（ｔ）・ＡＢ（ｔ−αＡ）
について考える。ＡＢ（ｔ）は周期がαＢである拡散信
号であるので、ＡＢ（ｔ）とＡＢ（ｔ−αＢ）の相関は
１００％であるが、ＡＢ（ｔ）とＡＢ（ｔ−αＡ）の相
関はαＡの値に依存する問題である。今仮にαＡの値
が、ＡＢ（ｔ）とＡＢ（ｔ−αＡ）の相関値を低くする
ように選んであると仮定すると、ＡＢ（ｔ）・ＡＢ（ｔ
−αＡ）は逆拡散せず、信号成分は広く拡散されたまま
となる。

【０１８７】このように、ベースバンドとキャリア信号
の倍の周波数とに信号成分を集めた第１項めと、広く信
号成分を拡散させたままの第２項め、第３項め、第４項
めが加算された信号が第１の乗算器１５２の出力信号Ｓ
ｒ（ｔ）である。この出力信号Ｓｒ（ｔ）を第１のロー
パスフィルタ１５３に入力すると、ベースバンド成分の
みが取り出されることとなる。よって第１のローパスフ
ィルタ１５３の出力信号ＤＡｒ（ｔ）は（数２９）のよ
うに表される。

【０１８８】

【数２９】

【０１８９】実際は（数２８）の第２項、第３項、第４
項のベースバンド部分に拡散されている信号がノイズ成
分として（数２９）の中に入るし、キャリア信号の倍の
周波数の場所の信号成分をカットしているので、信号振
幅が減少するはずであるが、これらはコンパレータ等を
用いることで除外できるので省略した。

【０１９０】（数２９）は（数２２）を用いて（数３
０）のように書き換えられる。

【０１９１】

【数３０】

【０１９２】ＤＡｍ（ｔ−αＡ）は、１か−１の値を持
つので、（数３０）は（数３１）のように書き換えられ
る。

【０１９３】

【数３１】

【０１９４】これよりチャンネルＡ受信部１５ではチャ
ンネルＡ送信部１１からの送信データのみを再生できて
いることがわかる。

【０１９５】チャンネルＢ受信部１６に関しても同様で
あり、これを本実施例の４チャンネル多重の場合に拡張
して考えても同様である。

【０１９６】上記の説明で、αＡの値が、ＡＢ（ｔ）と
ＡＢ（ｔ−αＡ）の相関値を低くするように選んである
ことを仮定した。このことについて、具体的にαＡの値
をどのように選ぶ必要があるのかについては、第１の実
施例に準じる。

【０１９７】また、図８によれば、中間周波数を各チャ
ンネルで異なる値としたことにより、拡散スペクトラム
のピークの周波数がそれぞれ異なる。これにより、各チ
ャンネル間の干渉を低減することが可能となる。

【０１９８】以上のような構成により、フェージング等
に強い遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式でありながらチャ
ンネル多重を実現し、かつ、第１の実施例と比べ、チャ
ンネル間干渉の少ない通信装置を実現することが可能と
なる。

【０１９９】基本は、第１の実施例同様、ある送信部の
スペクトラム拡散符号を対応する受信部がもつ遅延時間
だけ時間シフトした符号と時間シフトさせないスペクト
ラム拡散符号との相関値の絶対値が１であるか１に近い
値を持ち、ある送信部のスペクトラム拡散符号を対応す
る受信部以外の任意の受信部がもつ遅延時間だけ時間シ
フトした符号と時間シフトさせないスペクトラム拡散符
号との相関値の絶対値ができるだけ小さいことである。
この基本を満たせば、本実施例のデータレート、チップ
レート、チップ長、チャンネル数、キャリア周波数等を
変えても同様の効果を得られる。

【０２００】なお、ここではアップコンバート、ダウン
コンバート等の周波数変換手段を用いなかったが、これ
ら周波数変換手段を用いても同様の効果が得られる。

【０２０１】また、ここでは拡散符号としてＰＮ符号を
用いたが、他の周期的な拡散符号を用いても同様の効果
が得られる。

【０２０２】また、ここでは各チャンネルのデータ変調
部で用いた中間周波数をチップレートと一致させていた
が、どんな周波数を用いても、各チャンネルの中間周波
数が異なっていれば同様の効果が得られる。また全ての
中間周波数を同じ周波数にした場合は、第１の実施例に
比べチャンネル間干渉の少ない通信装置を実現すること
はできないが、その他の点については同様の効果が得ら
れる。

【０２０３】（第３の実施例）図９は本発明の第３の実
施例の通信装置の構成を示すブロック図である。

【０２０４】符号１０から１９までは第１の実施例に準
じる。チャンネルＡ送信部１１は、第１の送信データ１
１１、第１の差動変換部１１２、第１のスペクトラム拡
散変調部１１３、第１のＰＮ符号発生部１１４、第１の
符号用ローパスフィルタ１１７からなる。

【０２０５】第１の送信データ１１１は、データレート
１．０Ｍｂ／ｓのシリアルデータである。第１の送信デ
ータ１１１は、第１の差動変換部１１２によって差動符
号化される。第１のＰＮ符号発生部１１４は、チップレ
ート６３．０Ｍチップ／ｓでチップ長６３のＰＮ符号を
発生する。よってＰＮ周期は１．０ＭＨｚ（１０００ｎ
ｓ）である。第１の符号用ローパスフィルタ１１７は、
カットオフ周波数が１０ＭＨｚのローパスフィルタであ
り、第１のＰＮ符号発生部１１４からの拡散符号の周波
数を１０ＭＨｚ以下に制限する。第１の差動変換部１１
２からの信号は、第１のスペクトラム拡散変調部１１３
にて、第１の符号用ローパスフィルタ１１７からの帯域
制限された拡散符号によってスペクトラム拡散される。

【０２０６】チャンネルＢ送信部１２は、第２の送信デ
ータ１２１、第２の差動変換部１２２、第２のスペクト
ラム拡散変調部１２３、第２のＰＮ符号発生部１２４、
第２の符号用ローパスフィルタ１２７からなる。

【０２０７】チャンネルＢ送信部１２の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第２の送信デ
ータ１２１はデータレート１．２Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第２のＰＮ符号発生部１２４はチップレー
ト７５．６Ｍチップ／ｓでチップ長６３、つまりＰＮ周
期１．２ＭＨｚ（８３３ｎｓ）のＰＮ符号を発生する。

【０２０８】チャンネルＣ送信部１３は、第３の送信デ
ータ１３１、第３の差動変換部１３２、第３のスペクト
ラム拡散変調部１３３、第３のＰＮ符号発生部１３４、
第３の符号用ローパスフィルタ１３７からなる。

【０２０９】チャンネルＣ送信部１３の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第３の送信デ
ータ１３１はデータレート１．５Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第３のＰＮ符号発生部１３４はチップレー
ト９４．５Ｍチップ／ｓでチップ長６３、つまりＰＮ周
期１．５ＭＨｚ（６６７ｎｓ）のＰＮ符号を発生する。

【０２１０】チャンネルＤ送信部１４は、第４の送信デ
ータ１４１、第４の差動変換部１４２、第４のスペクト
ラム拡散変調部１４３、第４のＰＮ符号発生部１４４、
第４の符号用ローパスフィルタ１４７からなる。

【０２１１】チャンネルＤ送信部１４の動作は、チャン
ネルＡ送信部１１の動作に準じる。但し、第４の送信デ
ータ１４１はデータレート１．８Ｍｂ／ｓのシリアルデ
ータであり、第４のＰＮ符号発生部１４４はチップレー
ト１１３．４Ｍチップ／ｓでチップ長６３、つまりＰＮ
周期１．８ＭＨｚ（５５６ｎｓ）のＰＮ符号を発生す
る。

【０２１２】図１０において、（ａ）は第１の符号用ロ
ーパスフィルタ１１７からの信号スペクトラム、（ｂ）
は第２の符号用ローパスフィルタ１２７からの信号スペ
クトラム、（ｃ）は第３の符号用ローパスフィルタ１３
７からの信号スペクトラム、（ｄ）は第４の符号用ロー
パスフィルタ１４７からの信号スペクトラムを示す。こ
れらの拡散符号によって拡散された信号の加算が伝送路
１０に入力される。つまり本実施例ではＰＮ符号を帯域
制限して取り出した信号を拡散符号として用いている。
この拡散符号の周期性は、帯域制限する前のＰＮ符号の
周期性と変わりがない。これらの信号を拡散符号として
用いているため、拡散信号はある周波数帯域内に収まっ
ており、且つ、帯域内で多くのパワーを送信することが
可能となる。

【０２１３】チャンネルＡ受信部１５、チャンネルＢ受
信部１６、チャンネルＣ受信部１７、チャンネルＤ受信
部１８の構成は、第１の実施例に準じる。

【０２１４】以上のように構成された通信装置が、どの
ような仕組みでチャンネル多重を実現しているかは、拡
散符号が、帯域制限されたＰＮ符号であるだけの違いで
あるので、第１の実施例に準じる。

【０２１５】図１１において、（ａ）は第１の符号用ロ
ーパスフィルタ１１７からの帯域制限された拡散符号の
自己相関関数、（ｂ）は第２の符号用ローパスフィルタ
１２７からの帯域制限された拡散符号の自己相関関数、
（ｃ）は第３の符号用ローパスフィルタ１３７からの帯
域制限された拡散符号の自己相関関数、（ｄ）は第４の
符号用ローパスフィルタ１４７からの帯域制限された拡
散符号の自己相関関数を示す。

【０２１６】図１１を見ると、図１１（ａ）の自己相関
関数を持つ符号で拡散された信号、すなわちチャンネル
Ａ送信部１１からの信号は、遅延時間１０００ｎｓに対
し１００％の相関を持つので、遅延時間１０００ｎｓの
第１の遅延回路１５１をもつチャンネルＡ受信部１５に
て逆拡散できる。一方、図１１（ｂ）、図１１（ｃ）、
図１１（ｄ）の自己相関関数を持つ符号で拡散された信
号、すなわちチャンネルＢ送信部１２、チャンネルＣ送
信部１３、チャンネルＤ送信部１４からの信号は、遅延
時間１０００ｎｓに対しおよそ２０％の相関しか持たな
いので、チャンネルＡ受信部１５では逆拡散できない。
チャンネルＢ受信部１６、チャンネルＣ受信部１７、チ
ャンネルＤ受信部１８に関して考えても同様である。

【０２１７】以上のことからも、本実施例の通信装置
は、遅延検波直接拡散スペクトラム拡散通信方式であり
ながら、チャンネル多重を実現できていることがわか
る。

【０２１８】以上のような構成により、フェージング等
に強い遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式でありながらチャ
ンネル多重を実現することが可能となる。

【０２１９】基本は、第１の実施例同様、ある送信部の
スペクトラム拡散符号を対応する受信部がもつ遅延時間
だけ時間シフトした符号と時間シフトさせないスペクト
ラム拡散符号との相関値の絶対値が１であるか１に近い
値を持ち、ある送信部のスペクトラム拡散符号を対応す
る受信部以外の任意の受信部がもつ遅延時間だけ時間シ
フトした符号と時間シフトさせないスペクトラム拡散符
号との相関値の絶対値ができるだけ小さいことである。
この基本を満たせば、本実施例のデータレート、チップ
レート、チップ長、チャンネル数、キャリア周波数、拡
散符号の帯域制限周波数等を変えても同様の効果を得ら
れる。

【０２２０】また、本実施例の場合、送信信号を所定の
帯域内で大きいパワーで送信できるので、Ｓ／Ｎの改善
が計ることができる。

【０２２１】なお、ここではアップコンバート、ダウン
コンバート等の周波数変換手段を用いなかったが、これ
ら周波数変換手段を用いても同様の効果が得られる。

【０２２２】また、ここでは拡散符号としてＰＮ符号を
帯域制限したものを用いたが、他の周期的な拡散符号を
用いても同様の効果が得られる。

【０２２３】また、ここでは拡散符号の符号用ローパス
フィルタを用いて帯域制限してからスペクトラム拡散し
たが、帯域制限しない符号を用いてスペクトラム拡散し
てから符号用ローパスフィルタを用いて帯域制限しても
同様の効果が得られる。

【０２２４】

【発明の効果】以上のように本発明は、フェージング等
に強い遅延検波直接拡散ＳＳ通信方式を用いながら、送
信信号を多重して送ることができる通信装置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の通信装置の構成を示す
ブロック図

【図２】（ａ）チャンネルＡ送信部１１からの信号スペ
クトラムを示す図 （ｂ）チャンネルＢ送信部１２からの信号スペクトラム
を示す図 （ｃ）チャンネルＣ送信部１３からの信号スペクトラム
を示す図 （ｄ）チャンネルＤ送信部１４からの信号スペクトラム
を示す図

【図３】（ａ）第１のＰＮ符号発生部１１４の発生する
符号の自己相関関数を示す図 （ｂ）第２のＰＮ符号発生部１２４の発生する符号の自
己相関関数を示す図 （ｃ）第３のＰＮ符号発生部１３４の発生する符号の自
己相関関数を示す図 （ｄ）第４のＰＮ符号発生部１４４の発生する符号の自
己相関関数を示す図

【図４】（ａ）データレート１．００Ｍｂ／ｓ用のスペ
クトラム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｂ）データレート１．１２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｃ）データレート１．２６Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｄ）データレート１．４２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｅ）データレート１．６０Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｆ）データレート１．８０Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム
拡散符号の自己相関関数を示す図

【図５】（ａ）データレート１．０００Ｍｂ／ｓ用のス
ペクトラム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｂ）データレート１．０９６Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｃ）データレート１．２０１Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｄ）データレート１．３１７Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｅ）データレート１．４４４Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｆ）データレート１．５８３Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｇ）データレート１．７３５Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｈ）データレート１．９０２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラ
ム拡散符号の自己相関関数を示す図

【図６】（ａ）データレート１．０Ｍｂ／ｓ用のスペク
トラム拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｂ）データレート１．２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡
散符号の自己相関関数を示す図 （ｃ）データレート１．５Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡
散符号の自己相関関数を示す図 （ｄ）データレート１．８Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡
散符号の自己相関関数を示す図 （ｅ）データレート２．２Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡
散符号の自己相関関数を示す図 （ｆ）データレート２．７Ｍｂ／ｓ用のスペクトラム拡
散符号の自己相関関数を示す図

【図７】本発明の第２の実施例の通信装置の構成を示す
ブロック図

【図８】（ａ）チャンネルＡ送信部１１からの信号スペ
クトラムを示す図 （ｂ）チャンネルＢ送信部１２からの信号スペクトラム
を示す図 （ｃ）チャンネルＣ送信部１３からの信号スペクトラム
を示す図 （ｄ）チャンネルＤ送信部１４からの信号スペクトラム
を示す図

【図９】本発明の第３の実施例の通信装置の構成を示す
ブロック図

【図１０】（ａ）第１の符号用ローパスフィルタ１１７
からの信号スペクトラムを示す図 （ｂ）第２の符号用ローパスフィルタ１２７からの信号
スペクトラムを示す図 （ｃ）第３の符号用ローパスフィルタ１３７からの信号
スペクトラムを示す図 （ｄ）第４の符号用ローパスフィルタ１４７からの信号
スペクトラムを示す図

【図１１】（ａ）第１の符号用ローパスフィルタ１１７
からの帯域制限された拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｂ）第２の符号用ローパスフィルタ１２７からの帯域
制限された拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｃ）第３の符号用ローパスフィルタ１３７からの帯域
制限された拡散符号の自己相関関数を示す図 （ｄ）第４の符号用ローパスフィルタ１４７からの帯域
制限された拡散符号の自己相関関数を示す図

【図１２】同期検波直接拡散ＳＳ通信装置の例を示す図

【図１３】遅延検波直接拡散ＳＳ通信装置の例を示す図

【図１４】（ａ）拡散された信号スペクトラムの例を示
す図 （ｂ）伝送路の周波数対位相特性の例を示す図

【符号の説明】

１０ 伝送路 １１ チャンネルＡ送信部 １２ チャンネルＢ送信部 １３ チャンネルＣ送信部 １４ チャンネルＤ送信部 １５ チャンネルＡ受信部 １６ チャンネルＢ受信部 １７ チャンネルＣ受信部 １８ チャンネルＤ受信部 １９ 加算器 １１１ 第１の送信データ １１２ 第１の差動変換部 １１３ 第１のスペクトラム拡散変調部 １１４ 第１のＰＮ符号発生部 １１５ 第１のデータ変調部 １１６ 第１の発振器 １１７ 第１の符号用ローパスフィルタ １２１ 第２の送信データ １２２ 第２の差動変換部 １２３ 第２のスペクトラム拡散変調部 １２４ 第２のＰＮ符号発生部 １２５ 第２のデータ変調部 １２６ 第２の発振器 １２７ 第２の符号用ローパスフィルタ １３１ 第３の送信データ １３２ 第３の差動変換部 １３３ 第３のスペクトラム拡散変調部 １３４ 第３のＰＮ符号発生部 １３５ 第３のデータ変調部 １３６ 第３の発振器 １３７ 第３の符号用ローパスフィルタ １４１ 第４の送信データ １４２ 第４の差動変換部 １４３ 第４のスペクトラム拡散変調部 １４４ 第４のＰＮ符号発生部 １４５ 第４のデータ変調部 １４６ 第４の発振器 １５１ 第１の遅延回路 １５２ 第１の乗算器 １５３ 第１のローパスフィルタ １５４ 第１の受信データ １６１ 第２の遅延回路 １６２ 第２の乗算器 １６３ 第２のローパスフィルタ １６４ 第２の受信データ １７１ 第３の遅延回路 １７２ 第３の乗算器 １７３ 第３のローパスフィルタ １７４ 第３の受信データ １８１ 第４の遅延回路 １８２ 第４の乗算器 １８３ 第４のローパスフィルタ １８４ 第４の受信データ ２０ 伝送路 ２１ チャンネルＡ送信部 ２２ チャンネルＢ送信部 ２３ チャンネルＡ受信部 ２４ チャンネルＢ受信部 ２５ 加算器 ２１１ 第１の送信データ ２１２ 第１のスペクトラム拡散変調部 ２１３ 送信側第１のＰＮ符号発生部 ２２１ 第２の送信データ ２２２ 第２のスペクトラム拡散変調部 ２２３ 送信側第２のＰＮ符号発生部 ２３１ 第１のスペクトラム拡散復調部 ２３２ 受信側第１のＰＮ符号発生部 ２３３ 第１の同期回路 ２３４ 第１の受信データ ２４１ 第２のスペクトラム拡散復調部 ２４２ 受信側第２のＰＮ符号発生部 ２４３ 第２の同期回路 ２４４ 第２の受信データ ３０ 伝送路 ３１ 送信部 ３２ 受信部 ３１１ 送信データ ３１２ 差動変換部 ３１３ スペクトラム拡散変調部 ３１４ ＰＮ符号発生部 ３２１ 遅延回路 ３２２ 乗算器 ３２３ ローパスフィルタ ３２４ 受信データ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 和田 正己 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の送信部と、前記各送信部からの送
   信信号を加算多重して伝送路に送出する加算送出部と、
   前記各送信部と１対１に対応し、対応する送信部からの
   信号のみを再生する複数の受信部とを備えた通信装置で
   あって、 前記各送信部は、送信データを差動符号化する差動変換
   手段と、スペクトラム拡散符号を発生するスペクトラム
   拡散符号発生手段と、前記差動変換手段の出力信号のス
   ペクトラムを前記スペクトラム拡散符号によって直接拡
   散させて送信信号を得るスペクトラム拡散変調手段とを
   備え、 前記各受信部は、前記伝送路からの受信信号に他の全て
   の受信部と異なる時間遅延を付加して遅延信号を得る遅
   延手段と、前記受信信号と前記遅延信号との積を求める
   乗算手段と、前記乗算手段の出力信号から前記受信信号
   と前記遅延信号との差の周波数成分のみを受信データと
   して取り出すローパスフィルタ手段とを備え、 前記各送信部の送信データの１シンボル時間は、対応す
   る受信部の遅延時間の１／Ｎ（Ｎは自然数）倍であり、 前記各送信部のスペクトラム拡散符号の周期は、対応す
   る受信部の遅延時間の１／Ｍ（Ｍは自然数）倍であるこ
   とを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
2. 【請求項２】 各送信部のスペクトラム拡散符号と、こ
   れらのスペクトラム拡散符号を、対応する受信部の遅延
   時間だけ時間シフトさせたものとの相関値の絶対値が、
   それぞれ第１の所定の値以上であり、 前記各送信部のスペクトラム拡散符号と、これらのスペ
   クトラム拡散符号を、対応する受信部以外の各受信部の
   遅延時間だけ時間シフトさせたものとの相関値の絶対値
   が、それぞれ第２の所定の値以下であるよう構成された
   請求項１記載のスペクトラム拡散通信装置。
3. 【請求項３】 各送信部が、中間周波数を差動符号化し
   た送信データを用いてＢＰＳＫ変調したものをスペクト
   ラム拡散変調手段で直接拡散するよう構成され、 前記各送信部における中間周波数は、他の全ての送信部
   における中間周波数と異なることを特徴とする請求項１
   または２記載のスペクトラム拡散通信装置。
4. 【請求項４】 拡散符号の帯域をその拡散符号のスペク
   トラムのメインローブよりも狭い帯域内に帯域制限した
   ものを、スペクトラム拡散符号とすることを特徴とする
   請求項１〜３何れかに記載のスペクトラム拡散通信装
   置。