JPH07273613A - ２値化雑音信号発生装置 - Google Patents
２値化雑音信号発生装置Info
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- JPH07273613A JPH07273613A JP6066020A JP6602094A JPH07273613A JP H07273613 A JPH07273613 A JP H07273613A JP 6066020 A JP6066020 A JP 6066020A JP 6602094 A JP6602094 A JP 6602094A JP H07273613 A JPH07273613 A JP H07273613A
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- JP
- Japan
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- noise signal
- signal
- noise
- circuit
- converter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 確率特性が既知であり、帯域幅を持った電気
雑音信号から、１と０の系列から成るデジタル形式の乱
数信号を得ることを技術的課題とし、広い分野で簡単に
かつ有効に利用できる２値化雑音信号を得る。 【構成】 雑音信号を統計的に独立な時間間隔でサンプ
リングし、このサンプリング値をＡ／Ｄ変換し、このＡ
／Ｄ変換時に得られる最小桁ビットの最小桁信号から２
値化雑音信号を得ることにより、この２値化雑音信号の
生起頻度１／２を保証する。
雑音信号から、１と０の系列から成るデジタル形式の乱
数信号を得ることを技術的課題とし、広い分野で簡単に
かつ有効に利用できる２値化雑音信号を得る。 【構成】 雑音信号を統計的に独立な時間間隔でサンプ
リングし、このサンプリング値をＡ／Ｄ変換し、このＡ
／Ｄ変換時に得られる最小桁ビットの最小桁信号から２
値化雑音信号を得ることにより、この２値化雑音信号の
生起頻度１／２を保証する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、システムのランダムデ
ータによるシュミレーション、システムパラメタのラン
ダムな選択、或いはデジタル情報のランダムな符号変換
等に利用される２値化雑音信号の発生装置に関するもの
である。
ータによるシュミレーション、システムパラメタのラン
ダムな選択、或いはデジタル情報のランダムな符号変換
等に利用される２値化雑音信号の発生装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】例えば、ノイズツエナーダイオードから
の電子雪崩効果によって生成される電気雑音信号は、極
めて低い周波数（１０Hz程度）から数１０ＭHz帯程度ま
で電力スペクトラムが平坦なガウス性白色雑音であるこ
とが知られており、これを利用したアナログ雑音発生器
が通信回線の情報伝送品質の特性試験等に使用されてい
る。
の電子雪崩効果によって生成される電気雑音信号は、極
めて低い周波数（１０Hz程度）から数１０ＭHz帯程度ま
で電力スペクトラムが平坦なガウス性白色雑音であるこ
とが知られており、これを利用したアナログ雑音発生器
が通信回線の情報伝送品質の特性試験等に使用されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このア
ナログ雑音発生器からの出力信号はアナログ波形である
ので、デジタル的信号の取扱いが主流となっている現
在、システムパラメタのランダムな選択、デジタル情報
のランダムな符号変換等への応用には、更に何らかの変
換が必要であると云う問題があった。
ナログ雑音発生器からの出力信号はアナログ波形である
ので、デジタル的信号の取扱いが主流となっている現
在、システムパラメタのランダムな選択、デジタル情報
のランダムな符号変換等への応用には、更に何らかの変
換が必要であると云う問題があった。
【０００４】そこで、本発明は、上記した従来技術にお
ける問題点を解消すべく創案されたもので、確率的特性
の既知であり、かつ所定の帯域に制限された電気雑音信
号から、１と０の２値系列から成るデジタル形式の乱数
信号を得ることを技術的課題とし、もってデジタル技法
の分野において簡単にかつ有効に利用できる２値化雑音
信号発生方法および装置を得ることを目的とする。
ける問題点を解消すべく創案されたもので、確率的特性
の既知であり、かつ所定の帯域に制限された電気雑音信
号から、１と０の２値系列から成るデジタル形式の乱数
信号を得ることを技術的課題とし、もってデジタル技法
の分野において簡単にかつ有効に利用できる２値化雑音
信号発生方法および装置を得ることを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記技術的課題を解決す
る本発明の方法手段は、直流成分を除去した確率的特性
の既知であると共に、所定の帯域に制限されたガウス性
雑音信号n(t)を出力する雑音信号発生部を有すること、
この雑音信号発生部からの出力である雑音信号n(t)のサ
ンプリング値間が、統計的に独立となる時間間隔のサン
プリングパルスs(t)を発生するサンプリングパルス発生
部を有すること、このサンプリングパルス発生部からの
出力であるサンプリングパルスs(t)による雑音信号n(t)
のサンプリング値をＡ／Ｄ変換する、数ビット以上のＡ
／Ｄ変換能力を持つＡ／Ｄ変換器を有すること、このＡ
／Ｄ変換器の最小桁信号ＬＳを入力して２値化雑音信号
Ｒを出力する信号成形回路を有すること、にある。
る本発明の方法手段は、直流成分を除去した確率的特性
の既知であると共に、所定の帯域に制限されたガウス性
雑音信号n(t)を出力する雑音信号発生部を有すること、
この雑音信号発生部からの出力である雑音信号n(t)のサ
ンプリング値間が、統計的に独立となる時間間隔のサン
プリングパルスs(t)を発生するサンプリングパルス発生
部を有すること、このサンプリングパルス発生部からの
出力であるサンプリングパルスs(t)による雑音信号n(t)
のサンプリング値をＡ／Ｄ変換する、数ビット以上のＡ
／Ｄ変換能力を持つＡ／Ｄ変換器を有すること、このＡ
／Ｄ変換器の最小桁信号ＬＳを入力して２値化雑音信号
Ｒを出力する信号成形回路を有すること、にある。
【０００６】雑音信号発生部の雑音発生源を、ノイズツ
ェナーダイオードとするのが有効である。
ェナーダイオードとするのが有効である。
【０００７】
【作用】一定電圧レベル範囲内で不規則変動をし、その
変動値が予測不能で且つ、標本値間で相互に独立な或る
種の物理量を計測する際、計測値の精度を決定する最小
の単位値、すなわち変換されたデジタル値の最小桁値
は、その値をとるかとらないかは真値に対して確率１／
２の一様分布をすると考えられる。
変動値が予測不能で且つ、標本値間で相互に独立な或る
種の物理量を計測する際、計測値の精度を決定する最小
の単位値、すなわち変換されたデジタル値の最小桁値
は、その値をとるかとらないかは真値に対して確率１／
２の一様分布をすると考えられる。
【０００８】直流成分を除去した確率的特性の既知であ
ると共に、所定の帯域に制限されたガウス性雑音信号ｎ
(t) において、この周波数に対して一様な電力密度をも
ったアナログ雑音波形の帯域幅をＢとすると、その自己
相関関数Φ（τ）は「数１」となる（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｋ
ｈｉｎｔｃｈｉｎｅの定理）。なお、「数１」におい
て、Ｎ(f) は雑音信号ｎ(t) の電力スペクトラム、ｆは
周波数変数、τは時間変数である。
ると共に、所定の帯域に制限されたガウス性雑音信号ｎ
(t) において、この周波数に対して一様な電力密度をも
ったアナログ雑音波形の帯域幅をＢとすると、その自己
相関関数Φ（τ）は「数１」となる（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｋ
ｈｉｎｔｃｈｉｎｅの定理）。なお、「数１」におい
て、Ｎ(f) は雑音信号ｎ(t) の電力スペクトラム、ｆは
周波数変数、τは時間変数である。
【０００９】
【数１】
【００１０】この自己相関関数Φ（τ）の変化値中、Φ
（τ）＝０なるτの値は自己相関関数Φ（τ）が“０”
となる時間であって、雑音信号ｎ(t) をこの時間間隔で
サンプルしたサンプル値間は統計的に独立であることを
意味する。
（τ）＝０なるτの値は自己相関関数Φ（τ）が“０”
となる時間であって、雑音信号ｎ(t) をこの時間間隔で
サンプルしたサンプル値間は統計的に独立であることを
意味する。
【００１１】すなわち、図３に示すように、単位周波数
当たりの電力密度がｎ0 ／２である雑音信号ｎ(t) の電
力スペクトラムＮ(f) が周波数Ｂまで一様に分布してい
る場合、自己相関関数Φ（τ）は「数２」で示される。
なお、「数２」において、Ｎ＝ｎ0 Ｂは雑音信号ｎ(t)
の平均電力である。
当たりの電力密度がｎ0 ／２である雑音信号ｎ(t) の電
力スペクトラムＮ(f) が周波数Ｂまで一様に分布してい
る場合、自己相関関数Φ（τ）は「数２」で示される。
なお、「数２」において、Ｎ＝ｎ0 Ｂは雑音信号ｎ(t)
の平均電力である。
【００１２】
【数２】
【００１３】「数２」で示される自己相関関数Φ（τ）
は図４に示される変化をするが、この図４から明らかな
ように、時間τ0 ＝１／2B、１／Ｂ、３／2B、２／Ｂ・
・・の時刻でΦ（τ）＝０となる。
は図４に示される変化をするが、この図４から明らかな
ように、時間τ0 ＝１／2B、１／Ｂ、３／2B、２／Ｂ・
・・の時刻でΦ（τ）＝０となる。
【００１４】このことは、雑音信号ｎ(t) のサンプル間
隔を時間τ0 のいづれかに選べば、自己相関関数Φ
（τ）の性質からサンプリングされた雑音信号ｎ(t) の
値相互間は、統計的に独立であることが保証されること
を意味している。また、時間τ0の値は、雑音信号ｎ(t)
の帯域幅Ｂに依存しており、τ0 ＝１／2Bが最も短い
時間間隔となる。
隔を時間τ0 のいづれかに選べば、自己相関関数Φ
（τ）の性質からサンプリングされた雑音信号ｎ(t) の
値相互間は、統計的に独立であることが保証されること
を意味している。また、時間τ0の値は、雑音信号ｎ(t)
の帯域幅Ｂに依存しており、τ0 ＝１／2Bが最も短い
時間間隔となる。
【００１５】時間τ0 でサンプリングした雑音信号ｎ
(t) のサンプル値を、数ビット以上のＡ／Ｄ変換能力で
Ａ／Ｄ変換し、その最小桁ビットの生起に着目すると、
この最小桁ビットにおける“１”と“０”の生起頻度
は、波形の極性に関係なく略々確率１／２で一様に分布
することになる。
(t) のサンプル値を、数ビット以上のＡ／Ｄ変換能力で
Ａ／Ｄ変換し、その最小桁ビットの生起に着目すると、
この最小桁ビットにおける“１”と“０”の生起頻度
は、波形の極性に関係なく略々確率１／２で一様に分布
することになる。
【００１６】それゆえ、Ａ／Ｄ変換器の最小桁ビットの
出力信号である最小桁信号ＬＳに従って信号成形回路を
作動させることにより、この信号成形回路は“１”と
“０”の生起頻度が確率１／２の２値化雑音信号Ｒを出
力することになる。
出力信号である最小桁信号ＬＳに従って信号成形回路を
作動させることにより、この信号成形回路は“１”と
“０”の生起頻度が確率１／２の２値化雑音信号Ｒを出
力することになる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の一実施例を、図面を参照しな
がら説明する。図１は、本発明装置の電気的構成の一実
施例を示すブロック図で、雑音信号発生部１は、電気雑
音発生源としてノイズツェナーダイオードＤを使用して
図２に示す構成となっていて、図２において、ｒはノイ
ズツェナーダイオードＤに電子雪崩を起こすに適当な電
流を流すための制限抵抗であり、Ｃは直流分除去用のコ
ンデンサであり、増幅器２の出力端子から雑音信号ｎ
(t) が出力される。
がら説明する。図１は、本発明装置の電気的構成の一実
施例を示すブロック図で、雑音信号発生部１は、電気雑
音発生源としてノイズツェナーダイオードＤを使用して
図２に示す構成となっていて、図２において、ｒはノイ
ズツェナーダイオードＤに電子雪崩を起こすに適当な電
流を流すための制限抵抗であり、Ｃは直流分除去用のコ
ンデンサであり、増幅器２の出力端子から雑音信号ｎ
(t) が出力される。
【００１８】ノイズツェナーダイオードＤから得られた
雑音信号ｎ(t) は、きわめて低い周波数（１０Hz程度）
から数１０ＭHz程度までの電力スペクトラムが平坦なガ
ウス性白色雑音であることが知られており、制限抵抗ｒ
の抵抗値および印加電圧値を選ぶことにより、通常、数
１０μＡオーダーの電流をノイズツェナーダイオードＤ
の供給電流としている。
雑音信号ｎ(t) は、きわめて低い周波数（１０Hz程度）
から数１０ＭHz程度までの電力スペクトラムが平坦なガ
ウス性白色雑音であることが知られており、制限抵抗ｒ
の抵抗値および印加電圧値を選ぶことにより、通常、数
１０μＡオーダーの電流をノイズツェナーダイオードＤ
の供給電流としている。
【００１９】雑音信号発生部１からの雑音信号ｎ(t)
は、ローパスフィルタ３により所定の帯域に制限された
後、Ａ／Ｄ変換器４に入力される。
は、ローパスフィルタ３により所定の帯域に制限された
後、Ａ／Ｄ変換器４に入力される。
【００２０】Ａ／Ｄ変換器４は、入力された雑音信号ｎ
(t) をサンプリングパルス発生部５から入力されるサン
プリングパルスｓ(t) でサンプリングし、このサンプリ
ング値をＡ／Ｄ変換するが、サンプリングパルスｓ(t)
の時間間隔の値は、「数２」で求められた時間τ0 であ
るので、各サンプリング値間は、統計的に独立となるこ
とが保証されている。
(t) をサンプリングパルス発生部５から入力されるサン
プリングパルスｓ(t) でサンプリングし、このサンプリ
ング値をＡ／Ｄ変換するが、サンプリングパルスｓ(t)
の時間間隔の値は、「数２」で求められた時間τ0 であ
るので、各サンプリング値間は、統計的に独立となるこ
とが保証されている。
【００２１】Ａ／Ｄ変換器４による雑音信号ｎ(t) のサ
ンプリング値のＡ／Ｄ変換は、図５に示すように、Ａ／
Ｄ変換クロックパルスＨＣによって行われるが、このＡ
／Ｄ変換クロックパルスＨＣの一つである最小桁クロッ
クパルスＬＣにより、最小桁ビットに生起するデジタル
信号である最小桁信号ＬＳだけを取り出し、この最小桁
信号ＬＳを信号成形回路６を形成するフリップフロップ
回路のＳ入力に入力する。
ンプリング値のＡ／Ｄ変換は、図５に示すように、Ａ／
Ｄ変換クロックパルスＨＣによって行われるが、このＡ
／Ｄ変換クロックパルスＨＣの一つである最小桁クロッ
クパルスＬＣにより、最小桁ビットに生起するデジタル
信号である最小桁信号ＬＳだけを取り出し、この最小桁
信号ＬＳを信号成形回路６を形成するフリップフロップ
回路のＳ入力に入力する。
【００２２】信号成形回路６を形成するフリップフロッ
プ回路のもう一方の入力であるＲ入力には、Ａ／Ｄ変換
器４からの最小桁クロックパルスＬＣと、最小桁信号Ｌ
Ｓの反転信号とを入力するアンド回路７の出力が入力さ
れるので、信号成形回路６であるフリップフロップ回路
は、その出力状態と反対の最小桁信号ＬＳが入力される
度に、その出力状態を反転させ、これにより、図５に図
示したように、“１”と“０”の生起頻度が１／２のラ
ンダムな２値化系列雑音信号である２値化雑音信号Ｒが
生成されて出力される。
プ回路のもう一方の入力であるＲ入力には、Ａ／Ｄ変換
器４からの最小桁クロックパルスＬＣと、最小桁信号Ｌ
Ｓの反転信号とを入力するアンド回路７の出力が入力さ
れるので、信号成形回路６であるフリップフロップ回路
は、その出力状態と反対の最小桁信号ＬＳが入力される
度に、その出力状態を反転させ、これにより、図５に図
示したように、“１”と“０”の生起頻度が１／２のラ
ンダムな２値化系列雑音信号である２値化雑音信号Ｒが
生成されて出力される。
【００２３】Ａ／Ｄ変換器４のＡ／Ｄ変換能力は、その
変換ビット数に依存するが、最小桁信号ＬＳの“１”と
“０”との生起頻度をより正確に１／２にするには、Ａ
／Ｄ変換器４の変換桁数が多い程良いのであるが、この
変換桁数は、実用上は５ビット以上、望ましくは８ビッ
ト以上であれば充分である。
変換ビット数に依存するが、最小桁信号ＬＳの“１”と
“０”との生起頻度をより正確に１／２にするには、Ａ
／Ｄ変換器４の変換桁数が多い程良いのであるが、この
変換桁数は、実用上は５ビット以上、望ましくは８ビッ
ト以上であれば充分である。
【００２４】
【発明の効果】本発明は、上記した構成となっているの
で、以下に示す効果を奏する。２値化雑音の生起頻度が
１／２の一様なデジタル信号（１または０に２値化し
た）を得ることができるので、システムパラメタのラン
ダムな選択或いはデジタル情報のランダムな符号変換等
の他、コンピュータシュミレーション時の乱数としても
応用することができる等、広い分野での有効な利用が可
能である。
で、以下に示す効果を奏する。２値化雑音の生起頻度が
１／２の一様なデジタル信号（１または０に２値化し
た）を得ることができるので、システムパラメタのラン
ダムな選択或いはデジタル情報のランダムな符号変換等
の他、コンピュータシュミレーション時の乱数としても
応用することができる等、広い分野での有効な利用が可
能である。
【００２５】２値化雑音信号を、Ａ／Ｄ変換器の最小桁
信号から直接的に得るので、装置全体の電気的構成をき
わめて簡単なものとすることができると共に、信号の処
理方法が単純の実施が容易である。
信号から直接的に得るので、装置全体の電気的構成をき
わめて簡単なものとすることができると共に、信号の処
理方法が単純の実施が容易である。
【００２６】全体が簡単な構成であるので、その製作が
容易であると共に、その取付けおよび取扱いが容易であ
るので、既存の設備に対しても簡単にかつ容易に取付け
て取り扱うことができる。
容易であると共に、その取付けおよび取扱いが容易であ
るので、既存の設備に対しても簡単にかつ容易に取付け
て取り扱うことができる。
【図１】本発明装置の一実施例の電気回路構成を示す、
ブロック図。
ブロック図。
【図２】図１に示した実施例における雑音信号発生部の
構成例を示す、電気回路図。
構成例を示す、電気回路図。
【図３】理想白色雑音であるガウス性雑音の電力スペク
トラム分布を示す線図。
トラム分布を示す線図。
【図４】雑音信号から得られた自己相関関数の特性線
図。
図。
【図５】雑音信号から２値化雑音信号を得る順序の説明
に供する線図。
に供する線図。
１ ； 雑音信号発生部 ２ ； 増幅器 ３ ； ローパスフィルタ ４ ； Ａ／Ｄ変換器 ５ ； サンプリングパルス発生部 ６ ； 信号成形回路 ７ ； アンド回路 Ｄ ； ノイズツェナーダイオード ｒ ； 制限抵抗 Ｃ ； 直流分カット用コンデンサ Ｒ ； ２値化雑音信号 Ｎ ； 雑音信号の平均電力 ｎ(t) ； 雑音信号 ｓ(t) ； サンプリングパルス Φ（τ）； 自己相関関数 Ｎ(f) ； 理想白色雑音の電力スペクトラム分布 ＬＣ ； 最小桁クロックパルス ＬＳ ； 最小桁信号 ＨＣ ； Ａ／Ｄ変換クロックパルス
Claims (2)
- 【請求項１】 直流成分を除去した確率的特性の既知で
あると共に、所定の帯域に制限されたガウス性雑音信号
(n(t))を出力する雑音信号発生部(1) と、前記雑音信号
(n(t))のサンプリング値間が統計的に独立となる時間間
隔のサンプリングパルス(s(t))を発生するサンプリング
パルス発生部(5) と、前記サンプリングパルス(s(t))に
よる前記雑音信号(n(t))のサンプリング値をＡ／Ｄ変換
する数ビット以上のＡ／Ｄ変換能力を持つＡ／Ｄ変換器
(4) と、該Ａ／Ｄ変換器(4) の最小桁信号(LS)を入力し
て２値化雑音信号(R) を出力する信号成形回路(6) と、
から成る２値化雑音信号発生装置。 - 【請求項２】 雑音信号発生部(1) の雑音発生源を、ノ
イズツェナーダイオード(D) とした請求項１に記載の２
値化雑音信号発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6066020A JPH07273613A (ja) | 1994-04-04 | 1994-04-04 | ２値化雑音信号発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6066020A JPH07273613A (ja) | 1994-04-04 | 1994-04-04 | ２値化雑音信号発生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07273613A true JPH07273613A (ja) | 1995-10-20 |
Family
ID=13303836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6066020A Pending JPH07273613A (ja) | 1994-04-04 | 1994-04-04 | ２値化雑音信号発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07273613A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006054476A1 (ja) * | 2004-11-18 | 2006-05-26 | Niigata Tlo Corporation | 乱数生成方法及び乱数生成装置 |
| JP2009217513A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Le Tekku:Kk | 乱数発生装置及び乱数発生方法 |
-
1994
- 1994-04-04 JP JP6066020A patent/JPH07273613A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006054476A1 (ja) * | 2004-11-18 | 2006-05-26 | Niigata Tlo Corporation | 乱数生成方法及び乱数生成装置 |
| JP2009217513A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Le Tekku:Kk | 乱数発生装置及び乱数発生方法 |
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