JPH07250014A

JPH07250014A - ダイバーシチ受信装置

Info

Publication number: JPH07250014A
Application number: JP6038584A
Authority: JP
Inventors: Yuichi Shiraki; 裕一白木; Kiyohito Tokuda; 清仁徳田; Takao Suzuki; 孝夫鈴木
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1994-03-09
Filing date: 1994-03-09
Publication date: 1995-09-26

Abstract

(57)【要約】【目的】多重遅延を受けた信号を独立に受信したＭ個
の受信信号を１個の検波手段でベースバンドの受信信号
へ変換して再びＭ系統の信号へ分離するようにしたダイ
バーシチ受信装置、において、各受信信号系統間の干渉
を軽減する。【構成】アンテナ１１〜１Ｍ・加算器４０によってＭ
個の受信信号を１つの信号にして１個の準同期検波部５
０によって検波する。その際、乗算器９１〜９Ｍによっ
てＭ個の受信信号とアンテナインデックス付加用符号発
生部１００の付加用時系列符号とを乗算し、また、アン
テナ間干渉除去部６１〜６Ｍによって準同期検波部５０
の出力と付加用時系列符号と付加用時系列符号との相関
検波を行うことによってＭ個の受信信号の干渉を除去し
てＭ系統のベースバンド受信信号へ分離する。インデッ
クス付加用符号として部分相関も小さいもの用いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無線通信、移動無線通
信等における空間ダイバーシチなどのダイバーシチ受信
装置に関するものである。特に、スぺルトル拡散通信シ
ステム又は符号分割多重化（ＣＤＭＡ）通信システムに
おいて空間ダイバーシチによりそれらシステムが固有に
持つパスダイバーシチ効果を活性化させる際に、使用す
るアンテナ数にかかわらずアンテナ受信後の受信装置の
装置規模を増大させることなくパスダイバーシチ効果の
活性化を図り得る空間ダイバーシチに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡでは、用いる拡散符号の自己相
関特性により拡散符号の符号継続時間長（１チップ長）
Ｔc の分解能で受信信号を遅延波に分離して受信でき
る。従って、受信信号の遅延広がりが大きい程、１受信
信号から遅延の異なる多くの分離受信信号を得ることが
でき、これらをダイバーシチ受信信号と見なせば（パス
ダイバーシチ）、ダイバーシチ合成によるＳＮ改善、フ
ェージング軽減というダイバーシチ効果を得ることがで
きる。しかし、システムが対象とするサービスエリアで
生じる遅延波の広がりが小さければパスダイバーシチの
ブランチ数が少なくなり、パスダイバーシチ効果を有効
に機能させることができない。この問題を解決する方法
として、従来、空間ダイバーシチ構成が知られていて、
例えば次記文献では、アンテナ分散システムや遅延付加
ダイバーシチが開示されている。文献：唐沢、岩井、「ＣＤＭＡ移動通信用高耐フェージ
ング基地局アンテナシステム」信学技報、ＲＣＳ９２−
３、p17-p21 1992 遅延付加ダイバーシチでは、アンテナ受信信号を加算し
て１系統の受信信号とするまえに、付加遅延という各ア
ンテナ受信信号の識別のためのインデックスを付加して
おき、スペクトル拡散が持つチップ単位の遅延波分離機
能により、ベースバンドでの各アンテナ受信信号の分離
を行うようにする。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際に
は有限の拡散率で遅延波（１チップ長以上）を完全に分
離すること、即ち拡散符号の１チップ以上の自己相関を
０にすること不可能であり、必ず残留遅延干渉成分が存
在する。しかも他のユーザーからの拡散符号との相互相
関も自己相関と同様０にはならないので、残留他局干渉
成分が残ることになる。このような状況で、単に遅延
を付加してアンテナを連結すると、各々のアンテナから
得られるダイバーシチブランチに他のアンテナ受信信号
を構成する遅延波および他局信号および雑音が干渉雑音
（以後アンテナ間干渉と呼ぶ）として重畳されることに
なり、ダイバーシチブランチのＳＮＲを劣化させると言
う問題がある。即ち、付加遅延という各アンテナ信号に
付加したインデックスは、それぞれのアンテナ信号を取
り出すという行為（重ならない遅延位置での相関検波）
のための良い識別になっても取り出したあとの信号の状
態（ＳＮＲ）の保証という意味では、必ずしも有効なあ
るいわ十分なインデックスとしては機能しないという問
題点がある。更に、このような各ダイバーシチブランチ
のＳＮＲの劣化が起こると、ダイバーシチ合成後ＳＮＲ
の改善とフェージングの低減と言うダイバーシチ効果の
うち合成後ＳＮＲ改善効果が失われ、これがフェージン
グ低減効果を相殺するようになれば（ユーザー数が多い
とき等）結局ダイバーシチ効果を活性化したことにはな
らず逆にシステムパフォーマンスを劣化させる可能性が
あると言う問題がある。従って、本発明の目的は、多重
遅延を受ける信号を離散配置のアンテナで受信してＭ個
の受信信号を得、それを１系統の受信信号に変換して１
系統のキャリア除去手段でベースバンドの受信信号へ変
換し、再びＭ系統の信号へ分離するようにしたダイバー
シチ受信装置において、各受信信号系統間の干渉を軽減
することにあり、インデックス付加用符号として適切な
符号を割り当てるによって達成したものである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明は、離散配置され
たアンテナを有してＭ（Ｍは整数）個の受信信号を得る
手段（１１〜１Ｍ、２１〜２Ｍ、３１〜３Ｍ）と、その
各受信信号に固有に割り当てるインデックス付加用符号
を発生するインデックス付加用符号発生部（１００）
と、その各受信信号に各々の前記インデックス付加用符
号を乗算した後加算する乗積加算手段（９１〜９Ｍ，４
０）と、当該乗積加算手段の出力からキャリア成分を除
去して１系統のベースバンドの受信信号を出力するキャ
リア除去手段（５０）と、そのベースバンド受信信号と
各インデックス付加用符号との相関検波を行いＭ個の系
統の相関検波信号を出力する干渉除去手段（６１〜６
Ｍ）とを有する。そして、本発明では、インデックス付
加用符号発生部（１００）は、インデックス付加用符号
として、ウオルシュ（ｗａｌｓｈ）符号系列のような所
定の直交符号系列に属するＭ個の直交符号からなり、２
分割部分に関する部分相関の差が取り得る最大値が小さ
いのもから選択された符号の組、を発生するものであ
る。

【０００５】

【作用】離散配置のアンテナを用いて受信したＭ個の受
信信号を加算し１系統の乗積加算信号として検波部でキ
ャリア成分を除去し、検出したい受信信号に対応した各
付加用符号との相関検波を行い、Ｍ系統のベースバンド
受信信号に分離する。検出したいアンテナ信号を付加用
符号との相関検波で検波することにより、その相関特性
に応じてた量だけＭ個の受信信号間の干渉を除去出来、
従って、受信装置規模を大きく増大させるこなく、ダイ
バーシチ効果を活性化しうる。本発明では、付加用符号
として直交符号系列に属する符号を採用するため、仮
に、検出したい所望局の送信信号と他局の送信信号が同
期（ビット同期）しているものとすると、Ｍ系統の受信
信号間のマルチパス干渉は完全に除去される。他方、非
同期通信であるため、すなわち、所望局に対する相関検
波期間において非所望局の送信信号における符号反転が
あるため、直交符号を用いたとしても、マルチパス干渉
が生じ、符号反転時点を境界にした２分割部分の部分相
関値の差に対応した干渉が生じることになる。付加用符
号として、２分割部分に関する部分相関値の差が取り得
る最大値が小さい直交符号符号を用いることにより、Ｍ
系統の受信信号間のマルチパス干渉は小さくなる。な
お、２分割部分に関する部分相関の差が取り得る最大値
は、直交符号における部分相関の和が零なので、２分割
部分に関する各部分相関が取り得る最大値でもある。

【０００６】

【実施例】図１は本発明の一実施例のダイバーシチ受信
装置を示すブロック図であり、図２は図１におけるアン
テナインデックス付加用符号発生部回路のブロック図で
ある。なお、この実施例では、アンテナ数に応じて、付
加用符号（付加用時系列符号）を可変設定できるように
構成したものである。図１のアンテナインデックス付加
用符号発生部回路１００において、Ｍ個のアンテナに割
り当てるＭ個のアンテナインデックス付加用時系列符号
を次数ＬH （≧Ｍ）のｗａｌｓｈ行列から選択する。な
お、次数ＬH は、信号処理の可能な速度から制限を受け
るものである。まず、図２の割当直交符号発生部１０１
で、次数ＬHのアダマール行列を生成する。ゲイン・マ
トリックスメモリー部１０２には任意の２つの行の時系
列符号間で生じ得る相互相関の最大平均パワーがメモリ
ーされており、割当決定部１０３では、選ばれたＭ個の
符号の組での最大平均干渉パワー（最大平均パワー）を
算出し、この値が最小となるような符号（行番号）組を
アンテナインデックス付加用時系列符号として決定す
る。

【０００７】図１において、Ｍ個のアンテナ１１〜１Ｍ
でスペクトル拡散された各ユーザーからの送信信号が受
信され、帯域制限部２１〜２Ｍで周波数帯域制限された
のち、付加遅延部３１〜３Ｍでアンテナに固有の量だけ
遅延される。乗算部９１〜９Ｍにおいて、この各遅延ア
ンテナ信号に各アンテナに固有に割り当てられたアンテ
ナインデックス付加用時系列符号を乗算することによっ
て、インデックス乗積アンテナ信号として出力し、加算
部４０において、これら全てのインデックス乗積アンテ
ナ信号を加算し、１系統の復調器入力信号として準同期
検波部５０に入力する。準同期検波部５０で復調器入力
信号のキャリア信号成分が除去され、ベースバンドのイ
ンデックス乗積信号としてアンテナ間干渉除去部６１〜
６Ｍに入力される。各アンテナ間干渉除去部６ｍ（ｍ＝
１〜Ｍ）では、アンテナインデックス付加用符号発生部
１００からの各アンテナに割り当てられた符号とアンテ
ナインデックス符号乗積受信信号との相関検波を行いア
ンテナ再生信号を算出し、これを逆拡散部７１〜７Ｍに
入力する。逆拡散部７１〜７Ｍでは、拡散符号発生部８
０からの所望ユーザの拡散符号とアンテナ再生信号との
相関検波により各アンテナに対するパス分離を行なって
パスブランチ信号を出力する。

【０００８】次にアンテナインデックス付加用符号発生
部の動作を詳細に説明する。図２のアンテナインデック
ス付加用符号発生部１００において、割り当てるべきＭ
個のアンテナインデックス付加用時系列符号を発生ため
に、まず、割当直交符号発生部１０１で、次数ＬH （≧
Ｍ）のｗａｌｓｈ行列Ｈ（生成法はアダマール行列法と
する）を生成し、その各々の行を１シンボルの継続時間
長Ｔｖを有する割当直交時系列符号ｈ(t；ｌ)（tは時間
を表す）として、このなかからアンテナインデックス付
加用時系列符号を選ぶ。ここで、行列Ｈを次式（１ー
１）及び（１ー２）で定義する。

【０００９】

【数１】

【００１０】また、この割当直交符号の１シンボルの継
続時間長Ｔｖは拡散符号の１シンボル（１チップ）の継
続時間長Ｔｃに対する拡散率がＬH であり（Ｔc ＝ＬH
・Ｔv ）、周期Ｔc を有する（ｈ(t+Ｔc;l)＝ｈ(t;
l)）、その相互相関係数は、次式（２ー１）及び（２ー
２）で表わせる。

【００１１】

【数２】

【００１２】また、任意のｔ及び０＜Tx≦TcなるTxに対
して、部分相関に基ずく奇相関係数は、次式（３ー１）
〜（３ー５）で表わせる。

【００１３】

【数３】

【００１４】ゲイン・マトリックスメモリー部１０２に
は、任意の２つの行（Ｌｓ行とＬｓ’行）のｗａｌｓｈ
符号の時系列符号間で生じ得る相互相関の最大平均パワ
ーｇMAX(Ｌｓ,Ｌｓ’)が、予め記憶されている。即ち、
２つの行数の差ΔＬ＝Ｌｓ−Ｌｓ’の素因数分解の２の
べきをｑとすると（ΔＬ＝２のｑ乗・ΔＬ／２のｑ
乗）、次式（４）に従った結果が記憶されている。

【００１５】

【数４】

【００１６】割当符号決定部１０３ではＭ個のアンテナ
に対してＭ個の行番号ＬS(m)（m=1,2,‥M ）（これらの
組をベクトルＳ＝（ＬS(1) ,ＬS(2) ,‥ ,ＬS(M)）で表
す）を取出し、この組において、あるｍ番目のアンテナ
に対する残りのＭ−１個のアンテナからの最大全アンテ
ナ間干渉パワーＧ(m;Ｓ)を、次式（５）に従って算出す
る。

【００１７】

【数５】

【００１８】次に、そのＭ個の干渉パワーＧ(m;Ｓ)の中
で最大値を最も小さくする組み合わせＳを選び、この行
番号列｛ＬS(m) ；m=1,2,‥M｝を割り当て番号列とし、
ｈ(t; ＬS(m)) をアンテナインデックス付加用時系列符
号ｖm(t)としてり当てる。即ち、次式（６ー１）及び
（６ー２）のものを割り当てる。なお、アンテナインデ
ックス付加用時系列符号については、さらに詳細に後述
する。

【００１９】

【数６】

【００２０】次に、この様にして定めたアンテナインデ
ックス付加用時系列符号を用いた場合のダイバーシチ受
信装置の動作及び特性を説明する。アンテナ１ｍ(m=1,
2, …M)で受信される受信信号は帯域制限部２ｍでスペ
クトル拡散帯域幅（ＢSS）に周波数制限されてアンテナ
受信信号ｒm(t)（ｔ：時刻）として受信される。ここで
送信ベースバンド信号の周波数帯域をＢBS，スペクトル
拡散の拡散率をＫとすると、近似的にＢSS＝Ｋ・ＢBSで
ある。また、アンテナ受信信号ｒm(t)は、次式（７）で
表わされる。

【００２１】

【数７】

【００２２】ここで、第ｎ番目のユーザーの送信符号ｓ
n(t)は、ベースバンド信号Ｃn(t)（符号継続時間長Ｔ）
を拡散符号Ｐn(t)（符号（チップ）継続時間長Ｔc ）で
拡散したもので（拡散率Ｋ＝Ｔ／Ｔc ＞１）、アンテナ
１０ｍへの伝搬が複素包絡Ａn,m,j(t)（受信キャリア位
相ωctを基準），遅延τn,m,j(t)を有するＪ個のマルチ
パスからなるとすると、第ｎ番目のユーザーからの受信
信号ｒn,m(t)は、次式（８）となる。

【００２３】

【数８】

【００２４】これらのアンテナ受信信号ｒm(t)は、遅延
付加部３ｍでＴd(m)だけ遅延されたのち、アンテナイン
デクス付加用符号発生部１００からの第ｍアンテナ用の
アンテナインデックス付加用時系列符号ｖm(t)（符号継
続時間長Ｔv，拡散率Ｌ≡Ｔc＝Ｌ・Ｔv ）を乗算し、イ
ンデックス乗積アンテナ信号ｒ'm(t) をうる。インデッ
クス乗積アンテナ信号ｒ'm(t) を全てのアンテナについ
て加算し、復調器入力信号ｒAIC(t)として準同期検波部
５０に入力する。従って、それらは次式（９ー１）及び
（９ー２）で表わせる。

【００２５】

【数９】

【００２６】準同期検波部５０では復調器入力信号ｒAI
C(t)からキャリア信号成分を取り除き、次式（１０）の
ベースバンドのインデックス乗積信号ｄAIC(t)を得る。

【００２７】

【数１０】

【００２８】このインデックス乗積信号ｄAIC(t)は、基
本的にｓn(t)ｖm(t)即ちＰn(t)Ｃn(t)ｖm(t)からなるの
で、準同期検波部５０でのexp｛-jωct｝を乗ずるに相
当する操作は、ｓn(t)ｖm(t)がもつ周波数成分のロスが
少ないように構成する。アンテナ間干渉除去部６１〜６
Ｍ及び逆拡散部７１〜７Ｍを通じて、インデックス乗積
信号ｄAIC(t)から各アンテナ受信波の遅延波を分離抽出
する。

【００２９】今、第ｎ番目のユーザーからの信号の内の
第ｍアンテナの第ｊパスに対する相関検波（遅延；τn,
m,j+Ｔd(m)）に着目した場合、まず、アンテナ間干渉除
去部６ｍでは、拡散符号の１符号ごとに、これに含まれ
るアンテナ間干渉成分を除去する。そのために、インデ
ックス乗積信号ｄAIC(t)と第ｍアンテナ用のアンテナイ
ンデックス付加用時系列符号ｖm(t)との相関検波を、拡
散符号の符号継続長の相関検波区間で行い第ｍアンテナ
再生信号ｄn,m,j(t)を得る。この時、相関検波区間は、
次段の逆拡散部７ｍにおける遅延波τn,m,jに対する遅
延（τn,m,j+Ｔd(m)）の検波区間の開始点から１拡散符
号単位で行う。即ち、次式（１１）のように、行う。

【００３０】

【数１１】

【００３１】逆拡散部７ｍでは、第ｍアンテナ再生信号
ｄn,m,j(t)に対して第ｎユーザー用の拡散符号Ｐn(t)を
用いて逆拡散（相関検波）を行い逆拡散信号ｃn,m,j(t)
を得る。即ち、次式（１２）で表わされる。

【００３２】

【数１２】

【００３３】この相関出力（逆拡散信号）ｃn,m,j(t)を
ｍを１からＭまでｊを１からＪまで合計ＭＪ個分算出す
ることで、各アンテナの各遅延波にたいするブランチ信
号を得る。

【００３４】次に、アンテナインデクス付加用符号発生
部１００において、割当符号発生部１０１で生成される
次数ＬH（≧Ｍ）のアダマール行列のＬH個の行の符号系
列から、アンテナ間干渉が最も小さくなるように選択さ
れたＭ個の行の時系列符号を選択する場合の基準と根拠
についてのべる。選択すべきアンテナインデックス付加
用時系列符号セット｛ｖm(t)｜m=1,2,…,M｝は、より高
いアンテナ間干渉除去効果が得られることが望ましい。
即ち、着目第ｍアンテナ以外からの信号（第ｎ’ユーザ
の第ｍ’アンテナ信号）のある遅延波が第ｍアンテナ再
生信号ｄn,m,j(t)に与える干渉（アンテナ間マルチパス
干渉）ｅn,m,j(t;m')の平均パワーをより小さくするこ
とである。このアンテナ間マルチパス干渉ｅn,m,j(t;
m')について、積分区間は積分区間幅だけを問題にすれ
ばよいので、その複素包絡を簡単のために１とすると、
次式（１３）となる。

【００３５】

【数１３】

【００３６】ここで、Ｃn'(t) Ｐn'(t) が積分内で一定
の場合あるいは、Ｃn'(t)Ｐn'(t)の符号変化点が、ちょ
うど１拡散符号長単位であれば、式（７ー１）より、次
式（１４）となる。

【００３７】

【数１４】

【００３８】ここで、アンテナインデックス付加用時系
列符号の周期が１チップ長Tcでしかも直交符号であるの
で、同期通信では、ＲV(t;m',m) ＝０となり、アンテナ
間マルチパス干渉成分はｅn,m,j(t;m') ＝０となり完全
に除去できる。しかし、アシンクロナスな通信では、他
局信号Ｃn'(t)Ｐn'(t)はランダムなタイミングで重畳さ
れるので、一般的には、他局信号Ｃn'(t)Ｐn'(t)は積分
内の任意の１時点で符号反転が起こりえるので（所望局
マルチパスも同様）、選定すべきアンテナインデックス
付加用時系列符号は、このような状態でもアンテナ間干
渉の低減が図れる必要がある。この場合、その符号反転
時点をTx（０＜Tx≦Tc）とすると、次式（１５）とな
る。

【００３９】

【数１５】

【００４０】符号反転，不反転の確率は共に１／２とみ
なすと、各ｋでのｅn,m,j(t+kTc;m') の平均パワーσe2
(k,Tx;m',m)は、次式（１６）となる。

【００４１】

【数１６】

【００４２】従って、拡散１符号当たりのアンテナ間干
渉エネルギーに対する平均低減ゲインｇ(Tx;m',m)は、
次式（１７）となる。

【００４３】

【数１７】

【００４４】このアンテナ間干渉低減ゲインｇ(Tx;m',
m)は、Tx によってその値が異なり、その最大値をｇMAX
(m',m) とすると、与えられたｍ’，ｍに対してｇMAX
(m',m)がより小さなアンテナインデックス付加用時系列
符号を選定する必要があり、ｇMAX(m',m)の最大値はγV
(t,k,Tx;m',m)の最大値となる。さらに、この最大値は
式（６）から、積分区間［0,Tx］内でｖm'(t+ξ)ｖm(t+
ξ) が同符号の時である。この時γV(t,k,Tx;m',m)＝Tx
／Tcとなる。直交符号であるので、この値をγ'V(t,k,T
x;m',m) が相殺することになり、そのためにはγ'V(t,
k,Tx;m',m)もまた残りの積分区間［Tx,Tc］内で同符号
で構成されていなければならないから、γ'V(t,k,Tx;
m',m)＝−（Tc-Tx）／Tcとなるので、γV(t,k,Tx;m',m)
＝１／２となる。従って、直交符号に対して、アンテナ
間干渉低減のゲインｇ(Tx;m',m)は、次式（１８）とな
る。

【００４５】

【数１８】

【００４６】この制約のもとで、実際に直交符号からな
るべくアンテナ間干渉低減効果の高い符号の組を選ぶこ
とがどの程度可能かは、符号の具体的系列に依存する。
ここで、式（１）に示す様に直交符号として次数ＬH の
ｗａｌｓｈ符号を用い、割当符号発生部１０１でｗａｌ
ｓｈ行列（生成法はアダマール行列法とする）Ｈを生成
し、その行を割当直交時系列符号ｈ(ｎＴｖ；ｌ)とし
て、このなかからアンテナインデックス付加用時系列
符号を選ぶとすると、次のことが見いだされる。即ち、
ｗａｌｓｈ符号の場合、取りだしたＬｓ行とＬｓ’行の
ｇMAX (Ｌｓ,Ｌｓ’)は、行数の差ΔＬ＝Ｌｓ−Ｌｓ’
（但し、Ｌｓ＝Ｌｓ’は含まない）だけに依存し、ΔＬ
の素因数分解の２のべきをｑとすると（ΔＬ＝２のｑ乗
・ΔＬ／２のｑ乗）、次式（１９）となる。

【００４７】

【数１９】

【００４８】ゲインマトリックスメモリー部１０３は、
各Ｌｓ，Ｌｓ’に対してｇMAX(Ｌｓ,Ｌｓ’)（＝ｇMAX
(Ｌｓ’,Ｌｓ)，Ｌｓ，Ｌｓ’＝1,2,…ＬH）をメモリ
するものである。Ｍ個のアンテナに対して選ばれたＭ個
の行番号を｛ＬS(m)；m=1,2,‥M ｝（これをベクトルＳ
＝（ＬS(1),ＬS(2),‥,ＬS(M) ）で表す）とすると、あ
るｍ番目のアンテナに対する残りのＭ−１個のアンテナ
からの最大全アンテナ間干渉パワーは式（２）に示すＧ
(m;Ｓ)となる。割当符号決定部１０３において、最適な
符号の組の選択基準を例えば、選ばれたＭ個の符号が被
る最大全アンテナ間干渉パワーＧ(m;Ｓ)の最大値が最も
小さい組み合わせを選ぶこととして該当するＳを選択す
れば、Ｓに対応する行番号列｛ＬS(m)；m=1,2,‥M ｝を
割り当て番号列とし、ｈ(t;ＬS(m))をアンテナインデッ
クス付加用時系列符号ｖm(t)として割り当てる。即ち、
次式（２０）となる。

【００４９】

【表１】

【００５０】例えば、４次のｗａｌｓｈ符号の場合の算
出されるゲインマトリックスｇMAX(Ｌｓ,Ｌｓ’)を表１
に示す。

【００５１】

【数２０】

【００５２】この結果から２本のアンテナに割り当てる
場合、第１行と第３行を割り当てればアンテナ間干渉は
１／２に低減され、割当決定部１０３による最適化を行
えば、例えば、第１と第２行が選ばれアンテナ間干渉は
最低でも１／８に低減されることになる。この表１は表
現を変えれば、行番号差Ｌs に対して法ＬH ／２による
剰余ΔＬを考えればその剰余列｛ΔＬ｝＝｛0,1 ｝に対
してゲイン列｛ｇMAX(ΔＬ) ｝＝｛1/2,1/8｝が対応す
ると言うことができる。８次のｗａｌｓｈ符号の場合、
法は４であり剰余列｛Δｌ｝＝｛0,1,2,3｝に対してゲ
イン列｛ｇMAX(Δｌ)｝＝｛1/2,1/16,1/8 ｝が対応す
る。従って、例えば３本のアンテナには行番号１から３
を割り当てれば、アンテナ間干渉は最低でも（２・１／
１６＋１／８）／３＝１／１２に低減される。直交符号
を用いた場合、一般に、ゲイン列は少数の離散的な値を
とり、すなわち、２分割部分に関する部分相関の差が取
り得る最大値は少数の離散値であり、前述の４次や８次
のｗａｌｓｈ符号の場合から推察されるように、Ｍ個の
符号の選択においては、部分相関の差が取り得る最大値
が最大のもの、例えばｗａｌｓｈ符号における１／２
を、避けるのみで、アンテナ間干渉（合計）は最小に近
いものとなる。

【００５３】なお、直交符号でない一般の符号系列を用
いる場合は、第Ｌｓ番目の割当時系列符号ｈ(ｎＴｖ；
Ｌｓ)と第Ｌｓ’番目の割当時系列符号ｈ(ｎＴｖ；Ｌ
ｓ’)に対して符号反転長ＴX ＝ｎXＴV）での部分相関
に基づく干渉に対する干渉低減ゲインをｇ(Ｔx;Ｌｓ',
Ｌｓ)とすると、その最大値（ゲイン）ｇMAX(Ｌｓ’,Ｌ
ｓ)は次式（２１）となる。

【００５４】

【数２１】

【００５５】この場合部分相関は、次式（２２）で与え
ればよい。

【００５６】

【数２２】

【００５７】例えば、ＬH ＝４の場合に対して１２段の
ＰＮ符号（ＰＮ(t) ）を４コードずつ遅延させたもの
（ｈ(t；Ls) ＝ＰＮ(t−LH・(Ls-1)) ）を採用し、式
（２１）のアンサンブル平均を１万Ｔｃで行った場合の
ゲインマトリックスは表２に示すようになる。表２にお
いて、ゲインは０．２５を中心に変動しているが、理論
的には１／４になることを見い出すことができ、一般的
には１／Ｍとなる。

【００５８】

【表２】

【００５９】なお、アンテナ数を増加させた場合であっ
ても、必ずしも高次の直交符号系列を用いる必要はな
く、低次ものを繰り返して用いることができる。すなわ
ち、図１及び図２で示した実施例では、直交符号（アン
テナインデックス付加用時系列）の１周期と送信信号の
１チップ長（相関検波区間）とを一致させているが、直
交符号を連結したものもまた直交符号であるので、直交
符号として符号長（ビット長）の短いものを用い、１チ
ップ長において直交符号の２またはそれ以上の周期で繰
り返す如く、割り付けるようにしてもよい。

【００６０】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、アンテナ受信信号を遅延加算する際に互いに相関
の少ない時系列符号を乗算したのちに加算し、この加算
信号と該時系列符号との相関検波に所望アンテナ以外の
受信信号を除去する際に、乗算する時系列符号間の相互
相関を相関検波内で起こり得る部分相関の差の平均パワ
ーを考慮した相互相関を算出しこの最大値が最小となる
組み合わせ選出し各々のアンテナに固有の割り当てる時
系列符号を決定するようにしたので、使用するアンテナ
数に関わらずアンテナ受信後の受信装置の装置規模を増
大させることなく、受信信号を加算したあとでも所望の
受信信号を取り出すことが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のダイバーシチ受信装置を示
すブロック図。

【図２】図１におけるアンテナインデックス用時系列符
号発生部を示すブロック図。

【符号の説明】

１１〜１Ｍアンテナ２１〜２Ｍ帯域制限部３１〜３Ｍ付加遅延部４０加算部５０準同期検波部６１〜６Ｍアンテナ間干渉除去部７１〜７Ｍ逆拡散部８０拡散符号発生部９１〜９Ｍ乗算部１００アンテナインデックス付加用符号発生
部。１０１割当直交符号発生部１０２ゲインマトリックスメモリー部１０３割当符号発生部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】離散配置されたアンテナを有してＭ（Ｍ
は整数）個の受信信号を得る手段と、当該各受信信号に固有に割り当てるＭ個のインデックス
付加用符号を発生するインデックス付加用符号発生部
と、前記各受信信号に各々の前記インデックス付加用符号を
乗算した後加算する乗積加算手段と、当該乗積加算手段の出力からキャリア成分を除去して１
系統のベースバンドの受信信号を出力するキャリア除去
手段と、当該ベースバンドの受信信号とＭ個の前記各インデック
ス付加用符号との相関検波を行い、Ｍ個の系統の相関検
波信号を出力する干渉除去手段とを備え、前記インデックス付加用符号発生部は、前記インデック
ス付加用符号として、所定の直交符号系列に属するＭ個
の直交符号からなり、２分割部分に関する部分相関の差
が取り得る最大値が小さい符号の組、を発生するもので
ある、ことを特徴としたダイバーシチ受信装置。