JPH07244157A - 互いに可動な２つのステーション間の距離測定システム - Google Patents
互いに可動な２つのステーション間の距離測定システムInfo
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- JPH07244157A JPH07244157A JP4273509A JP27350992A JPH07244157A JP H07244157 A JPH07244157 A JP H07244157A JP 4273509 A JP4273509 A JP 4273509A JP 27350992 A JP27350992 A JP 27350992A JP H07244157 A JPH07244157 A JP H07244157A
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
- G01S13/82—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein continuous-type signals are transmitted
- G01S13/84—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein continuous-type signals are transmitted for distance determination by phase measurement
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】ステーション間の距離により左右され、中央ス
テーション内で復調された信号の正負符号及び大きさに
おける位相変動を表わす、第１及び第２のパルスを発生
させ、ステーション間の既知の位相変調を伴う無線リン
クを利用した、距離測定システムを提供する。 【構成】発信電波ＯＥは中央ステーション１から受動端
２に伝送される。受動端２の位相変調回路２０が発信波
ＯＥの合成信号ＳＩを変調し、これを２つの位相状態を
もつ変調された信号ＳＭとして、クロック信号ＣＬのリ
ズムで再度伝送する。中央ステーションでは、変調信号
ＳＭは、４分の１周期だけ位相ずれした２つの信号に復
調される。４分の１周期位相ずれした２つの信号の積及
び整流された４分の１周期位相ずれした信号のモジュー
ル差の正負符号に基づいて、デジタル処理回路１２の両
方向カウンタの計数値の増分又は減分が行なわれ、この
計数値により中央ステーション１から受動端２までの距
離ｄを表示する。
テーション内で復調された信号の正負符号及び大きさに
おける位相変動を表わす、第１及び第２のパルスを発生
させ、ステーション間の既知の位相変調を伴う無線リン
クを利用した、距離測定システムを提供する。 【構成】発信電波ＯＥは中央ステーション１から受動端
２に伝送される。受動端２の位相変調回路２０が発信波
ＯＥの合成信号ＳＩを変調し、これを２つの位相状態を
もつ変調された信号ＳＭとして、クロック信号ＣＬのリ
ズムで再度伝送する。中央ステーションでは、変調信号
ＳＭは、４分の１周期だけ位相ずれした２つの信号に復
調される。４分の１周期位相ずれした２つの信号の積及
び整流された４分の１周期位相ずれした信号のモジュー
ル差の正負符号に基づいて、デジタル処理回路１２の両
方向カウンタの計数値の増分又は減分が行なわれ、この
計数値により中央ステーション１から受動端２までの距
離ｄを表示する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般に、中央ステーショ
ンとこの中央ステーションとの関係において可動の単数
又は複数の端末ステーションの間の距離の測定システム
に関するものであり、ここでこの測定を行なうための回
路は一部分が中央ステーション、一部分が各端末ステー
ションに包含されている。
ンとこの中央ステーションとの関係において可動の単数
又は複数の端末ステーションの間の距離の測定システム
に関するものであり、ここでこの測定を行なうための回
路は一部分が中央ステーション、一部分が各端末ステー
ションに包含されている。
【０００２】
【従来の技術】このような距離測定システムにおいて
は、中央ステーションは、端末ステーションへのマイク
ロ波の発信により、中央ステーションとこの端末ステー
ションの間の可変的な離隔距離を設定することができな
くてはならない。
は、中央ステーションは、端末ステーションへのマイク
ロ波の発信により、中央ステーションとこの端末ステー
ションの間の可変的な離隔距離を設定することができな
くてはならない。
【０００３】先行技術によると、中央ステーションは、
端末ステーションの方向にマイクロ波を発信しこの端末
ステーションによって反射された電波を検出することに
より２つのステーションの間の距離を測定する。ステー
ション間の離隔距離は、発信時点と反射波の受信時点と
の間の遅延にこれらの電波の伝播速度を乗じた積に応じ
て計算される。例えば、このような関係を用いる中央ス
テーションの一実施態様には、可変周波数のマイクロ波
を発信する発信機が含まれ、この周波数はのこぎり波状
に変化する。最小発信周波数に相応する時点ｔ＝ｔ0 ，
ｔ1 ，…において、標的に向かって中央ステーションか
らマイクロ波「パルス」が発信される。マイクロ波の発
信及び反射の伝播時間の間、発信機によって生成された
マイクロ波の周波数は直線的に増加した。又反射波の受
信時点では、この受信時点において発信機が生成した周
波数と発信周波数の間の周波数偏差Δｆに基づいて１つ
の距離を演繹することが可能である。
端末ステーションの方向にマイクロ波を発信しこの端末
ステーションによって反射された電波を検出することに
より２つのステーションの間の距離を測定する。ステー
ション間の離隔距離は、発信時点と反射波の受信時点と
の間の遅延にこれらの電波の伝播速度を乗じた積に応じ
て計算される。例えば、このような関係を用いる中央ス
テーションの一実施態様には、可変周波数のマイクロ波
を発信する発信機が含まれ、この周波数はのこぎり波状
に変化する。最小発信周波数に相応する時点ｔ＝ｔ0 ，
ｔ1 ，…において、標的に向かって中央ステーションか
らマイクロ波「パルス」が発信される。マイクロ波の発
信及び反射の伝播時間の間、発信機によって生成された
マイクロ波の周波数は直線的に増加した。又反射波の受
信時点では、この受信時点において発信機が生成した周
波数と発信周波数の間の周波数偏差Δｆに基づいて１つ
の距離を演繹することが可能である。
【０００４】その他の実施態様も存在するが、つねに複
雑でかつコストの高い回路を必要とし、特別の部門への
応用を制限している。
雑でかつコストの高い回路を必要とし、特別の部門への
応用を制限している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ステ
ーション間の距離により左右される中央ステーション内
で復調された信号の正負符号及び大きさにおける位相変
動を表わすものである第１及び第２のパルスを発生する
ため、ステーション間の既知の位相変調を伴う無線リン
クを利用した距離測定システムを提供することにある。
ーション間の距離により左右される中央ステーション内
で復調された信号の正負符号及び大きさにおける位相変
動を表わすものである第１及び第２のパルスを発生する
ため、ステーション間の既知の位相変調を伴う無線リン
クを利用した距離測定システムを提供することにある。
【０００６】本発明は、以下のような様々な分野におい
て応用できる： −機械部品の誘導，センタリング，位置づけ， −接近検出 −車両の衝突防止用検出 −船舶のドッキング補助 −貯水塔，水門，エレベータ用レベル表示。
て応用できる： −機械部品の誘導，センタリング，位置づけ， −接近検出 −車両の衝突防止用検出 −船舶のドッキング補助 −貯水塔，水門，エレベータ用レベル表示。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的のため、互いに
対し可動な第１及び第２のステーションの間の距離を測
定するためのシステムにおいて、第２のステーション
は、デジタル信号によって第１のステーションが発信し
た搬送信号を、第１のステーションに向かって発信され
る２つの位相状態をもつ変調された信号に変調するため
の手段を含み、第１のステーションは、変調された信号
を１／４周期の位相ずれの復調・ろ過された２つ信号へ
と復調するための復調・ろ過手段、復調・ろ過された信
号の積の正負符号に左右される論理レベルをもつ第１の
論理信号を生成するための手段、及び、復調・ろ過され
た信号のモジュールの差の正負符号によって左右される
論理レベルを有する第２の論理信号を生成するための手
段を含むような距離測定システムは、第１のステーショ
ンがさらに、 −第１及び第２の論理信号のうちの１方が第１及び第２
の論理レベルにあるときそれぞれ第１及び第２の論理信
号のうちのもう一方の第１及び第２の遷移に応えて、又
前記第１及び第２の論理信号のうちの一方が第２及び第
１の論理レベルにあるときそれぞれ第１及び第２の論理
信号のうちのもう一方の第１及び第２の遷移に応えて、
それぞれ第１及び第２のパルスを発生するための第１の
手段、 −第１のパルスを計数し第２のパルスを控除して、前記
距離を表わすパルスの計数値を生成するための両方向カ
ウント用手段； を含むことを特徴とする。
対し可動な第１及び第２のステーションの間の距離を測
定するためのシステムにおいて、第２のステーション
は、デジタル信号によって第１のステーションが発信し
た搬送信号を、第１のステーションに向かって発信され
る２つの位相状態をもつ変調された信号に変調するため
の手段を含み、第１のステーションは、変調された信号
を１／４周期の位相ずれの復調・ろ過された２つ信号へ
と復調するための復調・ろ過手段、復調・ろ過された信
号の積の正負符号に左右される論理レベルをもつ第１の
論理信号を生成するための手段、及び、復調・ろ過され
た信号のモジュールの差の正負符号によって左右される
論理レベルを有する第２の論理信号を生成するための手
段を含むような距離測定システムは、第１のステーショ
ンがさらに、 −第１及び第２の論理信号のうちの１方が第１及び第２
の論理レベルにあるときそれぞれ第１及び第２の論理信
号のうちのもう一方の第１及び第２の遷移に応えて、又
前記第１及び第２の論理信号のうちの一方が第２及び第
１の論理レベルにあるときそれぞれ第１及び第２の論理
信号のうちのもう一方の第１及び第２の遷移に応えて、
それぞれ第１及び第２のパルスを発生するための第１の
手段、 −第１のパルスを計数し第２のパルスを控除して、前記
距離を表わすパルスの計数値を生成するための両方向カ
ウント用手段； を含むことを特徴とする。
【０００８】例えば、第１のパルスは、復調された信号
の位相が増大しステーション間の距離が増加したときに
発生され、第２のパルスは、復調された信号の位相が減
少し距離が短かくなったときに発生される。これらの条
件下で、両方向カウント用手段の計数値は第１のパルス
により増分され第２のパルスにより減分される。
の位相が増大しステーション間の距離が増加したときに
発生され、第２のパルスは、復調された信号の位相が減
少し距離が短かくなったときに発生される。これらの条
件下で、両方向カウント用手段の計数値は第１のパルス
により増分され第２のパルスにより減分される。
【０００９】本発明のその他の特徴及び利点は、対応す
る添付図面を参考にしながら本発明の好ましい実施態様
についての以下の記述を読むことによりさらに明確にな
ることだろう。
る添付図面を参考にしながら本発明の好ましい実施態様
についての以下の記述を読むことによりさらに明確にな
ることだろう。
【００１０】
【実施例】図１を参照すると、中央ステーション１とい
った第１のステーションと受動端タイプの端末ステーシ
ョン２といった第２のステーションとの間の距離の測定
が、前記ステーション及び端末に属する特定の回路を用
いて行なわれる。中央ステーション１は、発信・復調回
路１０，アナログ処理回路１１，デジタル処理回路１２
及びアンテナ１ａを含む。ビーコンとも呼ばれる受動端
２は、位相変調回路２０，整流・ろ過回路２１，クロッ
ク２２，蓄電池Ｂ及びアンテナ２ａを包含する。
った第１のステーションと受動端タイプの端末ステーシ
ョン２といった第２のステーションとの間の距離の測定
が、前記ステーション及び端末に属する特定の回路を用
いて行なわれる。中央ステーション１は、発信・復調回
路１０，アナログ処理回路１１，デジタル処理回路１２
及びアンテナ１ａを含む。ビーコンとも呼ばれる受動端
２は、位相変調回路２０，整流・ろ過回路２１，クロッ
ク２２，蓄電池Ｂ及びアンテナ２ａを包含する。
【００１１】発信・復調回路１０ならびに受動端２は、
データ伝送用無線システムに関するフランス特許出願明
細書ＦＲ−Ａ−２，６３１，７２５号及びＦＲ−Ａ−
２，６５０，９０５号の中で開示されているものとほぼ
類似のものであり、その機能について以下で再度触れて
おく。
データ伝送用無線システムに関するフランス特許出願明
細書ＦＲ−Ａ−２，６３１，７２５号及びＦＲ−Ａ−
２，６５０，９０５号の中で開示されているものとほぼ
類似のものであり、その機能について以下で再度触れて
おく。
【００１２】発信・復調回路１０は、２つの混合管１０
１ａ及び１０１ｂ、π／２位相器１０２及び局所マイク
ロ波発振器１０３を含む。混合管１０１ａ及び１０１ｂ
の２つの第１の入力端は、それぞれ直接及びπ／２移相
器１０２を通してアンテナ１ａの受信ゾーンに接続され
ており、一方混合管１０１ａ及び１０１ｂの２つの第２
の入力端はそれぞれ、局所マイクロ波発振器１０３が生
成したマイクロ波信号ＳＨを受信する。２つの混合管１
０１ａ及び１０１ｂの出力端は、アナログ処理回路１１
のそれぞれの入力端に接続されている。マイクロ波信号
ＳＨは、同様にアンテナ１ａの発信ゾーンに適用される
搬送信号を構成する。中央ステーション１のアンテナ１
ａは、四角形のプリントパターンを伴う平坦なアンテナ
であり、これらのパターンはλ／２に等しい寸法の辺を
有する。なおここでλはマイクロ波信号ＳＨの波長であ
る。アンテナ１ａの発信・受信ゾーンは各々例えば、一
緒に接続され同じ両面プリント板上にプリントされた２
つの四角いパターンで構成されている。ＦＲ−Ａ−２，
６５０，９０５号に記述されているような一実施態様に
従うと、２つの復調器１０１ａ及び１０１ｂ及びπ／２
位相器１０２はプリント板によって支持されていてよ
い。
１ａ及び１０１ｂ、π／２位相器１０２及び局所マイク
ロ波発振器１０３を含む。混合管１０１ａ及び１０１ｂ
の２つの第１の入力端は、それぞれ直接及びπ／２移相
器１０２を通してアンテナ１ａの受信ゾーンに接続され
ており、一方混合管１０１ａ及び１０１ｂの２つの第２
の入力端はそれぞれ、局所マイクロ波発振器１０３が生
成したマイクロ波信号ＳＨを受信する。２つの混合管１
０１ａ及び１０１ｂの出力端は、アナログ処理回路１１
のそれぞれの入力端に接続されている。マイクロ波信号
ＳＨは、同様にアンテナ１ａの発信ゾーンに適用される
搬送信号を構成する。中央ステーション１のアンテナ１
ａは、四角形のプリントパターンを伴う平坦なアンテナ
であり、これらのパターンはλ／２に等しい寸法の辺を
有する。なおここでλはマイクロ波信号ＳＨの波長であ
る。アンテナ１ａの発信・受信ゾーンは各々例えば、一
緒に接続され同じ両面プリント板上にプリントされた２
つの四角いパターンで構成されている。ＦＲ−Ａ−２，
６５０，９０５号に記述されているような一実施態様に
従うと、２つの復調器１０１ａ及び１０１ｂ及びπ／２
位相器１０２はプリント板によって支持されていてよ
い。
【００１３】中央ステーション１と受動端２を含む本発
明に従った測定システムの作動についてここで、図１を
参照しながら総体的に説明する。
明に従った測定システムの作動についてここで、図１を
参照しながら総体的に説明する。
【００１４】局所発振器１０３は、波長λに相当する搬
送周波数Ｆをもつマイクロ波信号ＳＨを生成する。信号
ＳＨは、受動端２のアンテナ２ａとアンテナ１ａの離隔
距離ｄを通して発信される発信波ＯＥを生成するためア
ンテナ１ａの発信ゾーンに適用される。アンテナ２ａは
例えば、小さい両面プリント板上にプリントされた単一
の四角いパターンを含む平坦なアンテナから成る。アン
テナ２ａは、発信波ＯＥを受信する。全く異なる第１及
び第２の伝送ラインがそれぞれアンテナ２ａを位相変調
回路２０の１つの入力端、及び整流・ろ過回路２１の１
つの入力端に接続している。回路２１の出力端は、クロ
ック２２に給電するための給電入力端２２０に接続され
ている。クロック２２の出力端は、位相変調回路２０の
切替え制御入力端２００に接続されている。アンテナ２
ａは、発信波ＯＥの受信に応えて整流・ろ過回路２１に
接続された第１のラインの中でマイクロ波信号ＳＲを生
成する。整流・ろ過回路２１は、例えば、整流ダイオー
ド及びろ過能力を伴うタイプの従来形回路であり、少な
くとも部分的にクロック２２を給電するためクロック２
２の連続的き電電圧２２０を生成するべく信号ＳＲを整
流・ろ過する。このクロックは、応答として、本発明に
従うとクロック信号ＣＬであるデジタル信号を入力端２
００に印加する。小型蓄電池列Ｂは、必要な場合に補足
的連続き電電圧をクロック２２に供給する目的で具備さ
れる。
送周波数Ｆをもつマイクロ波信号ＳＨを生成する。信号
ＳＨは、受動端２のアンテナ２ａとアンテナ１ａの離隔
距離ｄを通して発信される発信波ＯＥを生成するためア
ンテナ１ａの発信ゾーンに適用される。アンテナ２ａは
例えば、小さい両面プリント板上にプリントされた単一
の四角いパターンを含む平坦なアンテナから成る。アン
テナ２ａは、発信波ＯＥを受信する。全く異なる第１及
び第２の伝送ラインがそれぞれアンテナ２ａを位相変調
回路２０の１つの入力端、及び整流・ろ過回路２１の１
つの入力端に接続している。回路２１の出力端は、クロ
ック２２に給電するための給電入力端２２０に接続され
ている。クロック２２の出力端は、位相変調回路２０の
切替え制御入力端２００に接続されている。アンテナ２
ａは、発信波ＯＥの受信に応えて整流・ろ過回路２１に
接続された第１のラインの中でマイクロ波信号ＳＲを生
成する。整流・ろ過回路２１は、例えば、整流ダイオー
ド及びろ過能力を伴うタイプの従来形回路であり、少な
くとも部分的にクロック２２を給電するためクロック２
２の連続的き電電圧２２０を生成するべく信号ＳＲを整
流・ろ過する。このクロックは、応答として、本発明に
従うとクロック信号ＣＬであるデジタル信号を入力端２
００に印加する。小型蓄電池列Ｂは、必要な場合に補足
的連続き電電圧をクロック２２に供給する目的で具備さ
れる。
【００１５】位相変調回路２０は例えば、ＦＲ−Ａ−
２，６５０，９０５号に記されているような電界効果ト
ランジスタを含む。発信波ＯＥの受信に応えて第２のラ
イン内で、搬送周波数Ｆの入信号ＳＩが受動端２のアン
テナ２ａによって供給され、前記トランジスタのドレー
ンに印加される。トランジスタのソースはアースにあ
り、一方トランジスタのグリッドはクロック信号ＣＬを
受信する。クロック２２は発信波ＯＥの受信時点で活動
化させられ、クロック信号ＣＬは第１の半周期中高圧レ
ベルにある；トランジスタは飽和し、入信号ＳＩを受信
する第２のラインは準短絡で終結する。この準短絡レベ
ルで、入信号ＳＩの電界は信号ＳＭＲで反射され、入電
界に比べ反対の位相を呈することにより限界条件を満た
している。逆に第２の半周期の間、クロック信号が低圧
レベルを示す場合、回路２０内の電界効果トランジスタ
はブロックされ、第２のラインは準開路で終結する；信
号ＳＩの電界は入信号と同位相で反射される。かくし
て、それぞれ第１及び第２のクロックＣＬ半周期の際
に、反射信号ＳＭＲは、クロック信号ＣＬの上下レベル
に応答して０及びπの位相ずれを呈する入信号ＳＩから
の搬送波をもつ位相変調された信号である。この反射信
号ＳＭＲは、変調波ＯＭの形で中央ステーション１内の
発信・復調回路１０のアンテナ１ａの方へ放送されるた
めアンテナ２ａへ伝送される。
２，６５０，９０５号に記されているような電界効果ト
ランジスタを含む。発信波ＯＥの受信に応えて第２のラ
イン内で、搬送周波数Ｆの入信号ＳＩが受動端２のアン
テナ２ａによって供給され、前記トランジスタのドレー
ンに印加される。トランジスタのソースはアースにあ
り、一方トランジスタのグリッドはクロック信号ＣＬを
受信する。クロック２２は発信波ＯＥの受信時点で活動
化させられ、クロック信号ＣＬは第１の半周期中高圧レ
ベルにある；トランジスタは飽和し、入信号ＳＩを受信
する第２のラインは準短絡で終結する。この準短絡レベ
ルで、入信号ＳＩの電界は信号ＳＭＲで反射され、入電
界に比べ反対の位相を呈することにより限界条件を満た
している。逆に第２の半周期の間、クロック信号が低圧
レベルを示す場合、回路２０内の電界効果トランジスタ
はブロックされ、第２のラインは準開路で終結する；信
号ＳＩの電界は入信号と同位相で反射される。かくし
て、それぞれ第１及び第２のクロックＣＬ半周期の際
に、反射信号ＳＭＲは、クロック信号ＣＬの上下レベル
に応答して０及びπの位相ずれを呈する入信号ＳＩから
の搬送波をもつ位相変調された信号である。この反射信
号ＳＭＲは、変調波ＯＭの形で中央ステーション１内の
発信・復調回路１０のアンテナ１ａの方へ放送されるた
めアンテナ２ａへ伝送される。
【００１６】アンテナ１ａの受信ゾーンによって捕捉さ
れた変調波ＯＭに応えて、変調信号ＳＭがそれぞれ直接
又はπ／２移相器１０２を通して２つの混合管１０１ａ
及び１０１ｂの２つの第１の入力端に印加される。これ
らの混合管の２つの第２の入力端は、局所発振器１０３
により生成されたマイクロ波信号ＳＨを受信する。２つ
の復調された成分信号Ｘ及びＹがこのとき２つの混合管
１０１ａ及び１０１ｂそれぞれの出力端を通ってアナロ
グ処理回路１１に供給される。回路１０は、従来形の２
つの復調路に対し干渉性（コヒーレント）の復調回路を
構成する。
れた変調波ＯＭに応えて、変調信号ＳＭがそれぞれ直接
又はπ／２移相器１０２を通して２つの混合管１０１ａ
及び１０１ｂの２つの第１の入力端に印加される。これ
らの混合管の２つの第２の入力端は、局所発振器１０３
により生成されたマイクロ波信号ＳＨを受信する。２つ
の復調された成分信号Ｘ及びＹがこのとき２つの混合管
１０１ａ及び１０１ｂそれぞれの出力端を通ってアナロ
グ処理回路１１に供給される。回路１０は、従来形の２
つの復調路に対し干渉性（コヒーレント）の復調回路を
構成する。
【００１７】マイクロ波信号ＳＨの位相がゼロに等しい
基準位相であると仮定すると、信号ＳＨは、 ＳＨ＝ｓｉｎ（ωｔ），なおω＝２πＦ という形で記される。
基準位相であると仮定すると、信号ＳＨは、 ＳＨ＝ｓｉｎ（ωｔ），なおω＝２πＦ という形で記される。
【００１８】信号ＳＨは、受動端２の位相変調回路２０
内でクロック信号ＣＬにより変調されるため発信波ＯＥ
の形で伝送され、変調信号ＳＭを生成するため変調波Ｏ
Ｍの形で「反射」される。この変調信号は、以下のよう
に表わされる： ＳＭ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ）。
内でクロック信号ＣＬにより変調されるため発信波ＯＥ
の形で伝送され、変調信号ＳＭを生成するため変調波Ｏ
Ｍの形で「反射」される。この変調信号は、以下のよう
に表わされる： ＳＭ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ）。
【００１９】なおここで、φは、発信波ＯＥの発信とア
ンテナ１ａによる変調波ＯＭの受信の間の往復伝播時間
の遅延によって導入され従ってステーション１と端末２
の離隔距離と比例するものである位相ずれを表わす。又
δは、クロック信号ＣＬの周波数に位相変調回路２０に
よって導入された０又はπに等しい位相ずれである。
ンテナ１ａによる変調波ＯＭの受信の間の往復伝播時間
の遅延によって導入され従ってステーション１と端末２
の離隔距離と比例するものである位相ずれを表わす。又
δは、クロック信号ＣＬの周波数に位相変調回路２０に
よって導入された０又はπに等しい位相ずれである。
【００２０】従って、２つの混合管１０１ａ及び１０１
ｂの２つの第１の入力端に印加された２つの信号はそれ
ぞれ、以下のように表わされる： ＳＭＸ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ） ＳＭＹ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ＋π／２） すなわち、 ＳＭＸ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ） ＳＭＹ＝ｃｏｓ（ωｔ＋φ＋δ）。
ｂの２つの第１の入力端に印加された２つの信号はそれ
ぞれ、以下のように表わされる： ＳＭＸ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ） ＳＭＹ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ＋π／２） すなわち、 ＳＭＸ＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ） ＳＭＹ＝ｃｏｓ（ωｔ＋φ＋δ）。
【００２１】２つの混合管のそれぞれの出力端では、復
調された成分信号は以下の形で表わされる； Ｘ＝ｓｉｎ（ωｔ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ） Ｙ＝ｓｉｎ（ωｔ）・ｃｏｓ（ωｔ＋φ＋δ）。
調された成分信号は以下の形で表わされる； Ｘ＝ｓｉｎ（ωｔ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ＋δ） Ｙ＝ｓｉｎ（ωｔ）・ｃｏｓ（ωｔ＋φ＋δ）。
【００２２】アナログ回路１１内で行なわれ周波数Ｆ＝
ω／２ｎの２倍の周波数をもつ高調波を拒絶することか
ら成る２つの成分信号Ｘ及びＹのろ過により、ろ過され
た２つの信号が生成され、以下の形で表わされる： ＸF ＝ｃｏｓ（φ＋δ） ＹF ＝ｓｉｎ（φ＋δ）。
ω／２ｎの２倍の周波数をもつ高調波を拒絶することか
ら成る２つの成分信号Ｘ及びＹのろ過により、ろ過され
た２つの信号が生成され、以下の形で表わされる： ＸF ＝ｃｏｓ（φ＋δ） ＹF ＝ｓｉｎ（φ＋δ）。
【００２３】回路１１及び１２の構造及び機能をより正
確に記述する前に、本発明に従った測定システムの機能
を経験に基づいた形で説明するため図４を参照された
い。
確に記述する前に、本発明に従った測定システムの機能
を経験に基づいた形で説明するため図４を参照された
い。
【００２４】図４に示されているフレネルのダイヤグラ
ムにおいては、ダイヤグラムの中心を原点とし成分がＸ
F 及びＹF であるベクトル
ムにおいては、ダイヤグラムの中心を原点とし成分がＸ
F 及びＹF であるベクトル
【数３】 の端部を表わす点Ｍは、２つの成分信号の位相（φ＋
δ）に応じて中心Ｏの円上を移動する。中央ステーショ
ン１との関係における受動端２の相対的な移動に際し、
２つの成分信号ＸF 及びＹF の位相中の位相ずれφは、
中央ステーション１との関係における端末２の離隔及び
接近に応じてそれぞれ増減する。このベクトル表示中、
ベクトル
δ）に応じて中心Ｏの円上を移動する。中央ステーショ
ン１との関係における受動端２の相対的な移動に際し、
２つの成分信号ＸF 及びＹF の位相中の位相ずれφは、
中央ステーション１との関係における端末２の離隔及び
接近に応じてそれぞれ増減する。このベクトル表示中、
ベクトル
【数４】 は両方の方向に従って回転する。本発明によると、デジ
タル処理回路１２内に含まれる両方向カウンタ１２６の
増分及び減分は、この両方向カウンタの中味が各時点に
おいて中央ステーション１と受動端２の離隔距離を表わ
すものとなるように、ベクトル
タル処理回路１２内に含まれる両方向カウンタ１２６の
増分及び減分は、この両方向カウンタの中味が各時点に
おいて中央ステーション１と受動端２の離隔距離を表わ
すものとなるように、ベクトル
【数５】 の回転方向に応じて行なわれる。
【００２５】図２を参照すると、アナログ処理回路１１
は基本的に、２つの前段増幅用正利得増幅器１１０x 及
び１１０y 、２つの１次帯域フィルター１１１x 及び１
１１y 、２つの増幅器１１２x ，１１２y 、２つの二重
交番整流器１１３x 及び１１３y 、減算器１１４及び増
幅器１１５といったさまざまな基本機能回路を含んでい
る。
は基本的に、２つの前段増幅用正利得増幅器１１０x 及
び１１０y 、２つの１次帯域フィルター１１１x 及び１
１１y 、２つの増幅器１１２x ，１１２y 、２つの二重
交番整流器１１３x 及び１１３y 、減算器１１４及び増
幅器１１５といったさまざまな基本機能回路を含んでい
る。
【００２６】なお以下では、図２の基本回路の各々の印
の中で用いられている添字ｘ及びｙがそれぞれ信号Ｘ及
びＹを搬送する復調回路１０の２つの線路にそれぞれ関
係するものであるということを指摘しておきたい。
の中で用いられている添字ｘ及びｙがそれぞれ信号Ｘ及
びＹを搬送する復調回路１０の２つの線路にそれぞれ関
係するものであるということを指摘しておきたい。
【００２７】図２に示されているアナログ回路について
の以下の記述においては、基本回路の実施態様は当業者
にとって既知のものであることから、これらの回路の各
々の中の構成要素については明記していない。それで
も、本発明に基づく距離測定を行なうためアナログ回路
１１の作動にとって有利なものである基本回路に関する
より詳細な説明は提供される。
の以下の記述においては、基本回路の実施態様は当業者
にとって既知のものであることから、これらの回路の各
々の中の構成要素については明記していない。それで
も、本発明に基づく距離測定を行なうためアナログ回路
１１の作動にとって有利なものである基本回路に関する
より詳細な説明は提供される。
【００２８】上述の基本回路は全てＬＦ３５７型といっ
たような演算増幅器から作られているが、これらを演算
増幅器無しで設計することも可能である。
たような演算増幅器から作られているが、これらを演算
増幅器無しで設計することも可能である。
【００２９】図２を参照すると、前段増幅用の２つの増
幅器１１０x 及び１１０y の出力端はそれぞれフィルタ
１１１x ，１１１y の入力端に接続されている。これら
のフィルタの出力端はそれぞれ増幅器１１２x 及び１１
２y の入力端及び二重交番整流器１１３x 及び１１３y
の入力端に接続されている。２つの整流器１１３x 及び
１１３y の出力端は、増幅器１１５の入力端に適用され
た出力端をもつ減算器１１４のそれぞれの２つの入力端
に接続されている。増幅器１１２x ，１１２y及び１１
５の各々の出力端は、それぞれの電圧安定化段１１７
x ，１１７y 、及び１１８を通してデジタル処理回路１
２のそれぞれの入力端に接続されている。各々の電圧安
定化段は、それぞれの増幅器の出力端と直列の抵抗器及
びアースに接続された並列のツェナーダイオードで構成
されており、次のような二重の役割をもつ：すなわち、
−デジタル回路１２に印加される前に、それぞれの増幅
器からの信号を電圧安定化する；−それぞれデジタル回
路１２内で規定された論理信号と互換性のある、それぞ
れの増幅器の出力レベル−１５Ｖ及び１５Ｖに応じて、
代表的には０Ｖ及び５Ｖである２つのレベルをもつ１つ
の信号を生成する。
幅器１１０x 及び１１０y の出力端はそれぞれフィルタ
１１１x ，１１１y の入力端に接続されている。これら
のフィルタの出力端はそれぞれ増幅器１１２x 及び１１
２y の入力端及び二重交番整流器１１３x 及び１１３y
の入力端に接続されている。２つの整流器１１３x 及び
１１３y の出力端は、増幅器１１５の入力端に適用され
た出力端をもつ減算器１１４のそれぞれの２つの入力端
に接続されている。増幅器１１２x ，１１２y及び１１
５の各々の出力端は、それぞれの電圧安定化段１１７
x ，１１７y 、及び１１８を通してデジタル処理回路１
２のそれぞれの入力端に接続されている。各々の電圧安
定化段は、それぞれの増幅器の出力端と直列の抵抗器及
びアースに接続された並列のツェナーダイオードで構成
されており、次のような二重の役割をもつ：すなわち、
−デジタル回路１２に印加される前に、それぞれの増幅
器からの信号を電圧安定化する；−それぞれデジタル回
路１２内で規定された論理信号と互換性のある、それぞ
れの増幅器の出力レベル−１５Ｖ及び１５Ｖに応じて、
代表的には０Ｖ及び５Ｖである２つのレベルをもつ１つ
の信号を生成する。
【００３０】図２の左側に戻ると、回路１０の２つの復
調路から抽出された２つの信号Ｘ及びＹは、それぞれの
帯域フィルタ１１１x 及び１１１y に供給される２つの
増幅された信号ＸA 及びＹA をそれぞれ生成するそれぞ
れの前段増幅用増幅器１１０x 及び１１０y の２つの入
力端に印加される。２つのフィルタ１１１x 及び１１１
y は各々、図１に示されている受動端２の中に含まれて
いるクロック２２により生成されたクロック信号の周波
数を中心とする周波数帯域を有している。干渉性（コヒ
ーレント）復調により得られた局所発振器１０３の周波
数Ｆの２倍の周波数の信号ＸA 及びＸB の高調波の拒絶
は、当然のことながら、低周波数増幅器１１０x 及び１
１０y によって行なわれる。
調路から抽出された２つの信号Ｘ及びＹは、それぞれの
帯域フィルタ１１１x 及び１１１y に供給される２つの
増幅された信号ＸA 及びＹA をそれぞれ生成するそれぞ
れの前段増幅用増幅器１１０x 及び１１０y の２つの入
力端に印加される。２つのフィルタ１１１x 及び１１１
y は各々、図１に示されている受動端２の中に含まれて
いるクロック２２により生成されたクロック信号の周波
数を中心とする周波数帯域を有している。干渉性（コヒ
ーレント）復調により得られた局所発振器１０３の周波
数Ｆの２倍の周波数の信号ＸA 及びＸB の高調波の拒絶
は、当然のことながら、低周波数増幅器１１０x 及び１
１０y によって行なわれる。
【００３１】２つのフィルタ１１１x 及び１１１y はそ
れぞれ、倍数以外前段増幅用増幅器１１０x 及び１１０
y により決定された２つのろ過済み信号ＸF 及びＹF を
生成する；すなわち ＸF ＝ｃｏｓ（φ＋δ） ＹF ＝ｓｉｎ（φ＋δ）
れぞれ、倍数以外前段増幅用増幅器１１０x 及び１１０
y により決定された２つのろ過済み信号ＸF 及びＹF を
生成する；すなわち ＸF ＝ｃｏｓ（φ＋δ） ＹF ＝ｓｉｎ（φ＋δ）
【００３２】ろ過済み信号ＸF 及びＹF は２つの増幅器
１１２x 及び１１２y のそれぞれの入力端に印加され
る。２つの増幅器１１２x 及び１１２y は、非直線状態
で作動するように設計されている。この目的のため、増
幅器１１２x 及び１１２y に高い利得を付与するためこ
れらの増幅器の中に含まれたそれぞれの適切な構成要素
が具備されている。かくして、ろ過済み信号ＸF 及びＹ
F がゼロよりやや大きい場合、非直線状態で作動する増
幅器１１２x 及び１１２y のそれぞれからの信号は、そ
れぞれ増幅器１１２x 及び１１２y の中に含まれた演算
増幅器の正のき電電圧＋Ｖａｌｉｍに等しい電圧レベル
をもつ。逆に言うと、ろ過済み信号ＸF 及びＹF がゼロ
よりやや低い場合、増幅器１１２x 及び１１２y のそれ
ぞれからの信号は、前記演算増幅器の「負の」き電電圧
である−Ｖａｌｉｍに等しい電圧レベルを有する。増幅
器１０２x 及び１０２y から出た信号はそれぞれ、回路
１２内で規定された第１及び第２の論理レベルにそれぞ
れ相応する＋０ボルトと＋５ボルトの第１及び第２の電
圧レベルをもつデジタル信号Ｘn 及びＹn を生成する２
つの電圧安定化段１１７x 及び１１７y に印加される。
かくして、信号Ｘn 及びＹn は、復調されろ過された信
号ＸF 及びＹF の正負符号を表わすものである。
１１２x 及び１１２y のそれぞれの入力端に印加され
る。２つの増幅器１１２x 及び１１２y は、非直線状態
で作動するように設計されている。この目的のため、増
幅器１１２x 及び１１２y に高い利得を付与するためこ
れらの増幅器の中に含まれたそれぞれの適切な構成要素
が具備されている。かくして、ろ過済み信号ＸF 及びＹ
F がゼロよりやや大きい場合、非直線状態で作動する増
幅器１１２x 及び１１２y のそれぞれからの信号は、そ
れぞれ増幅器１１２x 及び１１２y の中に含まれた演算
増幅器の正のき電電圧＋Ｖａｌｉｍに等しい電圧レベル
をもつ。逆に言うと、ろ過済み信号ＸF 及びＹF がゼロ
よりやや低い場合、増幅器１１２x 及び１１２y のそれ
ぞれからの信号は、前記演算増幅器の「負の」き電電圧
である−Ｖａｌｉｍに等しい電圧レベルを有する。増幅
器１０２x 及び１０２y から出た信号はそれぞれ、回路
１２内で規定された第１及び第２の論理レベルにそれぞ
れ相応する＋０ボルトと＋５ボルトの第１及び第２の電
圧レベルをもつデジタル信号Ｘn 及びＹn を生成する２
つの電圧安定化段１１７x 及び１１７y に印加される。
かくして、信号Ｘn 及びＹn は、復調されろ過された信
号ＸF 及びＹF の正負符号を表わすものである。
【００３３】図４を参照すると、平角に相応する４つの
角領域がフレネルのダイヤグラムの円を中心に表わされ
ている。２つの角領域は実線の半円によって概略的に表
わされ、もう２つは、破線の半円により表わされてい
る。電圧安定化段１１７x からのデジタル信号Ｘn は、
増幅器１１２x の入力端に印加されたろ過済み信号ＸF
がゼロより大きいつまり正の振幅をもつ場合、第２の論
理レベル「１」を有する。逆に、前記ろ過済み信号ＹF
がゼロより小さいつまり負の振幅をもつ場合、デジタル
信号Ｘn は第１の電圧レベル「０」を有する。図４に示
されているように、間隔〔π／２，−π／２〕及び〔−
π／２，π／２〕で規定されている２つの破線の半円は
それぞれ、信号Ｘn の第１及び第２の論理レベルに相応
する。同様に、デジタル信号Ｙn は、増幅器１１２y の
入力端に印加されたろ過済み信号ＹF がそれぞれゼロよ
り大きい及びゼロより小さい振幅をもつ場合（つまりこ
れは破線で表わした２つの半円〔０，π〕及び〔−π，
０〕に相応する）、論理レベル「１」及び「０」を提供
する。
角領域がフレネルのダイヤグラムの円を中心に表わされ
ている。２つの角領域は実線の半円によって概略的に表
わされ、もう２つは、破線の半円により表わされてい
る。電圧安定化段１１７x からのデジタル信号Ｘn は、
増幅器１１２x の入力端に印加されたろ過済み信号ＸF
がゼロより大きいつまり正の振幅をもつ場合、第２の論
理レベル「１」を有する。逆に、前記ろ過済み信号ＹF
がゼロより小さいつまり負の振幅をもつ場合、デジタル
信号Ｘn は第１の電圧レベル「０」を有する。図４に示
されているように、間隔〔π／２，−π／２〕及び〔−
π／２，π／２〕で規定されている２つの破線の半円は
それぞれ、信号Ｘn の第１及び第２の論理レベルに相応
する。同様に、デジタル信号Ｙn は、増幅器１１２y の
入力端に印加されたろ過済み信号ＹF がそれぞれゼロよ
り大きい及びゼロより小さい振幅をもつ場合（つまりこ
れは破線で表わした２つの半円〔０，π〕及び〔−π，
０〕に相応する）、論理レベル「１」及び「０」を提供
する。
【００３４】ろ過済み信号ＸF 及びＹF は同様に、信号
ＸF 及びＹF のモジュールを表わす整流された信号｜Ｘ
｜及び｜Ｙ｜を生成するため、２つの二重交番整流器１
１３x 及び１１３y にそれぞれ印加される。整流された
２つの信号｜Ｘ｜及び｜Ｙ｜は、これらの信号｜Ｘ｜及
び｜Ｙ｜の差に等しいモジュール差信号（｜Ｘ｜−｜Ｙ
｜）を生成する減算器１１４の２つの入力端のそれぞれ
に印加される。二重交番整流器１１３x 及び１１３y の
出力端と減算器１１４の間には、整流を完璧なものにす
るため、平滑化用２重セル１１６を介在させることがで
きる。差の信号（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）は、電圧安定化段１
１８が後に続く増幅器１１５の入力端に印加される。増
幅器１１５は、増幅器１１２x 及び１１２y に類似のタ
イプのものである。電圧安定化段１１８の出力端では、
次の式により定義づけされるスイッチングデジタル信号
ＸF 及びＹF のモジュールを表わす整流された信号｜Ｘ
｜及び｜Ｙ｜を生成するため、２つの二重交番整流器１
１３x 及び１１３y にそれぞれ印加される。整流された
２つの信号｜Ｘ｜及び｜Ｙ｜は、これらの信号｜Ｘ｜及
び｜Ｙ｜の差に等しいモジュール差信号（｜Ｘ｜−｜Ｙ
｜）を生成する減算器１１４の２つの入力端のそれぞれ
に印加される。二重交番整流器１１３x 及び１１３y の
出力端と減算器１１４の間には、整流を完璧なものにす
るため、平滑化用２重セル１１６を介在させることがで
きる。差の信号（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）は、電圧安定化段１
１８が後に続く増幅器１１５の入力端に印加される。増
幅器１１５は、増幅器１１２x 及び１１２y に類似のタ
イプのものである。電圧安定化段１１８の出力端では、
次の式により定義づけされるスイッチングデジタル信号
【数６】 が得られる；（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）≧０の場合
【数７】 及び（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）＜０の場合
【数８】 。
【００３５】このことはすなわち、正及び負のモジュー
ル差信号（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）の値について、スイッチン
グデジタル信号
ル差信号（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）の値について、スイッチン
グデジタル信号
【数９】 が、図４に２つの四分円対〔７π／４，π／４〕，〔３
π／４，５π／４〕及び〔π／４，３π／４〕，〔５π
／４，７π／４〕によって表わされているように、第２
のレベル「１」及び第１のレベル「０」にそれぞれある
ということを意味している。
π／４，５π／４〕及び〔π／４，３π／４〕，〔５π
／４，７π／４〕によって表わされているように、第２
のレベル「１」及び第１のレベル「０」にそれぞれある
ということを意味している。
【００３６】図３を参照しながら、ここでデジタル処理
回路について説明する。この回路には、２つの入力端を
伴う排他的ＯＲゲート１２１，両方向カウント用パルス
発生回路１２３及び両方向カウンタ１２６を含む。
回路について説明する。この回路には、２つの入力端を
伴う排他的ＯＲゲート１２１，両方向カウント用パルス
発生回路１２３及び両方向カウンタ１２６を含む。
【００３７】デジタル信号Ｘn 及びＹn は排他的ＯＲゲ
ート１２１の２つの入力端に印加され、このゲートはこ
れに応えて第１の抑制信号ＩＮ1 と呼ばれる第１の論理
信号を生成する。図４を参照して、第１の抑制信号ＩＮ
1 のレベルが信号ＸF 及びＹF の積の正負符号を表わす
ものであることに留意されたい。ここで説明する好まし
い実施態様に従うと、信号ＩＮ1 は、信号ＸF 及びＹF
の積が正及び負であるときそれぞれ第１及び第２の論理
レベル「０」及び「１」を有する。信号ＩＮ1 は回路１
２３のゼロ復帰端子ＢＲに印加され、一方信号
ート１２１の２つの入力端に印加され、このゲートはこ
れに応えて第１の抑制信号ＩＮ1 と呼ばれる第１の論理
信号を生成する。図４を参照して、第１の抑制信号ＩＮ
1 のレベルが信号ＸF 及びＹF の積の正負符号を表わす
ものであることに留意されたい。ここで説明する好まし
い実施態様に従うと、信号ＩＮ1 は、信号ＸF 及びＹF
の積が正及び負であるときそれぞれ第１及び第２の論理
レベル「０」及び「１」を有する。信号ＩＮ1 は回路１
２３のゼロ復帰端子ＢＲに印加され、一方信号
【数１０】 は回路１２３の入力端子ＢＥに適用される。
【００３８】両方向カウント用パルス発生回路１２５は
３つのインバータ１２２，１２５ａ及び１２５ｂ、４つ
の単安定マルチバイブレータ１２５ｃ，１２５ｄ，１２
５ｅ及び１２５ｆ及び２つの入力端をもつ２つのＯＵゲ
ート１２５ｇ及び１２５ｈを含む。
３つのインバータ１２２，１２５ａ及び１２５ｂ、４つ
の単安定マルチバイブレータ１２５ｃ，１２５ｄ，１２
５ｅ及び１２５ｆ及び２つの入力端をもつ２つのＯＵゲ
ート１２５ｇ及び１２５ｈを含む。
【００３９】回路１２５の４つの単安定マルチバイブレ
ータは、そのそれぞれのゼロ復帰入力端ＲＺの共通のリ
ンクによって、対１２５ｃ−１２５ｄ及び１２５ｅ−１
２５ｆを成して連結されている。各対内の第１のマルチ
バイブレータ１２５ｃ及び１２５ｅの入力端Ｅは端子Ｂ
Ｅに接続され、直接論理信号
ータは、そのそれぞれのゼロ復帰入力端ＲＺの共通のリ
ンクによって、対１２５ｃ−１２５ｄ及び１２５ｅ−１
２５ｆを成して連結されている。各対内の第１のマルチ
バイブレータ１２５ｃ及び１２５ｅの入力端Ｅは端子Ｂ
Ｅに接続され、直接論理信号
【数１１】 を受信する。第２のマルチバイブレータ１２５ｄ及び１
２５ｆの入力端は、それぞれ端子ＢＥ及びインバータ１
２５ａ及び１２５ｂを通して信号
２５ｆの入力端は、それぞれ端子ＢＥ及びインバータ１
２５ａ及び１２５ｂを通して信号
【数１２】 を受信する。直接入力式マルチバイブレータと呼ばれる
第１のマルチバイブレータ１２５ｃ及び１２５ｅは、パ
ルスを発生するためスイッチング信号
第１のマルチバイブレータ１２５ｃ及び１２５ｅは、パ
ルスを発生するためスイッチング信号
【数１３】 の中で第１のレベル「０」から第２のレベル「１」への
第１の遷移を検出する。これらのパルスの接続時間Ｔ
は、単安定マルチバイブレータ内の抵抗性−容量性回路
（図示せず）により左右される。ここで、マルチバイブ
レータが以下で見ていくように両方向カウンタ１２６の
計数値の増分又は減分を可能にするのに充分な幅のパル
スを発生するように、マルチバイブレータの各々のため
に抵抗性−容量性回路が選ばれるということに留意され
たい。逆入力マルチバイブレータと呼ばれる第２のマル
チバイブレータ１２５ｄ及び１２５ｆは、同様にパルス
を生成するためスイッチング信号
第１の遷移を検出する。これらのパルスの接続時間Ｔ
は、単安定マルチバイブレータ内の抵抗性−容量性回路
（図示せず）により左右される。ここで、マルチバイブ
レータが以下で見ていくように両方向カウンタ１２６の
計数値の増分又は減分を可能にするのに充分な幅のパル
スを発生するように、マルチバイブレータの各々のため
に抵抗性−容量性回路が選ばれるということに留意され
たい。逆入力マルチバイブレータと呼ばれる第２のマル
チバイブレータ１２５ｄ及び１２５ｆは、同様にパルス
を生成するためスイッチング信号
【数１４】 の中で第２のレベル「１」から第１のレベル「０」への
第２の遷移を検出する。
第２の遷移を検出する。
【００４０】第１の対の第１及び第２の単安定マルチバ
イブレータ１２５ｃ及び１２５ｄの出力端Ｑは、それぞ
れＯＲゲート１２５ｇ及び１２５ｈの入力端に接続され
るため第２の対の第２及び第１の単安定マルチバイブレ
ータ１２５ｆ及び１２５ｅの出力端Ｑとそれぞれ組合わ
されている。各マルチバイブレータ対のゼロ復帰用共通
リンクの各々が第２のレベル「１」の信号を全く受信し
ないと仮定することにより、信号
イブレータ１２５ｃ及び１２５ｄの出力端Ｑは、それぞ
れＯＲゲート１２５ｇ及び１２５ｈの入力端に接続され
るため第２の対の第２及び第１の単安定マルチバイブレ
ータ１２５ｆ及び１２５ｅの出力端Ｑとそれぞれ組合わ
されている。各マルチバイブレータ対のゼロ復帰用共通
リンクの各々が第２のレベル「１」の信号を全く受信し
ないと仮定することにより、信号
【数１５】 の第１及び第２の遷移に応えてＯＲゲート１２５ｇ及び
１２５ｈの出力端で第２のレベル「１」のパルスＩi 及
びＩd が得られ、ここでこれらのパルスの持続時間はマ
ルチバイブレータの中に含まれ好ましくは同一のもので
ある抵抗性−容量性回路によって決定される。ＯＲゲー
ト１２５ｇ及び１２５ｈの出力端はそれぞれ、両方向カ
ウンタ１２６の増分ＵＰ及び減分ＤＯＷＮ入力端に接続
されている。図示されている実施態様によると、排他的
ＯＲゲート１２１の出力端は、端子ＢＲを介して、それ
ぞれ直接及びインバータ１２２を通して第１及び第２の
単安定マルチバイブレータ対１２５ｃ−１２５ｄ及び１
２５ｅ−１２５ｆのゼロ復帰リンクに接続されている。
かくして、第１の対のゼロ復帰リンクは第１の抑制信号
ＩＮ1 を受信し、一方第２の対のゼロ復帰リンクは第２
の抑制信号ＩＮ2 と呼ばれる信号ＩＮ1 の相補信号を受
信する。
１２５ｈの出力端で第２のレベル「１」のパルスＩi 及
びＩd が得られ、ここでこれらのパルスの持続時間はマ
ルチバイブレータの中に含まれ好ましくは同一のもので
ある抵抗性−容量性回路によって決定される。ＯＲゲー
ト１２５ｇ及び１２５ｈの出力端はそれぞれ、両方向カ
ウンタ１２６の増分ＵＰ及び減分ＤＯＷＮ入力端に接続
されている。図示されている実施態様によると、排他的
ＯＲゲート１２１の出力端は、端子ＢＲを介して、それ
ぞれ直接及びインバータ１２２を通して第１及び第２の
単安定マルチバイブレータ対１２５ｃ−１２５ｄ及び１
２５ｅ−１２５ｆのゼロ復帰リンクに接続されている。
かくして、第１の対のゼロ復帰リンクは第１の抑制信号
ＩＮ1 を受信し、一方第２の対のゼロ復帰リンクは第２
の抑制信号ＩＮ2 と呼ばれる信号ＩＮ1 の相補信号を受
信する。
【００４１】図５Ａ及び図５Ｂを参照すると、２つの時
間的ダイヤグラムが、相対的な接近及び離隔に対応する
中央ステーション１と受動端２の間の２つの相対的移動
方向についてのデジタル処理回路の作動を示している。
間的ダイヤグラムが、相対的な接近及び離隔に対応する
中央ステーション１と受動端２の間の２つの相対的移動
方向についてのデジタル処理回路の作動を示している。
【００４２】図５Ａの第１の時間的ダイヤグラムにおい
ては、ベクトル
ては、ベクトル
【数１６】 が、中央ステーション１と受動端２の間に与えられた移
動方向に関連した正の三角法による方向に従って回転を
行なうものと仮定する。時間的ダイヤグラムの２本の最
初のラインは、ベクトル
動方向に関連した正の三角法による方向に従って回転を
行なうものと仮定する。時間的ダイヤグラムの２本の最
初のラインは、ベクトル
【数１７】 の位相（φ＋δ）に応じての第１及び第２のマルチバイ
ブレータ対のゼロ復帰リンクにそれぞれ印加された第１
及び第２の抑制信号ＩＮ1 及びＩＮ2 のそれぞれの状態
を示している。第３のラインは、位相（φ＋δ）に応じ
ての両方向カウント用パルス発生回路１２３の入力端に
印加されたデジタル信号
ブレータ対のゼロ復帰リンクにそれぞれ印加された第１
及び第２の抑制信号ＩＮ1 及びＩＮ2 のそれぞれの状態
を示している。第３のラインは、位相（φ＋δ）に応じ
ての両方向カウント用パルス発生回路１２３の入力端に
印加されたデジタル信号
【数１８】 の値を示す。第４及び第６のラインは、第１の対１２５
ｃ−１２５ｄの第１及び第２のマルチバイブレータによ
り発生されたそれぞれのパルスを示し、一方第５及び第
７のラインは、第２の対１２５ｅ〜１２５ｆの第２及び
第１のマルチバイブレータによって発生されたパルスに
関するものである。
ｃ−１２５ｄの第１及び第２のマルチバイブレータによ
り発生されたそれぞれのパルスを示し、一方第５及び第
７のラインは、第２の対１２５ｅ〜１２５ｆの第２及び
第１のマルチバイブレータによって発生されたパルスに
関するものである。
【００４３】第１の対１２５ｃ−１２５ｄのマルチバイ
ブレータの出力端は、第１の抑制信号ＩＮ1 の第２のレ
ベル「１」により抑制され、第２の対１２５ｅ〜１２５
ｆのマルチバイブレータの出力端は、第２の抑制信号Ｉ
Ｎ2 の第２のレベル「１」によって抑制されている。マ
ルチバイブレータ１２５ｃ及び１２５ｆによって発生さ
れたパルスはそれぞれ、図５Ａ内に斜線の付いたパルス
及び破線で表わされた矢印によって示されているよう
に、第１及び第２の抑制信号ＩＮ1 及びＩＮ2 の第２の
レベル「１」により抑制される。かくして、ＯＵゲート
１２５ｈの中で両方向カウンタ１２６の入力端ＤＯＷＮ
に印加された減分パルスＩd の形に組合わされるマルチ
バイブレータ１２５ｄ及び１２５ｅによって発生された
パルスのみが、両方向カウンタ１２６の計数値を減分さ
せる。
ブレータの出力端は、第１の抑制信号ＩＮ1 の第２のレ
ベル「１」により抑制され、第２の対１２５ｅ〜１２５
ｆのマルチバイブレータの出力端は、第２の抑制信号Ｉ
Ｎ2 の第２のレベル「１」によって抑制されている。マ
ルチバイブレータ１２５ｃ及び１２５ｆによって発生さ
れたパルスはそれぞれ、図５Ａ内に斜線の付いたパルス
及び破線で表わされた矢印によって示されているよう
に、第１及び第２の抑制信号ＩＮ1 及びＩＮ2 の第２の
レベル「１」により抑制される。かくして、ＯＵゲート
１２５ｈの中で両方向カウンタ１２６の入力端ＤＯＷＮ
に印加された減分パルスＩd の形に組合わされるマルチ
バイブレータ１２５ｄ及び１２５ｅによって発生された
パルスのみが、両方向カウンタ１２６の計数値を減分さ
せる。
【００４４】図５Ｂの時間的ダイヤグラムは、負の三角
法上の方向に従いかつ中央ステーション１と受動端２の
間の上述の方向とは反対の相対的移動に相応するベクト
ル
法上の方向に従いかつ中央ステーション１と受動端２の
間の上述の方向とは反対の相対的移動に相応するベクト
ル
【数１９】 の回転方向に関するものである。上述のものとは反対の
結果が得られ、ＯＵゲート１２５ｇから出る増分パルス
Ｉi のみが、両方向カウンタ１２６の入力端ＵＰに印加
される。
結果が得られ、ＯＵゲート１２５ｇから出る増分パルス
Ｉi のみが、両方向カウンタ１２６の入力端ＵＰに印加
される。
【００４５】このようなシステムの解像度は、それ自体
中央ステーション１と受動端２の間の相対的移動方向つ
まり位相（φ＋δ）の２πの増加又は減少の関数である
４つの増分又は減分によって左右される。システムの解
像度は、中央ステーション１の発振器１０３の振動周波
数Ｆの変更により「調整可能」である。
中央ステーション１と受動端２の間の相対的移動方向つ
まり位相（φ＋δ）の２πの増加又は減少の関数である
４つの増分又は減分によって左右される。システムの解
像度は、中央ステーション１の発振器１０３の振動周波
数Ｆの変更により「調整可能」である。
【００４６】図６に示されているデジタル処理回路１２
Ａは、距離測定システムの解像度をさらに改善する。
Ａは、距離測定システムの解像度をさらに改善する。
【００４７】回路１２Ａは、回路１２と同様に、排他的
ＯＵゲート１２１Ａ，第１の両方向カウント用パルス発
生回路１２３Ａ及び両方向カウンタ１２６Ａを含み、さ
らに補足的に第２の両方向カウント用パルス発生回路１
２３Ｂ，インバータ１２７及び２つの入力端を伴う２つ
のＯＲゲート１２８ｉ及び１２８ｄを含む。
ＯＵゲート１２１Ａ，第１の両方向カウント用パルス発
生回路１２３Ａ及び両方向カウンタ１２６Ａを含み、さ
らに補足的に第２の両方向カウント用パルス発生回路１
２３Ｂ，インバータ１２７及び２つの入力端を伴う２つ
のＯＲゲート１２８ｉ及び１２８ｄを含む。
【００４８】回路１２３Ａ及び１２３Ｂは図３に示され
ている回路１２３と同一であり、従って各々、直接入力
及び逆入力の単安定マルチバイブレータを２対含んでい
る。
ている回路１２３と同一であり、従って各々、直接入力
及び逆入力の単安定マルチバイブレータを２対含んでい
る。
【００４９】単安定マルチバイブレータ及びゼロ復帰入
力端に関係する第１の回路１２３Ａの端子ＢＥＡ及びＢ
ＲＡは、回路１２３についてと同様に、アナログ処理回
路１１の信号
力端に関係する第１の回路１２３Ａの端子ＢＥＡ及びＢ
ＲＡは、回路１２３についてと同様に、アナログ処理回
路１１の信号
【数２０】 及びゲート１２１と同じゲート１２１Ａの出力端の積信
号ＩＮ1 をそれぞれ受信する。その結果、回路１２３Ａ
の２つの出力端により増分パルスＩＡi と減分パルスＩ
Ａd が発生され、これはパルスＩi 及びＩd と同一であ
る。
号ＩＮ1 をそれぞれ受信する。その結果、回路１２３Ａ
の２つの出力端により増分パルスＩＡi と減分パルスＩ
Ａd が発生され、これはパルスＩi 及びＩd と同一であ
る。
【００５０】第１のパルス発生回路１２３Ａとは異な
り、第２の回路１２３Ｂは、信号ＩＮ1 を受信する４つ
の単安定マルチバイブレータの入力端Ｅに関係する入力
端子ＢＥＢ及び、インバータ１２７を介して信号
り、第２の回路１２３Ｂは、信号ＩＮ1 を受信する４つ
の単安定マルチバイブレータの入力端Ｅに関係する入力
端子ＢＥＢ及び、インバータ１２７を介して信号
【数２１】 の相補信号を受信するゼロ復帰端子ＢＲＢを有する。
【００５１】信号ＩＮ1 及び
【数２２】 内の遷移が互いにπ／４ずれていることがわかっている
ため、第２の回路１２３Ｂの出力端の増分パルスＩＢi
及びＩＢd は第１の回路１２３Ａの出力端のパルスＩＡ
i 及びＩＡd との関係においてπ／４だけずれている。
一方、信号ＩＮ1及び
ため、第２の回路１２３Ｂの出力端の増分パルスＩＢi
及びＩＢd は第１の回路１２３Ａの出力端のパルスＩＡ
i 及びＩＡd との関係においてπ／４だけずれている。
一方、信号ＩＮ1及び
【数２３】 の役目は回路１２３Ａと１２３Ｂにおいて逆転している
ことから、減分パルスＩＡd 及びＩＢd は、正の三角法
方向に沿ったベクトル
ことから、減分パルスＩＡd 及びＩＢd は、正の三角法
方向に沿ったベクトル
【数２４】 の回転に相応するステーションの相対的移動の際に回路
１２３Ａ及び１２３Ｂ内に含まれているゲート１２５ｈ
によって生成され（図５Ａ）、一方増分パルスＩＡi 及
びＩＢi は、負の三角法方向に沿ったベクトル
１２３Ａ及び１２３Ｂ内に含まれているゲート１２５ｈ
によって生成され（図５Ａ）、一方増分パルスＩＡi 及
びＩＢi は、負の三角法方向に沿ったベクトル
【数２５】 の回転に相応する前述の方向とは反対の方向へのステー
ションの相対的移動の際に回路１２３Ａ及び１２３Ｂの
中に含まれているゲート１２５ｇによって生成される
（図５Ｂ）。
ションの相対的移動の際に回路１２３Ａ及び１２３Ｂの
中に含まれているゲート１２５ｇによって生成される
（図５Ｂ）。
【００５２】パルスＩＡi 及びＩＢi は、両方向カウン
タ１２６Ａの増分入力端ＵＰに接続された出力端をもつ
ゲート１２８ｉの入力端に印加される。パルスＩＡd 及
びＩＢd は、両方向カウンタ１２６Ａの減分入力端ＤＯ
ＷＮに接続された出力端をもつゲート１２８ｄの入力端
に印加される。これらの条件下で、２πの位相φ＋δの
変動に相応する移動の間、両方向カウンタ１２６Ａの入
力端の１つに、π／４だけずらされた８つのパルスが印
加される。かくして回路１２Ａを含む測定システムの解
像度は、回路１２を備えたシステムに比べて２倍改善さ
れることになる。
タ１２６Ａの増分入力端ＵＰに接続された出力端をもつ
ゲート１２８ｉの入力端に印加される。パルスＩＡd 及
びＩＢd は、両方向カウンタ１２６Ａの減分入力端ＤＯ
ＷＮに接続された出力端をもつゲート１２８ｄの入力端
に印加される。これらの条件下で、２πの位相φ＋δの
変動に相応する移動の間、両方向カウンタ１２６Ａの入
力端の１つに、π／４だけずらされた８つのパルスが印
加される。かくして回路１２Ａを含む測定システムの解
像度は、回路１２を備えたシステムに比べて２倍改善さ
れることになる。
【００５３】デジタル処理回路のもう１つの変形態様で
は、図３の１２３Ａと同じ回路１２３の代りにインバー
タ１２７を伴う回路１２３Ｂを含み入れることも可能で
あることに留意されたい。
は、図３の１２３Ａと同じ回路１２３の代りにインバー
タ１２７を伴う回路１２３Ｂを含み入れることも可能で
あることに留意されたい。
【図１】２つのステーション間の距離測定システムの概
略的ブロックダイヤグラムである。
略的ブロックダイヤグラムである。
【図２】中央ステーションといった一方のステーション
内に含まれた演算増幅器ベースのアナログ処理回路を詳
細に示す。
内に含まれた演算増幅器ベースのアナログ処理回路を詳
細に示す。
【図３】中央ステーション内に含まれた単安定マルチバ
イブレータベースのデジタル処理回路を詳細に示す。
イブレータベースのデジタル処理回路を詳細に示す。
【図４】本発明に従った測定システムの機能を説明する
ためのフレネルのダイヤグラムである。
ためのフレネルのダイヤグラムである。
【図５Ａ】デジタル処理回路の作動に関する２つの時間
的ダイヤグラムを示す。
的ダイヤグラムを示す。
【図５Ｂ】デジタル処理回路の作動に関する２つの時間
的ダイヤグラムを示す。
的ダイヤグラムを示す。
【図６】第２の実施態様に従ったデジタル処理回路のブ
ロックダイヤグラムである。
ロックダイヤグラムである。
１ 第１のステーション ２ 第２のステーション １０，１１１x ，１１１y 復調・ろ過手段 １１２x ，１１２y ，１２１，１２１Ａ 第１の論理信
号生成手段 １１３x ，１１３y ，１１４，１１５ 第２の論理信号
生成手段 １２３，１２３Ｂ パルス発生手段 １２５ａ，１２５ｂ インバータ １２５ｃ，１２５ｄ，１２５ｅ，１２５ｆ 検出用手段 １２５ｇ，１２５ｈ パルス組合せ手段 １２６ 両方向カウント用手段
号生成手段 １１３x ，１１３y ，１１４，１１５ 第２の論理信号
生成手段 １２３，１２３Ｂ パルス発生手段 １２５ａ，１２５ｂ インバータ １２５ｃ，１２５ｄ，１２５ｅ，１２５ｆ 検出用手段 １２５ｇ，１２５ｈ パルス組合せ手段 １２６ 両方向カウント用手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シルヴェン メイエール フランス国， 22160 カラック， デル ネ セン ブラ ペスティヴァン （番地 なし)
Claims (5)
- 【請求項１】 互いに対し可動な第１及び第２のステー
ション（１，２）の間の距離（ｄ）を測定するためのシ
ステムにおいて、第２のステーション（２）は、デジタ
ル信号（ＣＬ）によって第１のステーションが発信した
搬送信号（ＳＨ，ＯＥ）を、第１のステーションに向か
って発信される２つの位相状態（ＳＭＲ，ＤＭ）をもつ
変調された信号に変調するための手段を含み、第１のス
テーション（１）は、変調された信号を１／４周期の位
相ずれの復調・ろ過された２つの信号へと復調するため
の復調及びろ過手段（１０，１１１x ，１１１y ）、復
調・ろ過された信号の積（ＸF ・ＹF ）の正負符号に左
右される論理レベルをもつ第１の論理信号（ＩＮ1 ）を
生成するための手段（１１２x ，１１２y ，１２１，１
２１Ａ）及び、復調・ろ過された信号のモジュールの差
（（｜Ｘ｜−｜Ｙ｜）の正負符号によって左右される論
理レベルを有する第２の論理信号（｜Ｘ｜＜｜Ｙ｜）
n ）を生成するための手段（１１３x ，１１３y ，１１
４，１１５）を含むような距離測定システムであって、
第１のステーション（１）がさらに、 −第１及び第２の論理信号のうちの１方（（｜Ｘ｜＜｜
Ｙ｜）n ，ＩＮ1 ）が第１及び第２の論理レベル
（“０”，“１”）にあるときそれぞれ第１及び第２の
論理信号のうちのもう一方（ＩＮ1 ，（｜Ｘ｜＜｜Ｙ
｜）n ）の第１及び第２の遷移に応えて、又前記第１及
び第２の論理信号のうちの一方が第２及び第１の論理レ
ベル（“１”，“０”）にあるときそれぞれ第１及び第
２の論理信号のうちのもう一方の第１及び第２の遷移に
応えて、それぞれ第１及び第２のパルス（Ｉi ，Ｉd ；
ＩＢi ，ＩＢd ）を発生するための第１の手段（１２
３，１２３Ｂ）、 −第１のパルス（Ｉi ；ＩＢi ）を計数し第２のパルス
（Ｉd ；ＩＢd ）を控除して、前記距離（ｄ）を表わす
パルスの計数値を生成するための両方向カウント用手段
（１２６） を含むことを特徴とする測定システム。 - 【請求項２】 パルスを発生するための第１の手段（１
２３）が −前記第１及び第２の論理信号の一方 【数１】 が第１の論理レベル（“０”）にあるとき遷移検出パル
スを発生するべく −前記第１及び第２の論理信号のうちのもう一方 【数２】 の第１及び第２の遷移をそれぞれ検出するための第１及
び第２の手段（１２５ｃ，１２５ｄ）の第１の対、 −前記第１及び第２の論理信号の一方が第２の論理レベ
ル（“１”）にあるとき遷移検出パルスを発生するべ
く、前記第１及び第２の論理信号のうちのもう一方の第
１及び第２の遷移をそれぞれ検出するための第１及び第
２の手段（１２５ｅ，１２５ｆ）の第２の対、 −第１の対の第１の検出用手段（１２５ｃ）と第２の対
の第２の検出用手段（１２５ｆ）の検出パルスを前記第
１のパルス（Ｉi ；ＩＢi ）の形に組合わせるための第
１の手段（１２５ｇ）、及び、 −第１の対内の第２の検出用手段（１２５ｄ）と第２の
対内の第１の検出用手段（１２５ｅ）の検出パルスを前
記第２のパルス（Ｉd ；ＩＢd ）の形に組合わせるため
の第２の手段（１２５ｈ）、 を含むことを特徴とする、請求項１に記載のシステム。 - 【請求項３】 −第１及び第２の検出用手段の各々は、
単安定マルチバイブレータ（１２５ｃ−１２５ｆ）を含
み、前記対の各々の中の第１及び第２の検出用手段の単
安定マルチバイブレータはそれぞれ直接及びインバータ
（１２５ａ，１２５ｂ）を通して前記第１及び第２の論
理信号のもう一方のものを受信し、第１及び第２の対の
中の単安定マルチバイブレータはそれぞれ前記第１及び
第２の論理信号のうちの一方の第２及び第１の論理レベ
ル（“１”，“０”）に応答してゼロに設定される、請
求項２に記載のシステム。 - 【請求項４】 前記第１及び第２の論理信号のうちのも
う一方が前記第１及び第２の論理信号のうちの一方によ
り置換され、前記第１及び第２の論理信号のうちの一方
が前記第１及び第２の論理信号のうちのもう一方により
置換される、第１の発生用手段（１２３Ａ）と同じもの
である第１及び第２のパルス（ＩＢi，ＩＢd ）を発生
するための第２の手段（１２３Ｂ）を含んでいること、
又、前記両方向カウント用手段（１２８ｉ，１２８ｄ，
１２６Ａ）は第１及び第２の発生用手段が発生した第１
のパルス（ＩＡi ，ＩＢi ）を計数し、第１及び第２の
発生用手段が発生した第２のパルス（ＩＡd ，ＩＢd ）
を控除することを特徴とする、請求項１乃至３のいずれ
か１項に記載のシステム。 - 【請求項５】 第２のステーション（２）内の搬送信号
を変調するデジタル信号がクロック信号（ＣＬ）である
ことを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記
載のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9111470A FR2681433B1 (fr) | 1991-09-18 | 1991-09-18 | Systeme de mesure de distance entre deux stations mobiles l'une par rapport a l'autre. |
| FR9111470 | 1991-09-18 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07244157A true JPH07244157A (ja) | 1995-09-19 |
Family
ID=9417038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4273509A Withdrawn JPH07244157A (ja) | 1991-09-18 | 1992-09-18 | 互いに可動な２つのステーション間の距離測定システム |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5233353A (ja) |
| EP (1) | EP0533525B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07244157A (ja) |
| CA (1) | CA2078266C (ja) |
| DE (1) | DE69206552T2 (ja) |
| FR (1) | FR2681433B1 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2690252B1 (fr) * | 1992-04-17 | 1994-05-27 | Thomson Csf | Procede et systeme de determination de la position et de l'orientation d'un mobile, et applications. |
| US5867125A (en) * | 1995-12-20 | 1999-02-02 | Cluff; Larry A. | Incremental phase and distance measurement through digital phase signature comparison |
| US5959568A (en) * | 1996-06-26 | 1999-09-28 | Par Goverment Systems Corporation | Measuring distance |
| US6933858B2 (en) * | 2002-08-23 | 2005-08-23 | General Electric Company | System and method for detecting obstacles within the area of a railroad grade crossing using a phase modulated microwave signal |
| US7295111B2 (en) * | 2002-08-23 | 2007-11-13 | General Electric Company | Microwave detection system and method for detecting intrusion to an off-limits zone |
| US20080136632A1 (en) * | 2002-08-23 | 2008-06-12 | Moreno Pieralli | Microwave detection system and method for detecting intrusion to an off-limits zone |
| AU2002951852A0 (en) * | 2002-10-04 | 2002-10-24 | Rf Innovations Pty Ltd | Proximity detection system and method |
| DE10261098A1 (de) * | 2002-12-20 | 2004-07-15 | Siemens Ag | Verfahren zur Abstandsbestimmung zwischen einer Basisstation und einem mobilen Objekt sowie Basisstation und Identifikationssystem für ein derartiges Verfahren |
| DE102005009579B4 (de) | 2005-02-28 | 2010-04-22 | ASTRA Gesellschaft für Asset Management mbH & Co. KG | Verfahren zur Lokalisierung eines Detektierplättchens |
| NL1029589C2 (nl) * | 2005-07-22 | 2007-01-29 | Nedap Nv | Methode voor het meten van afstand tussen leeseenheid en label in een RFID-systeem door middel van fasemetingen. |
| GB0515523D0 (en) * | 2005-07-28 | 2005-12-07 | Bae Systems Plc | Transponder |
| US7439876B2 (en) | 2005-08-02 | 2008-10-21 | General Electric Company | Microwave detection system and method |
| EP2407799B1 (en) * | 2010-07-16 | 2018-04-11 | Sivers Ima AB | Method and device for continuous wave radar measurements |
| JP5987187B1 (ja) | 2015-10-16 | 2016-09-07 | Ｒｆルーカス株式会社 | 記憶媒体位置検出システム及びプログラム |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1428508A (fr) * | 1964-11-13 | 1966-02-18 | Thomson Houston Comp Francaise | Perfectionnements aux systèmes de transmission de signaux d'informations digitales et de mesure de distance |
| US4278977A (en) * | 1979-05-04 | 1981-07-14 | Rca Corporation | Range determining system |
| DE3067247D1 (en) * | 1979-05-23 | 1984-05-03 | Michael Millett | Distance measuring system employing secondary radar |
| FR2631725B1 (fr) * | 1988-05-20 | 1990-07-27 | Guena Jean | Systeme radio de transmission de donnees a une extremite passive |
| US4983976A (en) * | 1988-06-17 | 1991-01-08 | Omron Tateisi Electronics Co. | Signal transmission system and method |
| US4959645A (en) * | 1988-12-23 | 1990-09-25 | Balz Richard C | Remotely activated television swivel base |
| FR2650905B1 (fr) * | 1989-08-08 | 1994-08-26 | Guena Jean | Systeme radio de transmission de donnees a une extremite passive de faible cout |
-
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- 1991-09-18 FR FR9111470A patent/FR2681433B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1992
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- 1992-09-04 EP EP92402432A patent/EP0533525B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1992-09-15 US US07/947,678 patent/US5233353A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-15 CA CA002078266A patent/CA2078266C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-18 JP JP4273509A patent/JPH07244157A/ja not_active Withdrawn
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| DE69206552T2 (de) | 1996-08-01 |
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| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
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