JPH07241081A - 電力変換装置 - Google Patents
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- JPH07241081A JPH07241081A JP6030342A JP3034294A JPH07241081A JP H07241081 A JPH07241081 A JP H07241081A JP 6030342 A JP6030342 A JP 6030342A JP 3034294 A JP3034294 A JP 3034294A JP H07241081 A JPH07241081 A JP H07241081A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 安価な構成でありながら、進相又は遅相のい
ずれの負荷に対しても脈動の小さな電力を供給できるよ
うにする。 【構成】 コンバータ３及びインバータ４により他励電
流型の第１の電力変換器が構成され、コンバータ２２及
びインバータ２３により自励電流型の第２の電力変換器
が構成される。電源１からの電力は、変圧器２，２１
と、これらの変換器を介して誘導電動機６に供給され
る。インバータ２３により発生するサージ電圧はコンデ
ンサ３７により吸収される。誘導電動機６の１次電流
は、電流検出器３９，４０，４１により検出される。４
３，４４，４７〜５１により構成される電流演算回路
は、この検出電流に含まれる歪成分が除去されるような
制御電流の演算を行う。インバータ制御回路５２は、こ
の演算結果に基いて、インバータ２３の制御を行う。
ずれの負荷に対しても脈動の小さな電力を供給できるよ
うにする。 【構成】 コンバータ３及びインバータ４により他励電
流型の第１の電力変換器が構成され、コンバータ２２及
びインバータ２３により自励電流型の第２の電力変換器
が構成される。電源１からの電力は、変圧器２，２１
と、これらの変換器を介して誘導電動機６に供給され
る。インバータ２３により発生するサージ電圧はコンデ
ンサ３７により吸収される。誘導電動機６の１次電流
は、電流検出器３９，４０，４１により検出される。４
３，４４，４７〜５１により構成される電流演算回路
は、この検出電流に含まれる歪成分が除去されるような
制御電流の演算を行う。インバータ制御回路５２は、こ
の演算結果に基いて、インバータ２３の制御を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電力を交流電力に
変換する電力変換装置に関するものである。
変換する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来例の構成図である。この図に
おいて、１は電源、２は変圧器、３は交流を直流に変換
するコンバータ、４は直流を交流に変換するインバー
タ、５はコンバータ３からインバータ４へ流れる直流電
流を平滑する直流リアクトル、７〜１２はコンバータ３
を構成するサイリスタ、１３〜１８はインバータ４を構
成するサイリスタ、１９はコンバータ３の制御回路、２
０はインバータ４の制御回路、６４は同期電動機であ
る。ここで、コンバータ３及びインバータ４は、直流リ
アクトル５により平滑される直流電流を交流電圧により
転流して交流電流に変換する、いわゆる、他励電流型電
力変換器を構成している。
おいて、１は電源、２は変圧器、３は交流を直流に変換
するコンバータ、４は直流を交流に変換するインバー
タ、５はコンバータ３からインバータ４へ流れる直流電
流を平滑する直流リアクトル、７〜１２はコンバータ３
を構成するサイリスタ、１３〜１８はインバータ４を構
成するサイリスタ、１９はコンバータ３の制御回路、２
０はインバータ４の制御回路、６４は同期電動機であ
る。ここで、コンバータ３及びインバータ４は、直流リ
アクトル５により平滑される直流電流を交流電圧により
転流して交流電流に変換する、いわゆる、他励電流型電
力変換器を構成している。
【０００３】図７は従来例の動作を表す波形図である。
この図において、ＶＳＵＶ（図７（ａ））は電源１のＵ
Ｖ相線間電圧である。電源１のＶＷ相線間電圧およびＷ
Ｕ相線間電圧はＶＳＵＶに対して１２０゜および２４０
゜位相の遅れた同様の波形となる。ＩＳＵ（図７
（ｂ））はコンバータ３のＵ相に流れる電流である。コ
ンバータ３のＶ相およびＷ相にもＩＳＵに対して１２０
゜および２４０゜位相の遅れた同様の電流が流れる。Ｖ
ＤＣはコンバータ３の直流電力電圧、ＩＤは直流回路に
流れる電流である（図７（ｃ））。ＶＤＩ（図７
（ｄ））はインバータ４の直流入力電圧である。ＩＵ
（図７（ｅ））はインバータ４のＵ相から同期電動機６
４のＵ相に供給される電流である。インバータ４のＶ相
およびＷ相にもＩＵに対して１２０゜および２４０゜位
相の遅れた同様の電流が流れる。ＶＵＶ（図７（ｆ））
はインバータ４のＵＶ相線間電圧である。インバータ４
のＶＷ相線間電圧およびＷＵ相線間電圧はＶＵＶに対し
て１２０゜および２４０゜位相の遅れた同様の波形とな
る。ＴＱ（図７（ｇ））は同期電動機６４の発生トルク
である。
この図において、ＶＳＵＶ（図７（ａ））は電源１のＵ
Ｖ相線間電圧である。電源１のＶＷ相線間電圧およびＷ
Ｕ相線間電圧はＶＳＵＶに対して１２０゜および２４０
゜位相の遅れた同様の波形となる。ＩＳＵ（図７
（ｂ））はコンバータ３のＵ相に流れる電流である。コ
ンバータ３のＶ相およびＷ相にもＩＳＵに対して１２０
゜および２４０゜位相の遅れた同様の電流が流れる。Ｖ
ＤＣはコンバータ３の直流電力電圧、ＩＤは直流回路に
流れる電流である（図７（ｃ））。ＶＤＩ（図７
（ｄ））はインバータ４の直流入力電圧である。ＩＵ
（図７（ｅ））はインバータ４のＵ相から同期電動機６
４のＵ相に供給される電流である。インバータ４のＶ相
およびＷ相にもＩＵに対して１２０゜および２４０゜位
相の遅れた同様の電流が流れる。ＶＵＶ（図７（ｆ））
はインバータ４のＵＶ相線間電圧である。インバータ４
のＶＷ相線間電圧およびＷＵ相線間電圧はＶＵＶに対し
て１２０゜および２４０゜位相の遅れた同様の波形とな
る。ＴＱ（図７（ｇ））は同期電動機６４の発生トルク
である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来例の構
成は、コンバータ３及びインバータ４をサイリスタ変換
器で構成している。サイリスタはオン状態の順方向電圧
が低く電流をたくさん流せること、スイッチング損失が
小さいことなどの特長があり、高効率で高電圧大容量の
変換器を小形で安価に製作できる。また、スイッチング
時の素子のストレスが小さく信頼性が高い。すなわち、
スイッチング損失が大きくなると共に、変換器自体も大
きくなり、さらに、コストも高くなる自励型変換器に比
べ、図６のような他励型変換器はこの点において大きな
利点を有している。
成は、コンバータ３及びインバータ４をサイリスタ変換
器で構成している。サイリスタはオン状態の順方向電圧
が低く電流をたくさん流せること、スイッチング損失が
小さいことなどの特長があり、高効率で高電圧大容量の
変換器を小形で安価に製作できる。また、スイッチング
時の素子のストレスが小さく信頼性が高い。すなわち、
スイッチング損失が大きくなると共に、変換器自体も大
きくなり、さらに、コストも高くなる自励型変換器に比
べ、図６のような他励型変換器はこの点において大きな
利点を有している。
【０００５】しかし、図６で用いられているサイリスタ
は自己消弧能力がなく交流電圧に依存して転流を行うた
め、サイリスタ変換器は遅れの無効電力を消費する。そ
のため、交流電動機の制御に使用する場合は同期電動機
を用いて、同期電動機を進相領域で運転し、同期電動機
により遅れの無効電力を供給する必要がある。ところ
が、同期電動機に流れる電流波形は図７（ｅ）のＩＵで
示すように矩形波となるから、同期電動機の発生トルク
は図７（ｇ）のＴＱで示すように脈動成分が大きくな
り、場合によっては共振による振動や騒音を発生するこ
とがあった。
は自己消弧能力がなく交流電圧に依存して転流を行うた
め、サイリスタ変換器は遅れの無効電力を消費する。そ
のため、交流電動機の制御に使用する場合は同期電動機
を用いて、同期電動機を進相領域で運転し、同期電動機
により遅れの無効電力を供給する必要がある。ところ
が、同期電動機に流れる電流波形は図７（ｅ）のＩＵで
示すように矩形波となるから、同期電動機の発生トルク
は図７（ｇ）のＴＱで示すように脈動成分が大きくな
り、場合によっては共振による振動や騒音を発生するこ
とがあった。
【０００６】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、進相又は遅相のいずれの負荷に対しても脈動の小
さな電力を供給することが可能な電力変換装置を提供す
ることを目的としている。
あり、進相又は遅相のいずれの負荷に対しても脈動の小
さな電力を供給することが可能な電力変換装置を提供す
ることを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するための手段として、他励電流型のコンバータ及びイ
ンバータから成る第１の電力変換器と、自励電流型のコ
ンバータ及びインバータから成る第２の電力変換器と、
前記両電力変換器のうち少くとも第２の電力変換器の側
のインバータの出力端子と負荷とに共通接続されたコン
デンサと、前記負荷に流れる電流の歪成分を検出し、こ
の歪成分を除去するような前記第２の電力変換器のイン
バータ出力電流を演算する電流演算回路と、前記電流演
算回路の演算結果に基いて、前記第２の電力変換器のイ
ンバータを制御するインバータ制御回路と、を備えた構
成としたものである。
するための手段として、他励電流型のコンバータ及びイ
ンバータから成る第１の電力変換器と、自励電流型のコ
ンバータ及びインバータから成る第２の電力変換器と、
前記両電力変換器のうち少くとも第２の電力変換器の側
のインバータの出力端子と負荷とに共通接続されたコン
デンサと、前記負荷に流れる電流の歪成分を検出し、こ
の歪成分を除去するような前記第２の電力変換器のイン
バータ出力電流を演算する電流演算回路と、前記電流演
算回路の演算結果に基いて、前記第２の電力変換器のイ
ンバータを制御するインバータ制御回路と、を備えた構
成としたものである。
【０００８】
【作用】上記構成では、他励型電力変換器と自励型電力
変換器とを組合わせているので、充分大きな電力を供給
することができる。
変換器とを組合わせているので、充分大きな電力を供給
することができる。
【０００９】そして、自励型電力変換器により発生する
サージ電圧は、そのインバータの出力端子に接続された
コンデンサにより吸収される。また、第２の電力変換器
のインバータの出力に発生する歪成分は、電流演算回路
により検出され、この歪発生を抑制するようなインバー
タ出力電流が演算される。
サージ電圧は、そのインバータの出力端子に接続された
コンデンサにより吸収される。また、第２の電力変換器
のインバータの出力に発生する歪成分は、電流演算回路
により検出され、この歪発生を抑制するようなインバー
タ出力電流が演算される。
【００１０】インバータ制御回路は、この演算結果に基
いて、第２の電力変換器のインバータを制御する。した
がって、安価な構成でありながら、進相又は遅相のいず
れの負荷に対しても、脈動の小さな電力を供給すること
が可能となる。
いて、第２の電力変換器のインバータを制御する。した
がって、安価な構成でありながら、進相又は遅相のいず
れの負荷に対しても、脈動の小さな電力を供給すること
が可能となる。
【００１１】
【実施例】以下本発明の実施例を図１乃至図５に基づい
て説明する。図１は本発明の第１実施例の構成図であ
る。この図において、１は電源、２は変圧器、３は交流
を直流に変換するコンバータ、４は直流を交流に変換す
るインバータ、５はコンバータ３からインバータ４へ流
れる直流電流を平滑する直流リアクトル、６は誘導電動
機、７〜１２はコンバータ３を構成するサイリスタ、１
３〜１８はインバータ４を構成するサイリスタ、１９は
コンバータ３の制御回路、２０はインバータ４の制御回
路である。
て説明する。図１は本発明の第１実施例の構成図であ
る。この図において、１は電源、２は変圧器、３は交流
を直流に変換するコンバータ、４は直流を交流に変換す
るインバータ、５はコンバータ３からインバータ４へ流
れる直流電流を平滑する直流リアクトル、６は誘導電動
機、７〜１２はコンバータ３を構成するサイリスタ、１
３〜１８はインバータ４を構成するサイリスタ、１９は
コンバータ３の制御回路、２０はインバータ４の制御回
路である。
【００１２】また、２１は変圧器、２２は交流を直流に
変換するコンバータ、２３は直流を交流に変換するイン
バータ、２４はコンバータ２２からインバータ２３へ流
れる直流電流を平滑する直流リアクトル、２５〜３０は
コンバータ２２を構成するサイリスタ、３１〜３６はイ
ンバータ２３を構成する自己消弧形スイッチング素子
で、ここではＧＴＯを使用するものとする。３７はＧＴ
Ｏ３１〜３６のオフ時のサージ電圧を吸収するコンデン
サ、３８はコンバータ２２の制御回路である。
変換するコンバータ、２３は直流を交流に変換するイン
バータ、２４はコンバータ２２からインバータ２３へ流
れる直流電流を平滑する直流リアクトル、２５〜３０は
コンバータ２２を構成するサイリスタ、３１〜３６はイ
ンバータ２３を構成する自己消弧形スイッチング素子
で、ここではＧＴＯを使用するものとする。３７はＧＴ
Ｏ３１〜３６のオフ時のサージ電圧を吸収するコンデン
サ、３８はコンバータ２２の制御回路である。
【００１３】ここで、インバータ２３は、直流リアクト
ル２４により平滑される直流電流をＧＴＯの自己消弧作
用により転流して交流電流に変換する機能を有してい
る。すなわち、コンバータ３及びインバータ４により、
他励直流型の第１の電力変換器が構成され、また、コン
バータ２２及びインバータ２３により自励電流型の第２
の電力変換器が構成されている。
ル２４により平滑される直流電流をＧＴＯの自己消弧作
用により転流して交流電流に変換する機能を有してい
る。すなわち、コンバータ３及びインバータ４により、
他励直流型の第１の電力変換器が構成され、また、コン
バータ２２及びインバータ２３により自励電流型の第２
の電力変換器が構成されている。
【００１４】３９〜４１は誘導電動機６の一次電流を検
出する電流検出器、４２は誘導電動機６の回転速度を検
出する回転検出器、４３は３相／２相変換器、４４は座
標変換器である。４５は誘導電動機６の回転速度を制御
する速度制御回路、４６は誘導電動機６の速度基準であ
る。４７は誘導電動機６の一次電流を制御する電流制御
回路である。４８は微分回路、４９は加算回路、５０は
座標変換器、５１は２相／３相変換器、５２はインバー
タ制御回路である。
出する電流検出器、４２は誘導電動機６の回転速度を検
出する回転検出器、４３は３相／２相変換器、４４は座
標変換器である。４５は誘導電動機６の回転速度を制御
する速度制御回路、４６は誘導電動機６の速度基準であ
る。４７は誘導電動機６の一次電流を制御する電流制御
回路である。４８は微分回路、４９は加算回路、５０は
座標変換器、５１は２相／３相変換器、５２はインバー
タ制御回路である。
【００１５】そして、上記の各変換器及び各回路のう
ち、符号４３，４４，４７，４８，４９，５０，５１の
ものは、誘導電動機６の各相電源に含まれる歪成分を除
去するためのインバータ出力電流を演算する電流演算回
路を構成している。
ち、符号４３，４４，４７，４８，４９，５０，５１の
ものは、誘導電動機６の各相電源に含まれる歪成分を除
去するためのインバータ出力電流を演算する電流演算回
路を構成している。
【００１６】次に、上記のように構成される本発明の第
１実施例の動作を図２及び図３の波形図を参照しつつ説
明する。
１実施例の動作を図２及び図３の波形図を参照しつつ説
明する。
【００１７】図２において、ＩＤＧ（図２（ａ））はイ
ンバータ２３に流入する直流電流、ＶＤＧ（図２
（ａ））はインバータ２３の直流入力電圧、ＩＵＧ（図
２（ｂ））はインバータ２３のＵ相出力電流である。イ
ンバータ２３のＶ相出力電流およびＷ相出力電流はＩＵ
Ｇに対して１２０゜および２４０゜位相の遅れた同様の
波形となる。
ンバータ２３に流入する直流電流、ＶＤＧ（図２
（ａ））はインバータ２３の直流入力電圧、ＩＵＧ（図
２（ｂ））はインバータ２３のＵ相出力電流である。イ
ンバータ２３のＶ相出力電流およびＷ相出力電流はＩＵ
Ｇに対して１２０゜および２４０゜位相の遅れた同様の
波形となる。
【００１８】ＩＤＳ（図２（ｃ））はインバータ４に流
入する直流電流、ＶＤＳ（図２（ｃ））はインバータ４
の直流入力電圧、ＩＵＳ（図２（ｄ））はインバータ４
のＵ相出力電流である。インバータ４のＶ相出力電流お
よびＷ相出力電流はＩＵＳに対して１２０゜および２４
０゜位相の遅れた同様の波形となる。ＩＵ（図２
（ｅ））はインバータ４とインバータ２３のＵ相出力電
流の合計電流でＩＵＧとＩＵＳの合計値である。
入する直流電流、ＶＤＳ（図２（ｃ））はインバータ４
の直流入力電圧、ＩＵＳ（図２（ｄ））はインバータ４
のＵ相出力電流である。インバータ４のＶ相出力電流お
よびＷ相出力電流はＩＵＳに対して１２０゜および２４
０゜位相の遅れた同様の波形となる。ＩＵ（図２
（ｅ））はインバータ４とインバータ２３のＵ相出力電
流の合計電流でＩＵＧとＩＵＳの合計値である。
【００１９】Ｉ１Ｕ（図２（ｆ））は誘導電動機６のＵ
相一次電流で、ＩＵをコンデンサ３７でフィルタして得
られる波形である。誘導電動機６のＶ相一次電流Ｉ１Ｖ
およびＷ相一次電流Ｉ１ＷはＩ１Ｕに対して１２０゜お
よび２４０゜位相の遅れた同様の波形となる。Ｖ１ＵＶ
（図２（ｆ））は誘導電動機６のＵＶ相線電圧である。
誘導電動機６のＶＷ相線電圧およびＷＵ相線間電圧はＶ
１ＵＶに対して１２０゜および２４０゜位相の遅れた同
様の波形となる。ＴＱ（図２（ｇ））は誘導電動機６の
発生トルクであり、リップルが充分に小さくなっている
ことがわかる。
相一次電流で、ＩＵをコンデンサ３７でフィルタして得
られる波形である。誘導電動機６のＶ相一次電流Ｉ１Ｖ
およびＷ相一次電流Ｉ１ＷはＩ１Ｕに対して１２０゜お
よび２４０゜位相の遅れた同様の波形となる。Ｖ１ＵＶ
（図２（ｆ））は誘導電動機６のＵＶ相線電圧である。
誘導電動機６のＶＷ相線電圧およびＷＵ相線間電圧はＶ
１ＵＶに対して１２０゜および２４０゜位相の遅れた同
様の波形となる。ＴＱ（図２（ｇ））は誘導電動機６の
発生トルクであり、リップルが充分に小さくなっている
ことがわかる。
【００２０】まず、上記の電流Ｉ１Ｕ，Ｉ１Ｖ，Ｉ１Ｗ
は電流検出器３９，４０，４１で検出され、３相／２相
変換器４３に入力される。
は電流検出器３９，４０，４１で検出され、３相／２相
変換器４３に入力される。
【００２１】３相／２相変換器４３は加算器と掛算器で
構成されており、 Ｉ１Ａ＝Ｉ１Ｕ−（Ｉ１Ｖ＋Ｉ１Ｗ）／２ Ｉ１Ｂ＝（Ｉ１Ｖ−Ｉ１Ｗ）＊１．７３２／２ の演算を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上のＩ１Ｕ，Ｉ１Ｖ，Ｉ
１Ｗを、Ａ，Ｂ座標上のＩ１Ａ，Ｉ１Ｂに変換する。こ
こで、Ａ軸はＵ軸と平行な軸、Ｂ軸はＡ軸に対して９０
゜進んだ軸とする。Ｉ１Ａ，Ｉ１Ｂの波形を図３（ａ）
に示す。
構成されており、 Ｉ１Ａ＝Ｉ１Ｕ−（Ｉ１Ｖ＋Ｉ１Ｗ）／２ Ｉ１Ｂ＝（Ｉ１Ｖ−Ｉ１Ｗ）＊１．７３２／２ の演算を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上のＩ１Ｕ，Ｉ１Ｖ，Ｉ
１Ｗを、Ａ，Ｂ座標上のＩ１Ａ，Ｉ１Ｂに変換する。こ
こで、Ａ軸はＵ軸と平行な軸、Ｂ軸はＡ軸に対して９０
゜進んだ軸とする。Ｉ１Ａ，Ｉ１Ｂの波形を図３（ａ）
に示す。
【００２２】３相／２相変換器４３の出力Ｉ１Ａ，Ｉ１
Ｂは座標変換器４４に入力される。座標変換器４４は正
弦関数演算器により構成されており、 Ｉ１Ｄ＝Ｉ１Ａ＊ＣＯＳ（−ＴＨ２）−Ｉ１Ｂ＊ＳＩＮ
（−ＴＨ２） Ｉ１Ｑ＝Ｉ１Ｂ＊ＣＯＳ（−ＴＨ２）＋Ｉ１Ａ＊ＳＩＮ
（−ＴＨ２） の演算により、Ａ，Ｂ座標上のＩ１Ａ，Ｉ１Ｂを、誘導
電動機６の二次磁束の位相角ＴＨ２に同期して回転する
Ｄ，Ｑ座標上の量に変換する。ここで、誘導電動機６の
二次磁束の位相角ＴＨ２は、速度制御回路４５におい
て、回転検出器４２により検出される誘導電動機６のロ
ータの位相角と、誘導電動機６に与えるべき滑りの位相
角の和として求めるものとする。Ｉ１Ｄ，Ｉ１Ｑの波形
を図３（ｂ）に示す。
Ｂは座標変換器４４に入力される。座標変換器４４は正
弦関数演算器により構成されており、 Ｉ１Ｄ＝Ｉ１Ａ＊ＣＯＳ（−ＴＨ２）−Ｉ１Ｂ＊ＳＩＮ
（−ＴＨ２） Ｉ１Ｑ＝Ｉ１Ｂ＊ＣＯＳ（−ＴＨ２）＋Ｉ１Ａ＊ＳＩＮ
（−ＴＨ２） の演算により、Ａ，Ｂ座標上のＩ１Ａ，Ｉ１Ｂを、誘導
電動機６の二次磁束の位相角ＴＨ２に同期して回転する
Ｄ，Ｑ座標上の量に変換する。ここで、誘導電動機６の
二次磁束の位相角ＴＨ２は、速度制御回路４５におい
て、回転検出器４２により検出される誘導電動機６のロ
ータの位相角と、誘導電動機６に与えるべき滑りの位相
角の和として求めるものとする。Ｉ１Ｄ，Ｉ１Ｑの波形
を図３（ｂ）に示す。
【００２３】図３（ｂ）から分かるように、Ｉ１Ｄ，Ｉ
１Ｑの基本波は直流になるから、Ｉ１Ｄ，Ｉ１Ｑの変化
率を検出することにより容易にＩ１Ｕ，Ｉ１Ｖ，Ｉ１Ｗ
に含まれる歪成分を抽出することができる。そこで、Ｉ
１Ｄ，Ｉ１Ｑを微分回路４８に加え、Ｉ１Ｄの変化率と
してＤＩ１Ｄを、Ｉ１Ｑの変化率としてＤＩ１Ｑを、そ
れぞれ検出する。ＤＩ１Ｄ，ＤＩ１Ｑの波形を図３
（ｃ）に示す。
１Ｑの基本波は直流になるから、Ｉ１Ｄ，Ｉ１Ｑの変化
率を検出することにより容易にＩ１Ｕ，Ｉ１Ｖ，Ｉ１Ｗ
に含まれる歪成分を抽出することができる。そこで、Ｉ
１Ｄ，Ｉ１Ｑを微分回路４８に加え、Ｉ１Ｄの変化率と
してＤＩ１Ｄを、Ｉ１Ｑの変化率としてＤＩ１Ｑを、そ
れぞれ検出する。ＤＩ１Ｄ，ＤＩ１Ｑの波形を図３
（ｃ）に示す。
【００２４】速度制御回路４５から与えられる誘導電動
機６のＤ軸電流指令と、座標変換器４４の出力により得
られる誘導電動機６の一次電流のＤ軸成分Ｉ１Ｄとを、
電流制御回路４７により比較してＰＩ演算を行うことに
より、その出力にＤ軸制御信号ＣＣＤを得ることができ
る。同様にして、Ｑ軸制御信号ＣＣＱを得ることができ
る。ＣＣＤ，ＣＣＱの波形を図３（ｄ）に示す。
機６のＤ軸電流指令と、座標変換器４４の出力により得
られる誘導電動機６の一次電流のＤ軸成分Ｉ１Ｄとを、
電流制御回路４７により比較してＰＩ演算を行うことに
より、その出力にＤ軸制御信号ＣＣＤを得ることができ
る。同様にして、Ｑ軸制御信号ＣＣＱを得ることができ
る。ＣＣＤ，ＣＣＱの波形を図３（ｄ）に示す。
【００２５】そして、微分回路４８の出力と電流制御回
路４７との出力を加算器４９に加え、下記の演算により
ＣＤとＣＱを得る。
路４７との出力を加算器４９に加え、下記の演算により
ＣＤとＣＱを得る。
【００２６】ＣＤ＝ＤＩ１Ｄ＋ＣＣＤ ＣＱ＝ＤＩ１Ｑ＋ＣＣＱ このＣＤ，ＣＱの波形を図３（ｅ）に示す。
【００２７】そして、ＣＤ，ＣＱを座標変換器５０に入
力し、 ＣＡ＝ＣＤ＊ＣＯＳ（ＴＨ２）−ＣＱ＊ＳＩＮ（ＴＨ
２） ＣＢ＝ＣＱ＊ＣＯＳ（ＴＨ２）＋ＣＤ＊ＳＩＮ（ＴＨ
２） の演算により、二次磁束の位相角ＴＨ２に同期して回転
するＤ，Ｑ座標上のＣＤ，ＣＱを、もとの静止座標であ
るＡ，Ｂ座標上のＣＡ，ＣＢに戻す。
力し、 ＣＡ＝ＣＤ＊ＣＯＳ（ＴＨ２）−ＣＱ＊ＳＩＮ（ＴＨ
２） ＣＢ＝ＣＱ＊ＣＯＳ（ＴＨ２）＋ＣＤ＊ＳＩＮ（ＴＨ
２） の演算により、二次磁束の位相角ＴＨ２に同期して回転
するＤ，Ｑ座標上のＣＤ，ＣＱを、もとの静止座標であ
るＡ，Ｂ座標上のＣＡ，ＣＢに戻す。
【００２８】次いで、ＣＡ，ＣＢを２相／３相変換器５
１に入力する。２相／３相変換器５１は加算器と掛算器
で構成されており、 ＣＵ＝ＣＡ／１．５ ＣＶ＝（−０．５＊ＣＡ＋０．８６６＊ＣＢ）／１．５ ＣＷ＝（−０．５＊ＣＡ−０．８６６＊ＣＢ）／１．５ の演算を行い、Ａ，Ｂ座標上のＣＡ，ＣＢをＵ，Ｖ，Ｗ
座標上のＣＵ，ＣＶ，ＣＷに変換する。ＣＵ，ＣＶ，Ｃ
Ｗの波形を図３（ｆ）に示す。
１に入力する。２相／３相変換器５１は加算器と掛算器
で構成されており、 ＣＵ＝ＣＡ／１．５ ＣＶ＝（−０．５＊ＣＡ＋０．８６６＊ＣＢ）／１．５ ＣＷ＝（−０．５＊ＣＡ−０．８６６＊ＣＢ）／１．５ の演算を行い、Ａ，Ｂ座標上のＣＡ，ＣＢをＵ，Ｖ，Ｗ
座標上のＣＵ，ＣＶ，ＣＷに変換する。ＣＵ，ＣＶ，Ｃ
Ｗの波形を図３（ｆ）に示す。
【００２９】そして、ＣＵ，ＣＶ，ＣＷをインバータ制
御回路５２に与え、インバータ２３のＧＴＯ３１〜３６
を制御する。例えば、時刻ｔ１からｔ２までの期間はＣ
ＵがＣＶより大きく且つＣＷより大きいので、このと
き、Ｕ相のＧＴＯ３１をオンし、Ｖ相のＧＴＯ３２とＷ
相のＧＴＯ３３をオフする。従って、図３（ｇ）に示す
ように、Ｕ相電流ＩＵＧとして直流入力電流ＩＤＧに等
しい正の電流が流れる。また、時刻ｔ３からｔ４までの
期間はＣＵがＣＶより小さく且つＣＷより小さいので、
このときＸ相のＧＴＯ３４をオンし、Ｙ相のＧＴＯ３５
とＺ相のＧＴＯ３６をオフする。従って、図３（ｇ）に
示すように、Ｕ相電流ＩＵＧとして直流入力電流ＩＤＧ
に等しい負の電流が流れる。Ｖ相，Ｗ相についても同様
である。
御回路５２に与え、インバータ２３のＧＴＯ３１〜３６
を制御する。例えば、時刻ｔ１からｔ２までの期間はＣ
ＵがＣＶより大きく且つＣＷより大きいので、このと
き、Ｕ相のＧＴＯ３１をオンし、Ｖ相のＧＴＯ３２とＷ
相のＧＴＯ３３をオフする。従って、図３（ｇ）に示す
ように、Ｕ相電流ＩＵＧとして直流入力電流ＩＤＧに等
しい正の電流が流れる。また、時刻ｔ３からｔ４までの
期間はＣＵがＣＶより小さく且つＣＷより小さいので、
このときＸ相のＧＴＯ３４をオンし、Ｙ相のＧＴＯ３５
とＺ相のＧＴＯ３６をオフする。従って、図３（ｇ）に
示すように、Ｕ相電流ＩＵＧとして直流入力電流ＩＤＧ
に等しい負の電流が流れる。Ｖ相，Ｗ相についても同様
である。
【００３０】上記した本発明の第１実施例によれば、コ
ンデンサ３７に起因する共振現象を生ずることなく安定
な運転が可能であり、また、遅れ無効電力を消費する誘
導電動機６を運転することができる。そして、出力電流
を図２（ｆ）のＩ１Ｕで示すような正弦波状に制御でき
るから、電動機の発生トルクはＴＱで示すような波形と
なり、リップルを小さく制御することができる。
ンデンサ３７に起因する共振現象を生ずることなく安定
な運転が可能であり、また、遅れ無効電力を消費する誘
導電動機６を運転することができる。そして、出力電流
を図２（ｆ）のＩ１Ｕで示すような正弦波状に制御でき
るから、電動機の発生トルクはＴＱで示すような波形と
なり、リップルを小さく制御することができる。
【００３１】以上、図１の構成において、誘導電動機を
負荷にする場合について説明したが、負荷は誘導電動機
に限らず同期電動機であってもよい。また、一般の電力
系統に接続することもできる。さらに、コンバータ２２
をサイリスタ変換器で構成する場合について説明した
が、コンバータ２２をＧＴＯ変換器で構成しても良い。
負荷にする場合について説明したが、負荷は誘導電動機
に限らず同期電動機であってもよい。また、一般の電力
系統に接続することもできる。さらに、コンバータ２２
をサイリスタ変換器で構成する場合について説明した
が、コンバータ２２をＧＴＯ変換器で構成しても良い。
【００３２】図４は本発明の第２実施例の構成図であ
る。図４において、符号１，３〜５，７〜１８，２３，
２４，３１〜３７は図１の場合と同様のものである。２
２ＡはＧＴＯにより構成されるコンバータで、５５〜６
０はＧＴＯである。５４はＧＴＯ５５〜６０のオフ時の
サージ電圧を吸収するコンデンサである。５３はコンバ
ータ３からインバータ４へ流れる直流電流を平滑する直
流リアクトル、６１はコンバータ２２Ａからインバータ
２３へ流れる直流電流を平滑する直流リアクトル、６２
は電源である。
る。図４において、符号１，３〜５，７〜１８，２３，
２４，３１〜３７は図１の場合と同様のものである。２
２ＡはＧＴＯにより構成されるコンバータで、５５〜６
０はＧＴＯである。５４はＧＴＯ５５〜６０のオフ時の
サージ電圧を吸収するコンデンサである。５３はコンバ
ータ３からインバータ４へ流れる直流電流を平滑する直
流リアクトル、６１はコンバータ２２Ａからインバータ
２３へ流れる直流電流を平滑する直流リアクトル、６２
は電源である。
【００３３】以上の構成において、コンバータ２２Ａは
インバータ２３と同様に制御するものとする。また、図
示を省略しているが、図１における電流検出器３９，４
０，４１、及び符号４３，４４，４７〜５１により構成
される電流演算回路は、電源１及び電源６２の双方の側
に設けられている。
インバータ２３と同様に制御するものとする。また、図
示を省略しているが、図１における電流検出器３９，４
０，４１、及び符号４３，４４，４７〜５１により構成
される電流演算回路は、電源１及び電源６２の双方の側
に設けられている。
【００３４】このような構成により、電源１側から電源
６２側への電力の供給、及び電源６２側から電源１側へ
の電力の供給、の双方向の電力の授受を行うことができ
る。
６２側への電力の供給、及び電源６２側から電源１側へ
の電力の供給、の双方向の電力の授受を行うことができ
る。
【００３５】図５は本発明の第３実施例の構成図であ
る。図５において、符号１，３〜５，７〜１８，２３，
３１〜３７，５４〜６０，６２は図１の場合と同様のも
のである。２はコンバータ３とコンバータ２２Ａの交流
側を絶縁する変圧器、６３はインバータ４とインバータ
２３の交流側を絶縁する変圧器である。
る。図５において、符号１，３〜５，７〜１８，２３，
３１〜３７，５４〜６０，６２は図１の場合と同様のも
のである。２はコンバータ３とコンバータ２２Ａの交流
側を絶縁する変圧器、６３はインバータ４とインバータ
２３の交流側を絶縁する変圧器である。
【００３６】また、コンバータ３の負側端子とコンバー
タ２２Ａの正側端子とが接続され、インバータ４の正側
端子とインバータ２３の負側端子とが接続されている。
なお、図５の場合も、図４の場合と同様に、電流検出器
及び電流演算回路が、電源１及び電源６２の双方の側に
設けられているものとする。
タ２２Ａの正側端子とが接続され、インバータ４の正側
端子とインバータ２３の負側端子とが接続されている。
なお、図５の場合も、図４の場合と同様に、電流検出器
及び電流演算回路が、電源１及び電源６２の双方の側に
設けられているものとする。
【００３７】この図５の構成によれば、直列接続された
コンバータ３及びコンバータ２２Ａ、並びにインバータ
４及びインバータ２３により、高電圧化された直流回路
を形成することができる。したがって、この図５の構成
は、直流送電などを行う場合に適している。
コンバータ３及びコンバータ２２Ａ、並びにインバータ
４及びインバータ２３により、高電圧化された直流回路
を形成することができる。したがって、この図５の構成
は、直流送電などを行う場合に適している。
【００３８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、他励電
流型の第１の電力変換器と、自励電流型の第２の電力変
換器とを組合わせ、第２の電力変換器から出力される直
流に含まれる歪成分を検出し、この歪成分を抑制するよ
うに第２の変換器の電流制御を行う構成としたので、安
価な構成でありながら、進相又は遅相のいずれの負荷に
対しても脈動の小さな電力を供給することが可能にな
る。
流型の第１の電力変換器と、自励電流型の第２の電力変
換器とを組合わせ、第２の電力変換器から出力される直
流に含まれる歪成分を検出し、この歪成分を抑制するよ
うに第２の変換器の電流制御を行う構成としたので、安
価な構成でありながら、進相又は遅相のいずれの負荷に
対しても脈動の小さな電力を供給することが可能にな
る。
【図１】本発明の第１実施例の構成図。
【図２】図１の動作を説明するための波形図。
【図３】図１の動作を説明するための波形図。
【図４】本発明の第２実施例の構成図。
【図５】本発明の第３実施例の構成図。
【図６】従来例の構成図。
【図７】図６の動作を説明するための波形図。
１ 電源 ３ コンバータ（第１の電力変換器） ４ インバータ（第１の電力変換器） ６ 誘導電動機（負荷） ２２ コンバータ（第２の電力変換器） ２３ インバータ（第２の電力変換器） ３７ コンデンサ ４３，４４，４７〜５１ 電流演算回路 ５２ インバータ制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】他励電流型のコンバータ及びインバータか
ら成る第１の電力変換器と、 自励電流型のコンバータ及びインバータから成る第２の
電力変換器と、 前記両電力変換器のうち少くとも第２の電力変換器の側
のインバータの出力端子と負荷とに共通接続されたコン
デンサと、 前記負荷に流れる電流の歪成分を検出し、この歪成分を
除去するような前記第２の電力変換器のインバータ出力
電流を演算する電流演算回路と、 前記電流演算回路の演算結果に基いて、前記第２の電力
変換器のインバータを制御するインバータ制御回路と、 を備えた電力変換装置。 - 【請求項２】請求項１記載の電力変換装置において、 前記第１及び第２の電力変換器のコンバータの入力端子
と電源側との間に変圧器を接続したことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項３】請求項１記載の電力変換装置において、 前記コンデンサ及び前記電流演算回路を前記第２の電力
変換器のコンバータ側にも設け、 前記第２の電力変換器のコンバータ側の電源又は負荷
と、前記第２の電力変換器のインバータ側の負荷又は電
源との間で双方向の電力授受を可能としたことを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項４】請求項１記載の電力変換装置において、 前記第１の電力変換器のコンバータ及びインバータの負
側端子及び正側端子と、前記第２の電力変換器のコンバ
ータ及びインバータの正側端子及び負側端子とを接続
し、 コンバータ側変圧器の一方の端子を第２の電力変換器の
コンバータの交流端子に接続すると共に、他方の端子を
第１の電力変換器のコンバータの交流端子に接続し、 インバータ側変圧器の一方の端子を第２の電力変換器の
インバータの交流端子に接続すると共に、他方の端子を
第１の電力変換器のインバータの交流端子に接続した、 ことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6030342A JPH07241081A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | 電力変換装置 |
| EP94308273A EP0652633B1 (en) | 1993-11-09 | 1994-11-09 | Power conversion system and control device therefor |
| DE69421149T DE69421149T2 (de) | 1993-11-09 | 1994-11-09 | Leistungsumwandlungssystem und Steuereinrichtung dafür |
| US08/338,181 US5566061A (en) | 1993-11-09 | 1994-11-09 | Power conversion system and control device therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6030342A JPH07241081A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07241081A true JPH07241081A (ja) | 1995-09-12 |
Family
ID=12301168
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6030342A Pending JPH07241081A (ja) | 1993-11-09 | 1994-02-28 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07241081A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4812829B2 (ja) * | 2005-03-09 | 2011-11-09 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | １２パルス高圧直流送電 |
-
1994
- 1994-02-28 JP JP6030342A patent/JPH07241081A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4812829B2 (ja) * | 2005-03-09 | 2011-11-09 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | １２パルス高圧直流送電 |
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