JPH0723009A - 冗長性低減方法 - Google Patents
冗長性低減方法Info
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- JPH0723009A JPH0723009A JP6123908A JP12390894A JPH0723009A JP H0723009 A JPH0723009 A JP H0723009A JP 6123908 A JP6123908 A JP 6123908A JP 12390894 A JP12390894 A JP 12390894A JP H0723009 A JPH0723009 A JP H0723009A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 効率よりデータ冗長性低減方法を提供する。
【構成】 共通の符号化の際に使用される統計的条件を
チャネル間で検出し、第１のチャネルの信号と予測誤差
を、前記統計的条件から検出された予測係数および伝搬
時間差と共に伝送し、受信器によって、伝送された一方
のチャネルの信号、予測誤差および予測係数と伝搬時間
差とから他方のチャネルの信号を復元する方法におい
て、時間的にずれた相互相関と、２つのチャネルの信号
間の相応の伝搬時間差を検出し、信号チャネルと、検出
された相互相関から得られた予測係数と、伝搬時間差ｄ
とを伝送し、伝送された信号と、予測誤差と、予測係数
と、伝搬時間差とから受信器において第２のチャネルの
信号を復元する。
チャネル間で検出し、第１のチャネルの信号と予測誤差
を、前記統計的条件から検出された予測係数および伝搬
時間差と共に伝送し、受信器によって、伝送された一方
のチャネルの信号、予測誤差および予測係数と伝搬時間
差とから他方のチャネルの信号を復元する方法におい
て、時間的にずれた相互相関と、２つのチャネルの信号
間の相応の伝搬時間差を検出し、信号チャネルと、検出
された相互相関から得られた予測係数と、伝搬時間差ｄ
とを伝送し、伝送された信号と、予測誤差と、予測係数
と、伝搬時間差とから受信器において第２のチャネルの
信号を復元する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、少なくとも２つの音声
および／または画像チャネルによるデータ伝送の際にデ
ータを低減する方法であって、共通の符号化の際に使用
される統計的条件をチャネル間で検出し、第１のチャネ
ルの信号と予測誤差を、前記統計的条件から検出された
予測係数および伝搬時間差と共に伝送し、受信器によっ
て、伝送された一方のチャネルの信号、予測誤差および
予測係数と伝搬時間差とから他方のチャネルの信号を復
元する方法に関する。
および／または画像チャネルによるデータ伝送の際にデ
ータを低減する方法であって、共通の符号化の際に使用
される統計的条件をチャネル間で検出し、第１のチャネ
ルの信号と予測誤差を、前記統計的条件から検出された
予測係数および伝搬時間差と共に伝送し、受信器によっ
て、伝送された一方のチャネルの信号、予測誤差および
予測係数と伝搬時間差とから他方のチャネルの信号を復
元する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ステレオ−冗長性低減方法は、Ｊ．Ｄ．
Ｊｏｈｎｓｔｏｎ著、“Ｐｅｒｃｅｐｔｕａｌ Ｔｒａ
ｎｓｆｏｒｍ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｗｉｄｅｂａｎｄ
Ｓｔｅｒｅｏ Ｓｉｇｎａｌｓ”，Ｐｒｏｃ． ｏｆ
ｔｈｅ ＩＣＡＳＳＰ １９９０およびＲ．Ｇ．ｖａ
ｎ ｄｅｒ Ｗａａｌ，Ｒ．Ｎ．ｖｅｌｄｈｕｉｓ著、
“Ｓｕｂｂａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｓｔｅｒｅｏ
ｐｈｏｎｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｓｉｇｎ
ａｌｓ”，Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ＩＣＡＳＳＰ
１９９１から公知である。しかしこれらには、両チャネ
ルに同時に発生するサンプリング値の統計的関係性が利
用されるだけである。
Ｊｏｈｎｓｔｏｎ著、“Ｐｅｒｃｅｐｔｕａｌ Ｔｒａ
ｎｓｆｏｒｍ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｗｉｄｅｂａｎｄ
Ｓｔｅｒｅｏ Ｓｉｇｎａｌｓ”，Ｐｒｏｃ． ｏｆ
ｔｈｅ ＩＣＡＳＳＰ １９９０およびＲ．Ｇ．ｖａ
ｎ ｄｅｒ Ｗａａｌ，Ｒ．Ｎ．ｖｅｌｄｈｕｉｓ著、
“Ｓｕｂｂａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｓｔｅｒｅｏ
ｐｈｏｎｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｓｉｇｎ
ａｌｓ”，Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ＩＣＡＳＳＰ
１９９１から公知である。しかしこれらには、両チャネ
ルに同時に発生するサンプリング値の統計的関係性が利
用されるだけである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、存在
する相互相関を伝搬時間差を考慮して、適応型チャネル
間予測に利用することである。
する相互相関を伝搬時間差を考慮して、適応型チャネル
間予測に利用することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、時間的にずれた相互相関と、２つのチャネルの信号
間の相応の伝搬時間差を検出し、信号チャネルと、検出
された相互相関から得られた予測係数と、伝搬時間差ｄ
とを伝送し、伝送された信号と、予測誤差と、予測係数
と、伝搬時間差とから受信器において第２のチャネルの
信号を復元するように構成して解決される。
り、時間的にずれた相互相関と、２つのチャネルの信号
間の相応の伝搬時間差を検出し、信号チャネルと、検出
された相互相関から得られた予測係数と、伝搬時間差ｄ
とを伝送し、伝送された信号と、予測誤差と、予測係数
と、伝搬時間差とから受信器において第２のチャネルの
信号を復元するように構成して解決される。
【０００５】本発明により、データ低減率が上昇する。
すなわち、データ冗長性が減少する。これにより低減率
が同じならば品質が向上し、品質が同じならば低減率が
上昇するようになる。
すなわち、データ冗長性が減少する。これにより低減率
が同じならば品質が向上し、品質が同じならば低減率が
上昇するようになる。
【０００６】
【実施例】図１には２つの信号チャネルが示されてい
る。第１の信号チャネルはサンプリング時点ｎでサンプ
リングされた信号ｘ（ｎ）を含み、この信号はデータ線
路２１を介して、メモリを有する計算ユニット１に供給
される。第２の信号チャネルはサンプリング時点ｎでサ
ンプリングされた信号ｙ（ｎ）を含み、この信号は別の
データ線路２２を介して計算ユニット１に供給される。
る。第１の信号チャネルはサンプリング時点ｎでサンプ
リングされた信号ｘ（ｎ）を含み、この信号はデータ線
路２１を介して、メモリを有する計算ユニット１に供給
される。第２の信号チャネルはサンプリング時点ｎでサ
ンプリングされた信号ｙ（ｎ）を含み、この信号は別の
データ線路２２を介して計算ユニット１に供給される。
【０００７】計算ユニット１は、後で説明するように、
信号ｘ（ｎ）の瞬時のサンプリング値と先行するサンプ
リング値から、２つの信号ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）間の伝搬
時間差だけの伝搬時間補償と予測係数ａkによる予測を
用いて、第２のチャネルの瞬時のサンプリング値ｙ
（ｎ）に対する推定値ｙ’（ｎ）を求める。引き続き予
測誤差ｅ（ｎ）が算出される。予測誤差は瞬時のサンプ
リング値ｙ（ｎ）と推定値ｙ’（ｎ）との差として得ら
れる。すなわち、ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ’（ｎ）であ
る。計算ユニット１は、第１のチャネルのサンプリング
値ｘ（ｎ）、伝搬時間差（遅延度）ｄ、予測係数ａｋお
よび予測誤差ｅ（ｎ）をデータ線路２０を介して計算ユ
ニット２を有する受信器に送出する。しかしデータ伝送
は電磁波によっても行うことができる。
信号ｘ（ｎ）の瞬時のサンプリング値と先行するサンプ
リング値から、２つの信号ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）間の伝搬
時間差だけの伝搬時間補償と予測係数ａkによる予測を
用いて、第２のチャネルの瞬時のサンプリング値ｙ
（ｎ）に対する推定値ｙ’（ｎ）を求める。引き続き予
測誤差ｅ（ｎ）が算出される。予測誤差は瞬時のサンプ
リング値ｙ（ｎ）と推定値ｙ’（ｎ）との差として得ら
れる。すなわち、ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ’（ｎ）であ
る。計算ユニット１は、第１のチャネルのサンプリング
値ｘ（ｎ）、伝搬時間差（遅延度）ｄ、予測係数ａｋお
よび予測誤差ｅ（ｎ）をデータ線路２０を介して計算ユ
ニット２を有する受信器に送出する。しかしデータ伝送
は電磁波によっても行うことができる。
【０００８】計算ユニット２を有する受信器は、第１の
チャネルのサンプリング値ｘ（ｎ）、遅延度ｄ、予測係
数ａｋおよび予測誤差ｅ（ｎ）から、第２のチャネルの
信号ｙ（ｎ）を復元し、この信号をサンプリング信号ｘ
（ｎ）と共に後続処理のためさらに送出する。
チャネルのサンプリング値ｘ（ｎ）、遅延度ｄ、予測係
数ａｋおよび予測誤差ｅ（ｎ）から、第２のチャネルの
信号ｙ（ｎ）を復元し、この信号をサンプリング信号ｘ
（ｎ）と共に後続処理のためさらに送出する。
【０００９】図２には、計算ユニット１に含まれる適応
型チャネル間予測が概略的に示されている。計算ユニッ
ト３では、後で説明するように、信号ｘ（ｎ）とｙ
（ｎ）の順次連続するそれぞれＮ個のサンプリング値の
ブロックに対して最適の予測係数ａｋおよび最適の遅延
度ｄが検出され、遅延回路３ないし予測器４ならびに計
算ユニット６にさらに送出される。サンプリング信号ｘ
（ｎ）は遅延回路３に供給され、その後予測器４に伝送
される。このようにして後で述べる式（１）に従って、
第２のチャネルの瞬時のサンプリング値ｙ（ｎ）に対す
る推定値ｙ’（ｎ）が算出される。推定値ｙ’（ｎ）と
瞬時のサンプリング値ｙ（ｎ）は加算器７に供給され、
推定値ｙ’（ｎ）に負の符号が付される。推定値ｙ’
（ｎ）と瞬時のサンプリング値ｙ（ｎ）との加算から、
後で説明する式（２）に従って予測誤差ｅ（ｎ）が求め
られ、この予測誤差は引き続き同様に計算ユニット６に
送出される。
型チャネル間予測が概略的に示されている。計算ユニッ
ト３では、後で説明するように、信号ｘ（ｎ）とｙ
（ｎ）の順次連続するそれぞれＮ個のサンプリング値の
ブロックに対して最適の予測係数ａｋおよび最適の遅延
度ｄが検出され、遅延回路３ないし予測器４ならびに計
算ユニット６にさらに送出される。サンプリング信号ｘ
（ｎ）は遅延回路３に供給され、その後予測器４に伝送
される。このようにして後で述べる式（１）に従って、
第２のチャネルの瞬時のサンプリング値ｙ（ｎ）に対す
る推定値ｙ’（ｎ）が算出される。推定値ｙ’（ｎ）と
瞬時のサンプリング値ｙ（ｎ）は加算器７に供給され、
推定値ｙ’（ｎ）に負の符号が付される。推定値ｙ’
（ｎ）と瞬時のサンプリング値ｙ（ｎ）との加算から、
後で説明する式（２）に従って予測誤差ｅ（ｎ）が求め
られ、この予測誤差は引き続き同様に計算ユニット６に
送出される。
【００１０】計算ユニット６では、伝送に対して必要な
別の処理、例えば符号化および多重化が行われる。これ
らの処理は適応型チャネル間予測の範囲外であり、ここ
では詳細に説明しない。計算ユニット６は最後に、サン
プリング信号ｘ（ｎ）、遅延度ｄ、予測係数ａｋおよび
予測誤差をデータ線路２０を介して受信器にさらに伝送
する。
別の処理、例えば符号化および多重化が行われる。これ
らの処理は適応型チャネル間予測の範囲外であり、ここ
では詳細に説明しない。計算ユニット６は最後に、サン
プリング信号ｘ（ｎ）、遅延度ｄ、予測係数ａｋおよび
予測誤差をデータ線路２０を介して受信器にさらに伝送
する。
【００１１】順次連続するそれぞれＮ個のサンプリング
値のブロックに対して最適の予測係数ａｋの検出および
最適の伝搬時間差ｄの検出は、計算ユニット３で予測誤
差出力の最小化により行われる。その際、後で説明する
式（１０）に示された規則を適用し、式（４）、
（５）、（６）、（７）、（８）に従って予測誤差出力
が算出され、この予測誤差出力は遅延度ｄと予測係数ａ
ｋを変化して最小にされる。
値のブロックに対して最適の予測係数ａｋの検出および
最適の伝搬時間差ｄの検出は、計算ユニット３で予測誤
差出力の最小化により行われる。その際、後で説明する
式（１０）に示された規則を適用し、式（４）、
（５）、（６）、（７）、（８）に従って予測誤差出力
が算出され、この予測誤差出力は遅延度ｄと予測係数ａ
ｋを変化して最小にされる。
【００１２】図３は、チャネル間予測器の具体的な構成
を示す。チャネル間予測器は遅延回路３と予測器４から
なる。第１のチャネル２１のサンプリングされた信号値
ｘ(ｎ）は第１の遅延回路８に供給される。遅延回路８
は、サンプリングされた信号値ｘ（ｎ）を所定のサンプ
リングクロック数ｄの間、すなわちいわゆる伝搬時間差
ｄの間記憶する。これに続いて、信号値ｘ（ｎ−ｄ）は
第２の遅延回路１０と０番目の乗算器９に供給される。
を示す。チャネル間予測器は遅延回路３と予測器４から
なる。第１のチャネル２１のサンプリングされた信号値
ｘ(ｎ）は第１の遅延回路８に供給される。遅延回路８
は、サンプリングされた信号値ｘ（ｎ）を所定のサンプ
リングクロック数ｄの間、すなわちいわゆる伝搬時間差
ｄの間記憶する。これに続いて、信号値ｘ（ｎ−ｄ）は
第２の遅延回路１０と０番目の乗算器９に供給される。
【００１３】０番目の乗算器９では信号ｘ（ｎ−ｄ）が
予測係数ａ0と乗算され、第１の加算器１２にさらに伝
送される。第２の遅延回路１０では信号値ｘ（ｎ−ｄ）
が１サンプリングクロックの間記憶され、その後、信号
値ｘ（ｎ−ｄ−１）が第１の乗算器１１および別の遅延
回路に供給される。別の遅延回路は図３には点で示され
ている。第１の乗算器１１は信号ｘ（ｎ−ｄ−１）を第
１の予測係数ａ1と乗算し、積を第１の加算器１２にさ
らに送出する。
予測係数ａ0と乗算され、第１の加算器１２にさらに伝
送される。第２の遅延回路１０では信号値ｘ（ｎ−ｄ）
が１サンプリングクロックの間記憶され、その後、信号
値ｘ（ｎ−ｄ−１）が第１の乗算器１１および別の遅延
回路に供給される。別の遅延回路は図３には点で示され
ている。第１の乗算器１１は信号ｘ（ｎ−ｄ−１）を第
１の予測係数ａ1と乗算し、積を第１の加算器１２にさ
らに送出する。
【００１４】第１の加算器１２は、０番目の乗算器９か
ら供給された積ｘ（ｎ−ｄ）＊ａ0を第１の乗算器１１
から供給された積ｘ（ｎ−ｄ−１）＊ａ1と加算し、和
を別の加算器に供給する。この別の加算器は図３には点
で示されている。この構成によって、式（１）に示され
た、信号ｙ（ｎ）の瞬時のサンプリング値に対する推定
値ｙ’（ｎ）を表す和が得られる。第１の遅延回路１０
と第ｋ番目の遅延回路１３との間には別のｋ−２個の遅
延回路がある。
ら供給された積ｘ（ｎ−ｄ）＊ａ0を第１の乗算器１１
から供給された積ｘ（ｎ−ｄ−１）＊ａ1と加算し、和
を別の加算器に供給する。この別の加算器は図３には点
で示されている。この構成によって、式（１）に示され
た、信号ｙ（ｎ）の瞬時のサンプリング値に対する推定
値ｙ’（ｎ）を表す和が得られる。第１の遅延回路１０
と第ｋ番目の遅延回路１３との間には別のｋ−２個の遅
延回路がある。
【００１５】遅延回路はそれぞれ乗算器と接続されてお
り、乗算器は時間遅延された信号を予測係数と乗算し
て、加算器にさらに送出する。加算器は、乗算器から供
給された積を先行する加算器により求められた和と加算
し、この和を別の加算器にさらに送出する。したがって
Ｋ個の分岐路が設けられており、これらの分岐路は、乗
算器１１と接続された遅延回路１０および加算器１２と
接続された乗算器１１と同じように構成されている。
り、乗算器は時間遅延された信号を予測係数と乗算し
て、加算器にさらに送出する。加算器は、乗算器から供
給された積を先行する加算器により求められた和と加算
し、この和を別の加算器にさらに送出する。したがって
Ｋ個の分岐路が設けられており、これらの分岐路は、乗
算器１１と接続された遅延回路１０および加算器１２と
接続された乗算器１１と同じように構成されている。
【００１６】最後の分岐路Ｋでは、先行する遅延回路か
ら供給された信号が、第Ｋ番目の遅延回路１３で１サン
プリングクロックの間記憶され、信号ｘ（ｎ−ｄ−Ｋ）
が第Ｋ番目の乗算器１４に供給される。第Ｋ番目の乗算
器１４は供給された信号をＫ番目の予測係数ａKと乗算
し、積ｘ（ｎ−ｄ−Ｋ）＊ａKを第Ｋ番目の加算器１５
に送出する。
ら供給された信号が、第Ｋ番目の遅延回路１３で１サン
プリングクロックの間記憶され、信号ｘ（ｎ−ｄ−Ｋ）
が第Ｋ番目の乗算器１４に供給される。第Ｋ番目の乗算
器１４は供給された信号をＫ番目の予測係数ａKと乗算
し、積ｘ（ｎ−ｄ−Ｋ）＊ａKを第Ｋ番目の加算器１５
に送出する。
【００１７】第Ｋ番目の加算器１５は、Ｋ番目の乗算器
１４から供給された積と第（Ｋ−１）番目の加算器によ
り求められた和を加算し、推定値ｙ’（ｎ）を形成す
る。この推定値は式（１）により示される。Ｋ番目の加
算器１５は推定値ｙ’（ｎ）を加算器７にさらに送出す
る。加算器７は、信号ｙ（ｎ）の瞬時のサンプリング値
と推定値ｙ’（ｎ）から予測誤差ｅ（ｎ）を検出する。
次にメモリを有する計算ユニット１は予測誤差ｅ（ｎ）
を最適化する。
１４から供給された積と第（Ｋ−１）番目の加算器によ
り求められた和を加算し、推定値ｙ’（ｎ）を形成す
る。この推定値は式（１）により示される。Ｋ番目の加
算器１５は推定値ｙ’（ｎ）を加算器７にさらに送出す
る。加算器７は、信号ｙ（ｎ）の瞬時のサンプリング値
と推定値ｙ’（ｎ）から予測誤差ｅ（ｎ）を検出する。
次にメモリを有する計算ユニット１は予測誤差ｅ（ｎ）
を最適化する。
【００１８】図３に概略的に示された、予測係数ａｋと
伝搬時間差（遅延度）ｄを使用して予測誤差ｅ（ｎ）を
検出するための方法は、メモリを有する計算ユニット１
により最適遅延度ｄと最適予測係数ａｋを検出する既に
説明した手段と同様に行われる。
伝搬時間差（遅延度）ｄを使用して予測誤差ｅ（ｎ）を
検出するための方法は、メモリを有する計算ユニット１
により最適遅延度ｄと最適予測係数ａｋを検出する既に
説明した手段と同様に行われる。
【００１９】予測器４は有利には有限パルス応答型（Ｆ
ＩＲ）フィルタ構造体として構成される。有限パルス応
答型（ＦＩＲ）フィルタ構造体はＫａｍｍｅｙｅｒ著、
“Ｎａｃｈｒｉｃｈｔｅｎｔｅｃｈｎｉｋ”，Ｔｅｕｂ
ｎｅｒ Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ，１９９２，４８７頁から
公知である。
ＩＲ）フィルタ構造体として構成される。有限パルス応
答型（ＦＩＲ）フィルタ構造体はＫａｍｍｅｙｅｒ著、
“Ｎａｃｈｒｉｃｈｔｅｎｔｅｃｈｎｉｋ”，Ｔｅｕｂ
ｎｅｒ Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ，１９９２，４８７頁から
公知である。
【００２０】本発明により提案されたチャネル間予測方
法により、マルチチャネル画像信号および音声信号の符
号化の際の冗長性低減が可能である。これは、信号が相
互に依存しないで符号化されるのではなく、共通に符号
化される場合にチャネル間に存在する統計的条件を利用
することによって行われる。
法により、マルチチャネル画像信号および音声信号の符
号化の際の冗長性低減が可能である。これは、信号が相
互に依存しないで符号化されるのではなく、共通に符号
化される場合にチャネル間に存在する統計的条件を利用
することによって行われる。
【００２１】ステレオ音声信号の符号化の場合、従来技
術は、ＭＰＥＧ／Ａｕｄｉｏとして公知のＩＳＯ／ＩＥ
Ｃ規格提案［１］により示される。そこで使用された、
ステレオ−冗長性低減法は［２］および［３］に開示さ
れた処理に基づくものである。ステレオ音声信号はこと
に、種々異なる音響源の信号が２つのチャネルで異なる
時点および異なるレベルで発生することを特徴とする。
このことは現在公知の方法では不十分にしか考慮されて
いない。なぜなら、単に左チャネルと右チャネル間の時
間的に同じ２つのサンプリング値間の統計的依存性しか
利用されていないからである。改善されたアプリケーシ
ョン、いわゆる適応型チャネル間予測法では、伝搬時間
補償された高次の予測が含まれる。この高次の予測によ
り１つのチャネルにおける信号のサンプリング値から他
方のチャネルにおける瞬時のサンプリング値に対する推
定値が算出される。２チャネル以上の信号に対するアプ
リケーションもまったく同じように行われる。図２はブ
ロック回路図を示し、図３はチャネル間予測器の実現の
実施例のブロック回路図を示す。
術は、ＭＰＥＧ／Ａｕｄｉｏとして公知のＩＳＯ／ＩＥ
Ｃ規格提案［１］により示される。そこで使用された、
ステレオ−冗長性低減法は［２］および［３］に開示さ
れた処理に基づくものである。ステレオ音声信号はこと
に、種々異なる音響源の信号が２つのチャネルで異なる
時点および異なるレベルで発生することを特徴とする。
このことは現在公知の方法では不十分にしか考慮されて
いない。なぜなら、単に左チャネルと右チャネル間の時
間的に同じ２つのサンプリング値間の統計的依存性しか
利用されていないからである。改善されたアプリケーシ
ョン、いわゆる適応型チャネル間予測法では、伝搬時間
補償された高次の予測が含まれる。この高次の予測によ
り１つのチャネルにおける信号のサンプリング値から他
方のチャネルにおける瞬時のサンプリング値に対する推
定値が算出される。２チャネル以上の信号に対するアプ
リケーションもまったく同じように行われる。図２はブ
ロック回路図を示し、図３はチャネル間予測器の実現の
実施例のブロック回路図を示す。
【００２２】１つのチャネルにおける信号ｘ（ｎ）の複
数の人事連続するサンプリング値からそれぞれ他方のチ
ャネルにおける信号ｙ（ｎ）の瞬時のサンプリング値に
対して推定値が次式に従って算出される。
数の人事連続するサンプリング値からそれぞれ他方のチ
ャネルにおける信号ｙ（ｎ）の瞬時のサンプリング値に
対して推定値が次式に従って算出される。
【００２３】
【数２】
【００２４】ここでＫは予測器の次数を、ａｋは予測係
数を、ｄは伝搬時間差の補正を可能にする遅延度をそれ
ぞれ表す。予測誤差は、 ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ’（ｎ） （２） により得られる。
数を、ｄは伝搬時間差の補正を可能にする遅延度をそれ
ぞれ表す。予測誤差は、 ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ’（ｎ） （２） により得られる。
【００２５】信号ｙ（ｎ）の分散と比較すると、予測誤
差信号ｅ（ｎ）の分散は小さい。したがって信号ｙ
（ｎ）の代わりに予測誤差信号ｅ（ｎ）を符号化して伝
送すると、これによりデータレートが低減される。予測
利得 Ｇ＝（Ｅ［ｙ2（ｎ）］）／（Ｅ［ｅ2（ｎ）］）＝σy 2／σe 2 （３） は分散の比により求められる。
差信号ｅ（ｎ）の分散は小さい。したがって信号ｙ
（ｎ）の代わりに予測誤差信号ｅ（ｎ）を符号化して伝
送すると、これによりデータレートが低減される。予測
利得 Ｇ＝（Ｅ［ｙ2（ｎ）］）／（Ｅ［ｅ2（ｎ）］）＝σy 2／σe 2 （３） は分散の比により求められる。
【００２６】一般性を制限することなく以下、ｘ
（ｎ），ｙ（ｎ），ｙ’（ｎ），ｅ（ｎ）は変化せず平
均値がないことを前提とする。所定の遅延度ｄに対して
最適の予測係数ａｋが、予測誤差信号の分散σe 2＝Ｅ
［ｅ2（ｎ）］を最小にすることによって算出される。
これにより以下の線形式が得られる。
（ｎ），ｙ（ｎ），ｙ’（ｎ），ｅ（ｎ）は変化せず平
均値がないことを前提とする。所定の遅延度ｄに対して
最適の予測係数ａｋが、予測誤差信号の分散σe 2＝Ｅ
［ｅ2（ｎ）］を最小にすることによって算出される。
これにより以下の線形式が得られる。
【００２７】
【数３】
【００２８】ここでσxk 2＝Ｅ［ｘ2（ｎ−ｄ−ｋ）］
（５） 信号ｘ（ｎ）のサンプリング値の分散であり、 ｒk,i＝ｒi,k＝E［x(n-d-k)・x(n-d-i)］／（σxk・σxi） （６） 信号ｘ（ｎ）のサンプリング値の自己相関係数であり、 ｃi＝E［y(n)・x(n-d-i)］／σy・σxi （７） 信号ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）のサンプリング値間の相互相関
係数である。
（５） 信号ｘ（ｎ）のサンプリング値の分散であり、 ｒk,i＝ｒi,k＝E［x(n-d-k)・x(n-d-i)］／（σxk・σxi） （６） 信号ｘ（ｎ）のサンプリング値の自己相関係数であり、 ｃi＝E［y(n)・x(n-d-i)］／σy・σxi （７） 信号ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）のサンプリング値間の相互相関
係数である。
【００２９】最適の予測係数ａｋに対して予測誤差出力
【００３０】
【数４】
【００３１】は最小であり、予測利得
【００３２】
【数５】
【００３３】は遅延度ｄの所定値に対して最大である。
【００３４】遅延度ｄは例えば、信号ｘ（ｎ）とｙ
（ｎ）間の伝搬時間差に対する予備分析により検出され
た推定値とすることができる。最大の予測利得は予測係
数ａｋと遅延度ｄを同時に最適化することによって達せ
られる。
（ｎ）間の伝搬時間差に対する予備分析により検出され
た推定値とすることができる。最大の予測利得は予測係
数ａｋと遅延度ｄを同時に最適化することによって達せ
られる。
【００３５】入力信号が変化する場合は、最適の予測パ
ラメータは瞬時の信号特性に依存する。すなわち、時間
変化する。その際予測器を瞬時の信号特性に適合すると
有利である。このことは、ブロック｛ｘ（ｍＮ）...ｘ
（ｍＮ＋Ｎ−１）｝ないし｛ｙ（ｍＮ）...ｙ（ｍＮ＋
Ｎ−１）｝における信号ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）を符号化
し、所属の最適予測パラメータを時間平均値
ラメータは瞬時の信号特性に依存する。すなわち、時間
変化する。その際予測器を瞬時の信号特性に適合すると
有利である。このことは、ブロック｛ｘ（ｍＮ）...ｘ
（ｍＮ＋Ｎ−１）｝ないし｛ｙ（ｍＮ）...ｙ（ｍＮ＋
Ｎ−１）｝における信号ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）を符号化
し、所属の最適予測パラメータを時間平均値
【００３６】
【数６】
【００３７】を使用して期待値Ｅ［ｆｆ（ｍＮ）］の代
わりに算出することによって行う。このようにして各ブ
ロックに対する予測誤差出力が最小にされる。各ブロッ
クに対しては信号ｘ（ｎ）と予測誤差信号ｅ（ｎ）の他
に予測パラメータも伝送しなければならない。
わりに算出することによって行う。このようにして各ブ
ロックに対する予測誤差出力が最小にされる。各ブロッ
クに対しては信号ｘ（ｎ）と予測誤差信号ｅ（ｎ）の他
に予測パラメータも伝送しなければならない。
【００３８】適応型チャネル間予測の効率を高めるた
め、この予測は広帯域の入力信号に適用されるのではな
く、狭帯域のスペクトル成分に適用される。その際、予
測は個々の音声信号成分においてとくに効率がよいとい
う事実が利用される。適応型チャネル間予測を狭帯域の
スペクトル成分に適用すれば、ただ１つのまたは少数の
音声信号成分だけがスペクトル成分に含まれることが保
証され、したがって低次の予測器を使用することができ
る。さらに予測器パラメータはスペクトル領域において
音声信号成分の信号に依存する分布に適合される。これ
によって例えば音声信号成分を含まないスペクトル成分
中では予測を遮断することができる。
め、この予測は広帯域の入力信号に適用されるのではな
く、狭帯域のスペクトル成分に適用される。その際、予
測は個々の音声信号成分においてとくに効率がよいとい
う事実が利用される。適応型チャネル間予測を狭帯域の
スペクトル成分に適用すれば、ただ１つのまたは少数の
音声信号成分だけがスペクトル成分に含まれることが保
証され、したがって低次の予測器を使用することができ
る。さらに予測器パラメータはスペクトル領域において
音声信号成分の信号に依存する分布に適合される。これ
によって例えば音声信号成分を含まないスペクトル成分
中では予測を遮断することができる。
【００３９】第１のステップでは、ＩＳＯ ＭＰＥＧＬ
ａｙｅｒ ＩＩ Ｃｏｄｅｃ［１］における適合型チャ
ネル間予測が統合された。ここではスペクトル成分が３
２サブバンドを有する同型式のフィルタバンクにより得
られる。この場合、ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）はｉ番目のサブ
バンドにおけるステレオ信号のアンダーサンプリング信
号である。ｘ（ｎ）＝ｌ（ｎ）とｙ（ｎ）＝ｒ（ｎ）に
対して左から右の信号への予測が行われる。対応関係を
入れ替えると反対の予測方向が生じる。予測係数ａｋと
遅延度ｄはそれぞれ短時間のインターバル（Ｔ＝２４ｍ
ｓ）で検出される。適応型チャネル間予測の特異性は、
予測器構造がエンコーダにおいてもデコーダにおいても
ＦＩＲ構造であり、したがって過渡特性や安定性の問題
が発生しないことにある。このことは信号の任意の個所
からデコードを開始したい場合にとくに重要である。
ａｙｅｒ ＩＩ Ｃｏｄｅｃ［１］における適合型チャ
ネル間予測が統合された。ここではスペクトル成分が３
２サブバンドを有する同型式のフィルタバンクにより得
られる。この場合、ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）はｉ番目のサブ
バンドにおけるステレオ信号のアンダーサンプリング信
号である。ｘ（ｎ）＝ｌ（ｎ）とｙ（ｎ）＝ｒ（ｎ）に
対して左から右の信号への予測が行われる。対応関係を
入れ替えると反対の予測方向が生じる。予測係数ａｋと
遅延度ｄはそれぞれ短時間のインターバル（Ｔ＝２４ｍ
ｓ）で検出される。適応型チャネル間予測の特異性は、
予測器構造がエンコーダにおいてもデコーダにおいても
ＦＩＲ構造であり、したがって過渡特性や安定性の問題
が発生しないことにある。このことは信号の任意の個所
からデコードを開始したい場合にとくに重要である。
【００４０】ここではｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の代わりにｘ
（ｎ）とｅ（ｎ）を符号化して伝送しなければならな
い。さらに予測器に対して必要ような付加情報（遅延度
ｄ、予測係数ａｋ）を伝送しなければならない。予測方
向、すなわちｌ（ｎ）とｒ（ｎ）の、ｘ（ｎ）とｙ
（ｎ）に対する対応関係は固定または可変とすることが
できるが、これも伝送しなければならない。エンコーダ
では予測器の入力値としてｘ（ｎ）の量子化値を使用す
ることができる。これによって予測器がエンコーダにお
いてもデコーダにおいても同じ入力信号を処理すること
が保証される。したがって信号ｙ（ｎ）の量子化誤差は
予測誤差信号ｅ（ｎ）の量子化誤差と同じである。そう
でないと信号ｘ（ｎ）の量子化誤差の付加的重畳が生じ
ることとなる。
（ｎ）とｅ（ｎ）を符号化して伝送しなければならな
い。さらに予測器に対して必要ような付加情報（遅延度
ｄ、予測係数ａｋ）を伝送しなければならない。予測方
向、すなわちｌ（ｎ）とｒ（ｎ）の、ｘ（ｎ）とｙ
（ｎ）に対する対応関係は固定または可変とすることが
できるが、これも伝送しなければならない。エンコーダ
では予測器の入力値としてｘ（ｎ）の量子化値を使用す
ることができる。これによって予測器がエンコーダにお
いてもデコーダにおいても同じ入力信号を処理すること
が保証される。したがって信号ｙ（ｎ）の量子化誤差は
予測誤差信号ｅ（ｎ）の量子化誤差と同じである。そう
でないと信号ｘ（ｎ）の量子化誤差の付加的重畳が生じ
ることとなる。
【００４１】最初の実験により、ＩＳＯ正規化の間に実
行された聴取テストでとくにクリチカルであることが判
明した検査信号クラス（部分的に比較的大きなエネルギ
ーを備えた非常に多数の音声スペクトル成分を高周波領
域にも有する楽器特性、例えば“クラリネット”または
“ハープシコード”による検査信号）に対して大きな予
測利得の生じることが示された。検査信号“クラリネッ
ト”に対しては例えば個々のサブバンドで大きな信号区
間にわたり、３０から４０ｄＢの領域の予測利得が得ら
れる。これはオーディオ品質の明瞭な改善につながる。
予測利得はとりわけ低域の６〜１２サブバンドに集中し
ている。別の検査信号では、これらの低域サブバンドで
は３から１６ｄＢの中程度の予測利得が得られ、これに
対して高域のサブバンドでは３ｄＢ以下であった。全信
号で平均すると予測利得は１．５から６．５ｄＢであ
る。
行された聴取テストでとくにクリチカルであることが判
明した検査信号クラス（部分的に比較的大きなエネルギ
ーを備えた非常に多数の音声スペクトル成分を高周波領
域にも有する楽器特性、例えば“クラリネット”または
“ハープシコード”による検査信号）に対して大きな予
測利得の生じることが示された。検査信号“クラリネッ
ト”に対しては例えば個々のサブバンドで大きな信号区
間にわたり、３０から４０ｄＢの領域の予測利得が得ら
れる。これはオーディオ品質の明瞭な改善につながる。
予測利得はとりわけ低域の６〜１２サブバンドに集中し
ている。別の検査信号では、これらの低域サブバンドで
は３から１６ｄＢの中程度の予測利得が得られ、これに
対して高域のサブバンドでは３ｄＢ以下であった。全信
号で平均すると予測利得は１．５から６．５ｄＢであ
る。
【００４２】適応型チャネル間予測の重要な特異性は、
符号化が困難な信号区間、すなわち非常に多くのデータ
レートを必要とする信号区間でとくに大きな予測利得が
得られることにある。
符号化が困難な信号区間、すなわち非常に多くのデータ
レートを必要とする信号区間でとくに大きな予測利得が
得られることにある。
【００４３】上記明細書中の参考文献は以下である。
【００４４】［1］ISO/IEC,"Draft International Stan
dard DIS 11172:Information technology-coding of mo
ving pictures and associated audio for digital sto
rage media aat up to about 1.5 Mbit/s",ISO/IEC JTC
1/SC29/WG11,Geneva,April 1992. ［2］J.D.Johnston,"Perceptual Transform Coding of
Wideband Stereo Signals",Proc.of the ICASSP 1990. ［3］R.G.van der Waal,R.N.J.Veldhuis,"Subband Codi
ng of Stereophonic Digital Audio Signals",Proc.of
the ICASSP 1991. ［4］H.Fuchs,"Report on the MPEG/Audio subjective
listening tests in Hannover",ISO/IEC JTC1/SC29/WG1
1:Doc.-No.MPEG91/331,November 1991.
dard DIS 11172:Information technology-coding of mo
ving pictures and associated audio for digital sto
rage media aat up to about 1.5 Mbit/s",ISO/IEC JTC
1/SC29/WG11,Geneva,April 1992. ［2］J.D.Johnston,"Perceptual Transform Coding of
Wideband Stereo Signals",Proc.of the ICASSP 1990. ［3］R.G.van der Waal,R.N.J.Veldhuis,"Subband Codi
ng of Stereophonic Digital Audio Signals",Proc.of
the ICASSP 1991. ［4］H.Fuchs,"Report on the MPEG/Audio subjective
listening tests in Hannover",ISO/IEC JTC1/SC29/WG1
1:Doc.-No.MPEG91/331,November 1991.
【００４５】
【発明の効果】本発明により、非常に効率よりデータ冗
長性低減方法が得られる。
長性低減方法が得られる。
【図１】２チャンネル伝送装置のブロック回路図であ
る。
る。
【図２】適応型チャネル間予測器のブロック回路図であ
る。
る。
【図３】チャネル間予測器の概略図である。
１、２、３、６ 計算ユニット ４ 予測器 ７ 加算器 ８ 遅延回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヘンドリク フクス ドイツ連邦共和国 ハノーヴァー フノイ スシュトラーセ １
Claims (2)
- 【請求項１】 少なくとも２つの音声および／または画
像チャネルによるデータ伝送の際にデータを低減する方
法であって、 共通の符号化の際に使用される統計的条件をチャネル間
で検出し、 第１のチャネルの信号と予測誤差を、前記統計的条件か
ら検出された予測係数および伝搬時間差と共に伝送し、 受信器によって、伝送された一方のチャネルの信号、予
測誤差および予測係数と伝搬時間差とから他方のチャネ
ルの信号を復元する方法において、 時間的にずれた相互相関と、２つのチャネルの信号間の
相応の伝搬時間差を検出し、 信号チャネルと、検出された相互相関から得られた予測
係数と、伝搬時間差ｄとを伝送し、 伝送された信号と、予測誤差と、予測係数と、伝搬時間
差とから受信器において第２のチャネルの信号を復元す
ることを特徴とする冗長性低減方法。 - 【請求項２】 第１のチャネルのサンプリングされた信
号値ｘ（ｎ）から推定値ｙ’（ｎ）を次式の和形成によ
り求めることによって、２つの信号チャネル間の相互相
関を利用し： 【数１】 ここでｙ’（ｎ）は、サンプリング時点ｎでの第２のチ
ャネルの信号値ｙ（ｎ）の推定値であり、ａｋは予測係
数、ｄは所定数のサンプリングクロックからなる伝搬時
間差、ｋは伝搬変数およびＫは予測器の次数を定める定
数、ｘ（ｎ−ｄ−ｋ）はサンプリング時点（ｎ−ｄ−
ｋ）における第１のチャネルの信号のサンプリング値で
あり、 推定値ｙ’（ｎ）を第２のチャネルのサンプリング値と
比較して予測誤差ｅ(ｎ）を検出し、 予測係数ａｋと伝搬時間差ｄを、予測誤差ｅ（ｎ）を最
小にすることによって最適化し、 予測誤差ｅ（ｎ）、予測係数ａｋ、伝搬時間差ｄおよび
第１のチャネルの信号ｘ（ｎ）を伝送し、これらのデー
タから第２のチャネルの信号を受信器において復元する
請求項１記載の方法。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4318763.3 | 1993-06-05 | ||
| DE4318763 | 1993-06-05 | ||
| DE4320990.4 | 1993-06-24 | ||
| DE4320990A DE4320990B4 (de) | 1993-06-05 | 1993-06-24 | Verfahren zur Redundanzreduktion |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007323655A Division JP4504414B2 (ja) | 1993-06-05 | 2007-12-14 | 冗長性低減方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0723009A true JPH0723009A (ja) | 1995-01-24 |
| JP4095679B2 JP4095679B2 (ja) | 2008-06-04 |
Family
ID=25926535
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12390894A Expired - Fee Related JP4095679B2 (ja) | 1993-06-05 | 1994-06-06 | 冗長性低減方法 |
| JP2007323655A Expired - Fee Related JP4504414B2 (ja) | 1993-06-05 | 2007-12-14 | 冗長性低減方法 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007323655A Expired - Fee Related JP4504414B2 (ja) | 1993-06-05 | 2007-12-14 | 冗長性低減方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5511093A (ja) |
| JP (2) | JP4095679B2 (ja) |
| DE (1) | DE4320990B4 (ja) |
| FR (1) | FR2706053B1 (ja) |
| GB (1) | GB2279214B (ja) |
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| JP2005522722A (ja) * | 2002-04-10 | 2005-07-28 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ステレオ信号の符号化 |
| JP2008535014A (ja) * | 2005-03-30 | 2008-08-28 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | スケーラブルマルチチャネル音声符号化方法 |
| WO2008132826A1 (ja) * | 2007-04-20 | 2008-11-06 | Panasonic Corporation | ステレオ音声符号化装置およびステレオ音声符号化方法 |
| US8374883B2 (en) | 2007-10-31 | 2013-02-12 | Panasonic Corporation | Encoder and decoder using inter channel prediction based on optimally determined signals |
| US8983830B2 (en) | 2007-03-30 | 2015-03-17 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Stereo signal encoding device including setting of threshold frequencies and stereo signal encoding method including setting of threshold frequencies |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE19526366A1 (de) | 1995-07-20 | 1997-01-23 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Redundanzreduktion bei der Codierung von mehrkanaligen Signalen und Vorrichtung zur Dekodierung von redundanzreduzierten, mehrkanaligen Signalen |
| US5710786A (en) * | 1995-08-25 | 1998-01-20 | Sdl, Inc. | Optical fibre laser pump source for fibre amplifiers |
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| US5812971A (en) * | 1996-03-22 | 1998-09-22 | Lucent Technologies Inc. | Enhanced joint stereo coding method using temporal envelope shaping |
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| US6370180B2 (en) | 1999-01-08 | 2002-04-09 | Corning Incorporated | Semiconductor-solid state laser optical waveguide pump |
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