JPH07221798A - ２値化雑音信号発生方法とその装置 - Google Patents
２値化雑音信号発生方法とその装置Info
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- JPH07221798A JPH07221798A JP6007614A JP761494A JPH07221798A JP H07221798 A JPH07221798 A JP H07221798A JP 6007614 A JP6007614 A JP 6007614A JP 761494 A JP761494 A JP 761494A JP H07221798 A JPH07221798 A JP H07221798A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 確率特性が既知であり、帯域幅を持った電気
雑音信号から、１と０の系列から成るデジタル形式の乱
数信号を得ることを技術的課題とし、広い分野で簡単に
かつ有効に利用できる２値化雑音信号を得る。 【構成】 雑音信号を独立した時間間隔の周期Ｔの標本
化パルスでサンプルしてサンプル値を得、該サンプル値
をＡ／Ｄ変換の精度でディジタル化して標本化値とし、
クロックパルスのカウント数と標本化値が一致した時点
に一致パルスを出力し、標本化パルスと同期しているデ
ューティー比の矩形波信号と一致パルスの論理演算ＡＮ
Ｄをとって、矩形波信号に同期した２値化雑音信号を得
る。
雑音信号から、１と０の系列から成るデジタル形式の乱
数信号を得ることを技術的課題とし、広い分野で簡単に
かつ有効に利用できる２値化雑音信号を得る。 【構成】 雑音信号を独立した時間間隔の周期Ｔの標本
化パルスでサンプルしてサンプル値を得、該サンプル値
をＡ／Ｄ変換の精度でディジタル化して標本化値とし、
クロックパルスのカウント数と標本化値が一致した時点
に一致パルスを出力し、標本化パルスと同期しているデ
ューティー比の矩形波信号と一致パルスの論理演算ＡＮ
Ｄをとって、矩形波信号に同期した２値化雑音信号を得
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、システムのランダムデ
ータによるシュミレーション、システムパラメタのラン
ダムな選択、或いはデジタル情報のランダムな符号変換
等に利用される２値化雑音信号の発生装置に関するもの
である。
ータによるシュミレーション、システムパラメタのラン
ダムな選択、或いはデジタル情報のランダムな符号変換
等に利用される２値化雑音信号の発生装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】例えば、ノイズツエナーダイオードから
の電子雪崩効果によって生成される電気雑音信号は、極
めて低い周波数（１０Hz程度）から数１０ＭHz帯程度ま
で電力スペクトラムが平坦なガウス性白色雑音であるこ
とが知られており、これを利用したアナログ雑音発生器
が通信回線の情報伝送品質の特性試験等に使用されてい
る。
の電子雪崩効果によって生成される電気雑音信号は、極
めて低い周波数（１０Hz程度）から数１０ＭHz帯程度ま
で電力スペクトラムが平坦なガウス性白色雑音であるこ
とが知られており、これを利用したアナログ雑音発生器
が通信回線の情報伝送品質の特性試験等に使用されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このア
ナログ雑音発生器からの出力信号はアナログ波形である
ので、デジタル的信号の取扱いが主流となっている現
在、システムパラメタのランダムな選択、デジタル情報
のランダムな符号変換等への応用には、更に何らかの変
換が必要であると云う問題があった。
ナログ雑音発生器からの出力信号はアナログ波形である
ので、デジタル的信号の取扱いが主流となっている現
在、システムパラメタのランダムな選択、デジタル情報
のランダムな符号変換等への応用には、更に何らかの変
換が必要であると云う問題があった。
【０００４】そこで、本発明は、上記した従来技術にお
ける問題点を解消すべく創案されたもので、確率的特性
の既知であり、かつ所定の帯域に制限された電気雑音信
号から、１と０の２値系列から成るデジタル形式の乱数
信号を得ることを技術的課題とし、もってデジタル技法
の分野において簡単にかつ有効に利用できる２値化雑音
信号発生方法および装置を得ることを目的とする。
ける問題点を解消すべく創案されたもので、確率的特性
の既知であり、かつ所定の帯域に制限された電気雑音信
号から、１と０の２値系列から成るデジタル形式の乱数
信号を得ることを技術的課題とし、もってデジタル技法
の分野において簡単にかつ有効に利用できる２値化雑音
信号発生方法および装置を得ることを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記技術的課題を解決す
る本発明の方法手段は、変動レベルが一様な確率密度を
有する雑音信号Ｎ(t) を、統計的に独立した時間間隔ｅ
の周期Ｔを有する標本化パルスＰ2 でサンプリングして
サンプル値ｎを得ること、このアナログ値であるサンプ
ル値ｎを、量子化精度１／２m （ｍビット）を有するＡ
／Ｄ変換器でディジタル化してディジタル標本化値Ｓと
すること、標本化パルスＰ2 と同期すると共に、Ａ／Ｄ
変換の精度１／２m を周期Ｔに対して周期Ｔ0 ＝Ｔ／２
m とするクロックパルスＰ1 のカウント数が、標本化値
Ｓと一致した時点に一致パルスＰ3 を出力すること、標
本化パルスＰ2 と同期すると共に、この標本化パルスＰ
2 と等しい周期Ｔをもつデューティー比γ％の矩形波信
号Ｓ(t) と一致パルスＰ3 の論理演算ＡＮＤをとって、
矩形波信号Ｓ(t) に同期した２値化雑音信号Ｒを得るこ
と、にある。
る本発明の方法手段は、変動レベルが一様な確率密度を
有する雑音信号Ｎ(t) を、統計的に独立した時間間隔ｅ
の周期Ｔを有する標本化パルスＰ2 でサンプリングして
サンプル値ｎを得ること、このアナログ値であるサンプ
ル値ｎを、量子化精度１／２m （ｍビット）を有するＡ
／Ｄ変換器でディジタル化してディジタル標本化値Ｓと
すること、標本化パルスＰ2 と同期すると共に、Ａ／Ｄ
変換の精度１／２m を周期Ｔに対して周期Ｔ0 ＝Ｔ／２
m とするクロックパルスＰ1 のカウント数が、標本化値
Ｓと一致した時点に一致パルスＰ3 を出力すること、標
本化パルスＰ2 と同期すると共に、この標本化パルスＰ
2 と等しい周期Ｔをもつデューティー比γ％の矩形波信
号Ｓ(t) と一致パルスＰ3 の論理演算ＡＮＤをとって、
矩形波信号Ｓ(t) に同期した２値化雑音信号Ｒを得るこ
と、にある。
【０００６】また、本発明の構成手段は、変動レベルが
一様な確率密度を有する雑音信号Ｎ(t) を出力する雑音
信号発生器を有すること、この雑音信号発生器からの雑
音信号Ｎ(t) を、統計的に独立した時間間隔ｅの周期Ｔ
を有する標本化パルスＰ2 でサンプリングしてサンプル
値ｎを得、このアナログ値であるサンプル値ｎを、量子
化数２m （ｍビット）でディジタル化してディジタル標
本化値Ｓとし、この標本化値Ｓを次の標本化パルスＰ2
入力時点まで記憶するＡ／Ｄ変換器を有すること、標本
化パルスＰ2 と同期すると共に、Ａ／Ｄ変換の精度１／
２m を周期Ｔ0 （＝Ｔ／２m ）とするクロックパルスＰ
1 をカウントするアップカウンタを有すること、このア
ップカウンタのカウント数と、Ａ／Ｄ変換器に記憶され
た標本化値Ｓとの一致時点に一致パルスＰ3 を出力する
比較器を有すること、標本化パルスＰ2 と同期すると共
に、等しい周期Ｔを有するデューティー比γ％の矩形波
信号Ｓ(t) を出力する矩形波発生器を有すること、この
矩形波発生器からの矩形波信号Ｓ(t) と一致パルスＰ3
の論理演算ＡＮＤをとって、矩形波信号Ｓ(t) に同期し
た２値化雑音信号Ｒとして出力する同期整形回路を有す
ること、にある。
一様な確率密度を有する雑音信号Ｎ(t) を出力する雑音
信号発生器を有すること、この雑音信号発生器からの雑
音信号Ｎ(t) を、統計的に独立した時間間隔ｅの周期Ｔ
を有する標本化パルスＰ2 でサンプリングしてサンプル
値ｎを得、このアナログ値であるサンプル値ｎを、量子
化数２m （ｍビット）でディジタル化してディジタル標
本化値Ｓとし、この標本化値Ｓを次の標本化パルスＰ2
入力時点まで記憶するＡ／Ｄ変換器を有すること、標本
化パルスＰ2 と同期すると共に、Ａ／Ｄ変換の精度１／
２m を周期Ｔ0 （＝Ｔ／２m ）とするクロックパルスＰ
1 をカウントするアップカウンタを有すること、このア
ップカウンタのカウント数と、Ａ／Ｄ変換器に記憶され
た標本化値Ｓとの一致時点に一致パルスＰ3 を出力する
比較器を有すること、標本化パルスＰ2 と同期すると共
に、等しい周期Ｔを有するデューティー比γ％の矩形波
信号Ｓ(t) を出力する矩形波発生器を有すること、この
矩形波発生器からの矩形波信号Ｓ(t) と一致パルスＰ3
の論理演算ＡＮＤをとって、矩形波信号Ｓ(t) に同期し
た２値化雑音信号Ｒとして出力する同期整形回路を有す
ること、にある。
【０００７】雑音信号発生器の雑音発生源を、ノイズツ
エナーダイオードとするのが有効である。
エナーダイオードとするのが有効である。
【０００８】２値化雑音信号Ｒの処理対象である情報信
号の速度に従って得られる統計的に独立な時間間隔ｅ
を、Ａ／Ｄ変換器の量子化数２m で分割した時間間隔を
その周期Ｔ0 とするクロックパルスＰ1 を成形し、この
クロックパルスＰ1 を１／２mに分周して標本化パルス
Ｐ2 を成形するのが有利である。
号の速度に従って得られる統計的に独立な時間間隔ｅ
を、Ａ／Ｄ変換器の量子化数２m で分割した時間間隔を
その周期Ｔ0 とするクロックパルスＰ1 を成形し、この
クロックパルスＰ1 を１／２mに分周して標本化パルス
Ｐ2 を成形するのが有利である。
【０００９】
【作用】図１および図２は、本発明における各信号およ
びパルスの関係を示すもので、図１は矩形波信号Ｓ(t)
を主体として示し、図２は雑音信号Ｎ(t) を主体として
示している。
びパルスの関係を示すもので、図１は矩形波信号Ｓ(t)
を主体として示し、図２は雑音信号Ｎ(t) を主体として
示している。
【００１０】この図１および図２に示すように、雑音信
号発生器が出力する雑音信号Ｎ(t)は、レベル電圧値Ｅ
と−Ｅとの間で、変動レベルが一様な確率密度をもつ不
規則なアナログ波形を有しており、クロックパルスＰ1
は、統計的に独立した時間間隔ｅで設定される周期Ｔを
Ａ／Ｄ変換器の量子化数２m で分割したＴ／２m を周期
Ｔ0 としており、矩形波発生器が出力する矩形波信号Ｓ
(t) は、クロックパルスＰ1 と同期し、かつ周期Ｔで
“１”と“０”のデューティー比がγ％（図１および図
２図示例では５０％）の２値系列のディジタル信号とな
っており、そして標本化パルスＰ2 は、クロックパルス
Ｐ1 を１／２m に分周して周期Ｔのパルス波となってい
るので、クロックパルスＰ1 との同期は保証されてい
る。
号発生器が出力する雑音信号Ｎ(t)は、レベル電圧値Ｅ
と−Ｅとの間で、変動レベルが一様な確率密度をもつ不
規則なアナログ波形を有しており、クロックパルスＰ1
は、統計的に独立した時間間隔ｅで設定される周期Ｔを
Ａ／Ｄ変換器の量子化数２m で分割したＴ／２m を周期
Ｔ0 としており、矩形波発生器が出力する矩形波信号Ｓ
(t) は、クロックパルスＰ1 と同期し、かつ周期Ｔで
“１”と“０”のデューティー比がγ％（図１および図
２図示例では５０％）の２値系列のディジタル信号とな
っており、そして標本化パルスＰ2 は、クロックパルス
Ｐ1 を１／２m に分周して周期Ｔのパルス波となってい
るので、クロックパルスＰ1 との同期は保証されてい
る。
【００１１】Ａ／Ｄ変換器は、入力された雑音信号Ｎ
(t) を、同じく入力された標本化パルスＰ2 でサンプリ
ングしてアナログ値であるサンプル値ｎを得、このサン
プル値ｎをＡ／Ｄ変換の精度１／２m （このＡ／Ｄ変換
の精度１／２m は、クロックパルスＰ1 の周期Ｔ0 とＴ
0 ＝Ｔ／２m の関係にある。）でディジタル化してディ
ジタル標本化値Ｓとし、この標本化値Ｓを次の標本化パ
ルスＰ2 が入力されるまで記憶する。
(t) を、同じく入力された標本化パルスＰ2 でサンプリ
ングしてアナログ値であるサンプル値ｎを得、このサン
プル値ｎをＡ／Ｄ変換の精度１／２m （このＡ／Ｄ変換
の精度１／２m は、クロックパルスＰ1 の周期Ｔ0 とＴ
0 ＝Ｔ／２m の関係にある。）でディジタル化してディ
ジタル標本化値Ｓとし、この標本化値Ｓを次の標本化パ
ルスＰ2 が入力されるまで記憶する。
【００１２】アップカウンタは、標本化パルスＰ2 と同
期してクロックパルスＰ1 をカウントするが、このクロ
ックパルスＰ1 をＡ／Ｄ変換器の量子化数２m である２
m を数えて０に復帰するので、このアップカウンタのカ
ウント値は、Ｔ／２m を最小時間幅単位とした時間幅信
号となる。
期してクロックパルスＰ1 をカウントするが、このクロ
ックパルスＰ1 をＡ／Ｄ変換器の量子化数２m である２
m を数えて０に復帰するので、このアップカウンタのカ
ウント値は、Ｔ／２m を最小時間幅単位とした時間幅信
号となる。
【００１３】比較器は、Ａ／Ｄ変換器に記憶された標本
化値Ｓとアップカウンタのカウント値とを常時比較し、
アップカウンタのカウント値が標本化値Ｓに一致した時
点、すなわちカウント値が標本化値Ｓに達した時点で一
致パルスＰ3 を出力する。
化値Ｓとアップカウンタのカウント値とを常時比較し、
アップカウンタのカウント値が標本化値Ｓに一致した時
点、すなわちカウント値が標本化値Ｓに達した時点で一
致パルスＰ3 を出力する。
【００１４】同期整形回路は、矩形波発生器からの矩形
波信号Ｓ(t) と一致パルスＰ3 とを入力し、この矩形波
信号Ｓ(t) と一致パルスＰ3 の論理演算ＡＮＤをとって
目的とする２値化雑音信号Ｒを整形し、これを出力す
る。
波信号Ｓ(t) と一致パルスＰ3 とを入力し、この矩形波
信号Ｓ(t) と一致パルスＰ3 の論理演算ＡＮＤをとって
目的とする２値化雑音信号Ｒを整形し、これを出力す
る。
【００１５】一致パルスＰ3 は標本化パルスＰ2 の一周
期Ｔ内に必ず位置するのに対し、矩形波信号Ｓ(t) は標
本化パルスＰ2 と同期していると共に、同じ周期Ｔとな
っているので、一致パルスＰ3 は、矩形波信号Ｓ(t) の
一周期Ｔ内をＴ／２m の細かさで等分割した区間の何処
かに、必ずＴ／２m の精度で、かつ一様な生起位置に位
置することになり、このことは標本化値Ｓを、矩形波信
号Ｓ(t) の周期Ｔ内で時間軸ｔ方向へ変換したことに相
当する。
期Ｔ内に必ず位置するのに対し、矩形波信号Ｓ(t) は標
本化パルスＰ2 と同期していると共に、同じ周期Ｔとな
っているので、一致パルスＰ3 は、矩形波信号Ｓ(t) の
一周期Ｔ内をＴ／２m の細かさで等分割した区間の何処
かに、必ずＴ／２m の精度で、かつ一様な生起位置に位
置することになり、このことは標本化値Ｓを、矩形波信
号Ｓ(t) の周期Ｔ内で時間軸ｔ方向へ変換したことに相
当する。
【００１６】しかるに、矩形波信号Ｓ(t) のデューティ
ー比は正しくγ％に保持されているのであるから、一致
パルスＰ3 と論理演算ＡＮＤをとられる矩形波信号Ｓ
(t) の値が、一致パルスＰ3 の時点により“１”となる
か“０”となるかはγ％の確率で保証され、このことは
矩形波信号Ｓ(t) の周期Ｔ毎に生起する“１”か“０”
が、統計的に独立かつ生起頻度一様のランダムな２値化
系列を生成することが保証された、２値化雑音信号Ｒを
生成することになる。 〇独立性・・・・・・・・矩形波信号Ｓ(t) の周期Ｔ間
での値、すなわち２値化雑音信号Ｒの値に相関がないこ
と。 〇生起頻度・・・・・・・矩形波信号Ｓ(t) の周期Ｔ中
に生起する値“１”または“０”がγ％の一様な確率密
度をもつこと。
ー比は正しくγ％に保持されているのであるから、一致
パルスＰ3 と論理演算ＡＮＤをとられる矩形波信号Ｓ
(t) の値が、一致パルスＰ3 の時点により“１”となる
か“０”となるかはγ％の確率で保証され、このことは
矩形波信号Ｓ(t) の周期Ｔ毎に生起する“１”か“０”
が、統計的に独立かつ生起頻度一様のランダムな２値化
系列を生成することが保証された、２値化雑音信号Ｒを
生成することになる。 〇独立性・・・・・・・・矩形波信号Ｓ(t) の周期Ｔ間
での値、すなわち２値化雑音信号Ｒの値に相関がないこ
と。 〇生起頻度・・・・・・・矩形波信号Ｓ(t) の周期Ｔ中
に生起する値“１”または“０”がγ％の一様な確率密
度をもつこと。
【００１７】矩形波信号Ｓ(t) のデューティー比γ％
は、雑音信号Ｎ(t) の変動レベルが一様な確率密度とは
関係なしに、任意にかつ簡単に設定できるものであるの
で、この矩形波信号Ｓ(t) のデューティー比γ％に従っ
て、任意の一様な確率密度の２値化雑音信号Ｒを簡単に
得ることが可能である。
は、雑音信号Ｎ(t) の変動レベルが一様な確率密度とは
関係なしに、任意にかつ簡単に設定できるものであるの
で、この矩形波信号Ｓ(t) のデューティー比γ％に従っ
て、任意の一様な確率密度の２値化雑音信号Ｒを簡単に
得ることが可能である。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例を、図面を参照しなが
ら説明する。図３は、本発明装置の電気的構成の一実施
例を示すブロック構成図で、雑音信号Ｎ(t) を発生する
雑音信号発生器１と、クロックパルス発生器２と、クロ
ックパルス発生器２からのクロックパルスＰ1 をカウン
トするアップカウンタ６と、クロックパルス発生器２か
らのクロックパルスＰ1 を１／２m に分周して標本化パ
ルスＰ2 を生成出力する標本化パルス発生器３と、雑音
信号Ｎ(t) と標本化パルスＰ2 を入力するＡ／Ｄ変換器
４と、Ａ／Ｄ変換器４の標本化値Ｓとアップカウンタ６
のカウント値とを比較する比較器７と、標本化パルスＰ
2 に従って矩形波信号Ｓ(t) を生成する矩形波発生器８
と、矩形波信号Ｓ(t) と比較器７からの標本化値パルス
Ｐ3 の論理演算ＡＮＤをとって、矩形波信号Ｓ(t) に同
期した２値化雑音信号Ｒを生成する同期整形回路９と、
から構成されている。
ら説明する。図３は、本発明装置の電気的構成の一実施
例を示すブロック構成図で、雑音信号Ｎ(t) を発生する
雑音信号発生器１と、クロックパルス発生器２と、クロ
ックパルス発生器２からのクロックパルスＰ1 をカウン
トするアップカウンタ６と、クロックパルス発生器２か
らのクロックパルスＰ1 を１／２m に分周して標本化パ
ルスＰ2 を生成出力する標本化パルス発生器３と、雑音
信号Ｎ(t) と標本化パルスＰ2 を入力するＡ／Ｄ変換器
４と、Ａ／Ｄ変換器４の標本化値Ｓとアップカウンタ６
のカウント値とを比較する比較器７と、標本化パルスＰ
2 に従って矩形波信号Ｓ(t) を生成する矩形波発生器８
と、矩形波信号Ｓ(t) と比較器７からの標本化値パルス
Ｐ3 の論理演算ＡＮＤをとって、矩形波信号Ｓ(t) に同
期した２値化雑音信号Ｒを生成する同期整形回路９と、
から構成されている。
【００１９】雑音信号発生器１は、図４に示す構成とな
っていて、得られる２値化雑音信号Ｒのランダム性を自
然（人工的な規則性のない）に保つ上で有利であるよう
に、ノイズツェナーダイオード１１と、このノイズツェ
ナーダイオード１１に必要な電流を流す直流電源１２
と、ノイズツェナーダイオード１１に電子雪崩を起こす
に適当な電流を流すための制限抵抗と、直流分除去用の
コンデンサを組付けた帯域制限用低域濾波器を内蔵した
直流分除去増幅器１３とから構成される一対の雑音信号
発生回路１０を有している。
っていて、得られる２値化雑音信号Ｒのランダム性を自
然（人工的な規則性のない）に保つ上で有利であるよう
に、ノイズツェナーダイオード１１と、このノイズツェ
ナーダイオード１１に必要な電流を流す直流電源１２
と、ノイズツェナーダイオード１１に電子雪崩を起こす
に適当な電流を流すための制限抵抗と、直流分除去用の
コンデンサを組付けた帯域制限用低域濾波器を内蔵した
直流分除去増幅器１３とから構成される一対の雑音信号
発生回路１０を有している。
【００２０】この雑音信号発生回路１０から出力される
一次雑音信号Ｎ1 の周波数成分は、直流分除去増幅器１
３の帯域制限用低域濾波器によりカットオフ周波数ｆn
に制限されており、この一次雑音信号Ｎ1 は、キャリヤ
オシレータ１５からのキャリヤ周波数ｆo を平衡変調器
１４で平衡変調することによって、周波数成分をキャリ
ヤ周波数ｆo を中心とする領域に周波数変換した二次雑
音信号Ｎ2 に生成される。
一次雑音信号Ｎ1 の周波数成分は、直流分除去増幅器１
３の帯域制限用低域濾波器によりカットオフ周波数ｆn
に制限されており、この一次雑音信号Ｎ1 は、キャリヤ
オシレータ１５からのキャリヤ周波数ｆo を平衡変調器
１４で平衡変調することによって、周波数成分をキャリ
ヤ周波数ｆo を中心とする領域に周波数変換した二次雑
音信号Ｎ2 に生成される。
【００２１】キャリヤオシレータ１５からのキャリヤ周
波数ｆo は、一方の平衡変調器１４にはそのまま入力さ
れるが、他方の平衡変調器１４には、位相を９０°ずら
す位相シフタ１６を介して入力されるので、一方の平衡
変調器１４へのキャリヤ周波数ｆo の位相がcos(２πｆ
o t)であるのに対して、他方の平衡変調器１４へのキャ
リヤ周波数ｆo の位相はsin(２πｆo t)となり、一方の
二次雑音信号Ｎ2 に対して他方の二次雑音信号Ｎ2 は、
その位相が９０°ずれていることになる。
波数ｆo は、一方の平衡変調器１４にはそのまま入力さ
れるが、他方の平衡変調器１４には、位相を９０°ずら
す位相シフタ１６を介して入力されるので、一方の平衡
変調器１４へのキャリヤ周波数ｆo の位相がcos(２πｆ
o t)であるのに対して、他方の平衡変調器１４へのキャ
リヤ周波数ｆo の位相はsin(２πｆo t)となり、一方の
二次雑音信号Ｎ2 に対して他方の二次雑音信号Ｎ2 は、
その位相が９０°ずれていることになる。
【００２２】両二次雑音信号Ｎ2 は、増幅器１７で必要
なレベルに引き上げられた状態で、位相検波器１８に入
力され、この位相検波器１８で比較されてアナログ信号
波形の雑音信号Ｎ(t) に生成され、この雑音信号Ｎ(t)
は、変化速度が略１／ｆn であって、かつ両二次雑音信
号Ｎ2 の相互間位相が０〜２πラディアンの間一様に分
布する波形として得られる。
なレベルに引き上げられた状態で、位相検波器１８に入
力され、この位相検波器１８で比較されてアナログ信号
波形の雑音信号Ｎ(t) に生成され、この雑音信号Ｎ(t)
は、変化速度が略１／ｆn であって、かつ両二次雑音信
号Ｎ2 の相互間位相が０〜２πラディアンの間一様に分
布する波形として得られる。
【００２３】従って、カットオフ周波数ｆn を、２値化
雑音信号Ｒの処理対象である情報信号の速度に従って設
定することにより、１／ｆn が統計的に独立した時間間
隔ｅとなる。
雑音信号Ｒの処理対象である情報信号の速度に従って設
定することにより、１／ｆn が統計的に独立した時間間
隔ｅとなる。
【００２４】なお、両雑音信号発生回路１０におけるノ
イズツエナーダイオード１１は、相互に全く独立したデ
バイスであることから、発生される一次雑音信号Ｎ1 の
統計的な性質は相互に独立である。但し、カットオフ周
波数ｆn の値および各増幅器１３、１７の利得、平衡変
調器１４の特性は、一致するように調整しておく必要が
ある。
イズツエナーダイオード１１は、相互に全く独立したデ
バイスであることから、発生される一次雑音信号Ｎ1 の
統計的な性質は相互に独立である。但し、カットオフ周
波数ｆn の値および各増幅器１３、１７の利得、平衡変
調器１４の特性は、一致するように調整しておく必要が
ある。
【００２５】クロックパルス発生器２で生成されるクロ
ックパルスＰ1 は、カットオフ周波数ｆn から得られる
１／ｆn 、すなわち時間間隔ｅを、Ａ／Ｄ変換器４の量
子化数２m で等分割した時間間隔の周期Ｔ0 （＝Ｔ／２
m ）をもつパルス波として生成され、アップカウンタ６
は、入力されたクロックパルスＰ1 をカウントし、この
カウント値を逐次ｍビットの２値化ディジタル信号とし
て出力信号として出力し、そのカウント数が２m になる
度に、すなわち周期Ｔの度に０に復帰する。
ックパルスＰ1 は、カットオフ周波数ｆn から得られる
１／ｆn 、すなわち時間間隔ｅを、Ａ／Ｄ変換器４の量
子化数２m で等分割した時間間隔の周期Ｔ0 （＝Ｔ／２
m ）をもつパルス波として生成され、アップカウンタ６
は、入力されたクロックパルスＰ1 をカウントし、この
カウント値を逐次ｍビットの２値化ディジタル信号とし
て出力信号として出力し、そのカウント数が２m になる
度に、すなわち周期Ｔの度に０に復帰する。
【００２６】標本化パルス発生器３は、クロックパルス
Ｐ1 を１／２m に分周して、時間間隔ｅの周期Ｔを有す
る、クロックパルスＰ1 と同期した標本化パルスＰ2 を
生成する。
Ｐ1 を１／２m に分周して、時間間隔ｅの周期Ｔを有す
る、クロックパルスＰ1 と同期した標本化パルスＰ2 を
生成する。
【００２７】Ａ／Ｄ変換器４は、入力した雑音信号Ｎ
(t) を標本化パルスＰ2 でサンプリングし、このサンプ
ル値ｎをＡ／Ｄ変換してディジタル標本化値Ｓを得、こ
の標本化値Ｓを次の標本化パルスＰ2 が入力されるまで
記憶する。
(t) を標本化パルスＰ2 でサンプリングし、このサンプ
ル値ｎをＡ／Ｄ変換してディジタル標本化値Ｓを得、こ
の標本化値Ｓを次の標本化パルスＰ2 が入力されるまで
記憶する。
【００２８】図５は、Ａ／Ｄ変換器４の一構成例を示す
もので、入力されるアナログ値をディジタル値に変換す
る変換器本体５1 と、加算器５2 と、減算器５3 と、そ
して雑音信号Ｎ(t) を標本化パルスＰ2 でサンプリング
してサンプル値ｎを得るサンプリング部５4 とから構成
されている。
もので、入力されるアナログ値をディジタル値に変換す
る変換器本体５1 と、加算器５2 と、減算器５3 と、そ
して雑音信号Ｎ(t) を標本化パルスＰ2 でサンプリング
してサンプル値ｎを得るサンプリング部５4 とから構成
されている。
【００２９】変換器本体５1 は、サンプリング部５4 か
ら入力されたアナログ値であるサンプル値ｎを、１個の
ディジタル値である極性ビットＰと、ｍ個のディジタル
値であるデータビットＤとにＡ／Ｄ変換して出力し、こ
のデータビットＤを、極性ビットＰの極性（例えば、極
性が正なら“１”、負なら“０”、或いはこの逆）に従
って、予めディジタル値化した雑音信号Ｎ(t) のレベル
電圧値Ｅを記憶している加算器５2 または減算器５3 に
振り分けて、加算器５2 では〔Ｅ＋Ｄ〕を、そして減算
器５3 では〔Ｅ−Ｄ〕をそれぞれ演算し、ディジタル値
の標本化値Ｓを得る。
ら入力されたアナログ値であるサンプル値ｎを、１個の
ディジタル値である極性ビットＰと、ｍ個のディジタル
値であるデータビットＤとにＡ／Ｄ変換して出力し、こ
のデータビットＤを、極性ビットＰの極性（例えば、極
性が正なら“１”、負なら“０”、或いはこの逆）に従
って、予めディジタル値化した雑音信号Ｎ(t) のレベル
電圧値Ｅを記憶している加算器５2 または減算器５3 に
振り分けて、加算器５2 では〔Ｅ＋Ｄ〕を、そして減算
器５3 では〔Ｅ−Ｄ〕をそれぞれ演算し、ディジタル値
の標本化値Ｓを得る。
【００３０】このＡ／Ｄ変換器４における、アナログ値
であるサンプル値ｎのディジタル値である標本化値Ｓへ
のディジタル変換は、Ａ／Ｄ変換器４の量子化数２m に
従って、２Ｅ／２m の精度で達成される。
であるサンプル値ｎのディジタル値である標本化値Ｓへ
のディジタル変換は、Ａ／Ｄ変換器４の量子化数２m に
従って、２Ｅ／２m の精度で達成される。
【００３１】図６は、Ａ／Ｄ変換器４の他の実施例を示
すもので、変換器本体５1 と、加算器５2 とそしてサン
プリング部５4 とから構成され、変換器本体５1 に入力
される信号は、サンプリング部５4 からのサンプル値ｎ
を加算器５2 で〔Ｅ＋ｎ〕の加算演算処理したものであ
るので、その全てが“正”となっているため、変換器本
体５1 は極性ビットＰを出力する必要はなく、単にｍビ
ットのデータビットＤを出力するものとなっている。
すもので、変換器本体５1 と、加算器５2 とそしてサン
プリング部５4 とから構成され、変換器本体５1 に入力
される信号は、サンプリング部５4 からのサンプル値ｎ
を加算器５2 で〔Ｅ＋ｎ〕の加算演算処理したものであ
るので、その全てが“正”となっているため、変換器本
体５1 は極性ビットＰを出力する必要はなく、単にｍビ
ットのデータビットＤを出力するものとなっている。
【００３２】要するに、Ａ／Ｄ変換器４においては、サ
ンプルして得られたアナログ電圧値であるサンプル値ｎ
を、２Ｅ／２m の精度でディジタル化して２値化したｍ
ビットの標本化値Ｓとするのである。
ンプルして得られたアナログ電圧値であるサンプル値ｎ
を、２Ｅ／２m の精度でディジタル化して２値化したｍ
ビットの標本化値Ｓとするのである。
【００３３】比較器７は、Ａ／Ｄ変換器４の標本化値Ｓ
とアップカウンタ６のアップカウント数値とを、ビット
バイビットで比較しており、アップカウンタ６のアップ
カウント数値がＡ／Ｄ変換器４に記憶された標本化値Ｓ
と一致した時点で一致パルスＰ3 を出力する。
とアップカウンタ６のアップカウント数値とを、ビット
バイビットで比較しており、アップカウンタ６のアップ
カウント数値がＡ／Ｄ変換器４に記憶された標本化値Ｓ
と一致した時点で一致パルスＰ3 を出力する。
【００３４】この比較器７における標本化値Ｓとカウン
ト数値との比較は、標本化値Ｓおよびカウント数値共
に、Ａ／Ｄ変換器４の量子化数２m を単位としてデジタ
ル化されたものであるので、必ず正確に一致することに
なる。
ト数値との比較は、標本化値Ｓおよびカウント数値共
に、Ａ／Ｄ変換器４の量子化数２m を単位としてデジタ
ル化されたものであるので、必ず正確に一致することに
なる。
【００３５】矩形波発生器８は、入力した標本化パルス
Ｐ2 を基にして、標本化パルスＰ2の時間間隔ｅと等し
い周期Ｔをもつデューティー比γ％の矩形波信号Ｓ(t)
を生成するが、この矩形波発生器８で生成された矩形波
信号Ｓ(t) は、その周期Ｔが時間間隔ｅと等しいことか
ら明らかなように、この周期Ｔを量子化数２m で等分割
した値Ｔ／２m がクロックパルスＰ1 の周期ＴO となり
（図１および図２を参照）、クロックパルスＰ1 を２m
個カウントした時点で矩形波信号Ｓ(t) の１周期Ｔが完
了する。
Ｐ2 を基にして、標本化パルスＰ2の時間間隔ｅと等し
い周期Ｔをもつデューティー比γ％の矩形波信号Ｓ(t)
を生成するが、この矩形波発生器８で生成された矩形波
信号Ｓ(t) は、その周期Ｔが時間間隔ｅと等しいことか
ら明らかなように、この周期Ｔを量子化数２m で等分割
した値Ｔ／２m がクロックパルスＰ1 の周期ＴO となり
（図１および図２を参照）、クロックパルスＰ1 を２m
個カウントした時点で矩形波信号Ｓ(t) の１周期Ｔが完
了する。
【００３６】同期整形回路９（図７参照）は、Ｄ型の前
段フリップフロップ１９と、同じくＤ型の後段フリップ
フロップ２０とから構成されており、前段フリップフロ
ップ１９のＤ入力に矩形波信号Ｓ(t) を、そしてＣＫ入
力に標本化値パルスＰ3 を入力し、また後段フリップフ
ロップ２０のＤ入力に前段フリップフロップ１９の出力
である中間２値化雑音信号Ｒ’を、そしてＣＫ入力に矩
形波信号Ｓ(t) を入力し、この後段フリップフロップ２
０から生成した２値化雑音信号Ｒを出力する。
段フリップフロップ１９と、同じくＤ型の後段フリップ
フロップ２０とから構成されており、前段フリップフロ
ップ１９のＤ入力に矩形波信号Ｓ(t) を、そしてＣＫ入
力に標本化値パルスＰ3 を入力し、また後段フリップフ
ロップ２０のＤ入力に前段フリップフロップ１９の出力
である中間２値化雑音信号Ｒ’を、そしてＣＫ入力に矩
形波信号Ｓ(t) を入力し、この後段フリップフロップ２
０から生成した２値化雑音信号Ｒを出力する。
【００３７】図８に示すように、前段フリップフロップ
１９で生成された中間２値化雑音信号Ｒ’は、矩形波信
号Ｓ(t) のデューティー比γ％によって定められる一様
な生起確率をもったランダムな“１”と“０”の２値化
系列雑音信号となるが、この中間２値化雑音信号Ｒ’は
標本化パルスＰ2 の系列であるので、確実に矩形波信号
Ｓ(t) の１周期中に位置するものの、この矩形波信号Ｓ
(t) の１周期領域中での生起位置が一定せず、矩形波信
号Ｓ(t) とは矩形パルスの幅としては同期していない。
１９で生成された中間２値化雑音信号Ｒ’は、矩形波信
号Ｓ(t) のデューティー比γ％によって定められる一様
な生起確率をもったランダムな“１”と“０”の２値化
系列雑音信号となるが、この中間２値化雑音信号Ｒ’は
標本化パルスＰ2 の系列であるので、確実に矩形波信号
Ｓ(t) の１周期中に位置するものの、この矩形波信号Ｓ
(t) の１周期領域中での生起位置が一定せず、矩形波信
号Ｓ(t) とは矩形パルスの幅としては同期していない。
【００３８】そこで、後段フリップフロップ２０で、こ
の中間２値化雑音信号Ｒ’を矩形波信号Ｓ(t) でサンプ
リングして、中間２値化雑音信号Ｒ’を矩形波信号Ｓ
(t) に同期した２値化雑音信号Ｒに整形するのである。
の中間２値化雑音信号Ｒ’を矩形波信号Ｓ(t) でサンプ
リングして、中間２値化雑音信号Ｒ’を矩形波信号Ｓ
(t) に同期した２値化雑音信号Ｒに整形するのである。
【００３９】
【発明の効果】本発明は、上記した構成となっているの
で、以下に示す効果を奏する。２値化雑音の生起頻度が
デューティー比γ％で規制される一様なデジタル信号
（１または０に２値化した）を得ることができるので、
システムパラメタのランダムな選択或いはデジタル情報
のランダムな符号変換等の他、コンピュータシュミレー
ション時の乱数としても応用することができる等、広い
分野での有効な利用が可能である。
で、以下に示す効果を奏する。２値化雑音の生起頻度が
デューティー比γ％で規制される一様なデジタル信号
（１または０に２値化した）を得ることができるので、
システムパラメタのランダムな選択或いはデジタル情報
のランダムな符号変換等の他、コンピュータシュミレー
ション時の乱数としても応用することができる等、広い
分野での有効な利用が可能である。
【００４０】２値化雑音信号の生起頻度を、矩形波信号
のデューティー比γ％により確実にかつ正確に規制でき
るので、所望する生起頻度の２値化雑音信号を簡単に得
ることができる。
のデューティー比γ％により確実にかつ正確に規制でき
るので、所望する生起頻度の２値化雑音信号を簡単に得
ることができる。
【００４１】全体が簡単な構成であるので、その製作が
容易であると共に、その取付けおよび取扱いが容易であ
るので、既存の設備に対しても簡単にかつ容易に取付け
て取り扱うことができる。
容易であると共に、その取付けおよび取扱いが容易であ
るので、既存の設備に対しても簡単にかつ容易に取付け
て取り扱うことができる。
【図１】本発明の動作原理の説明に供する、矩形波信号
を主体とした信号波形線図。
を主体とした信号波形線図。
【図２】本発明の動作原理の説明に供する、雑音信号を
主体とした信号波形線図。
主体とした信号波形線図。
【図３】本発明装置の一実施例の全体の電気回路構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図４】図３に示した実施例の雑音信号発生器の回路構
成を示す、電気回路図。
成を示す、電気回路図。
【図５】図３に示した実施例のＡ／Ｄ変換器の一構成例
を示す、電気回路図。
を示す、電気回路図。
【図６】図３に示した実施例のＡ／Ｄ変換器の他の構成
例を示す、電気回路図。
例を示す、電気回路図。
【図７】図３に示した実施例の同期整形回路の回路構成
を示す、電気回路図。
を示す、電気回路図。
【図８】図７に示した同期整形回路の動作の説明に供す
る、信号波形線図。
る、信号波形線図。
１ ； 雑音信号発生器 ２ ； クロックパルス発生器 ３ ； 標本化パルス発生器 ４ ； Ａ／Ｄ変換器 ５1 ； 変換器本体 ５2 ； 加算器 ５3 ； 減算器 ５4 ； サンプリング部 ６ ； アップカウンタ ７ ； 比較器 ８ ； 矩形波発生器 ９ ； 同期整形回路 １０ ； 雑音信号発生回路 １１ ； ノイズツエナーダイオード １２ ； 直流電源 １３ ； 直流分除去増幅器 １４ ； 平衡変調器 １５ ； オシレータ １６ ； 位相シフタ １７ ； 増幅器 １８ ； 位相検波器 １９ ； 前段フリップフロップ ２０ ； 後段フリップフロップ Ｎ(t) ； 雑音信号 Ｓ(t) ； 矩形波信号 Ｎ1 ； 一次雑音信号 Ｎ2 ； 二次雑音信号 Ｒ’ ； 中間２値化雑音信号 Ｒ ； ２値化雑音信号 Ｐ1 ； クロックパルス Ｐ2 ； 標本化パルス Ｐ3 ； 一致パルス ｅ ； 時間間隔 Ｔ ； 周期 Ｔ0 ； 周期 Ｅ ； レベル電圧値 ｎ ； サンプル値 Ｓ ； 標本化値 ２m ； Ａ／Ｄ変換器の量子化数 ｆn ； カットオフ周波数 ｆo ； キャリヤ周波数 ｔ ； 時間軸
Claims (4)
- 【請求項１】 変動レベルが一様な確率密度を有する雑
音信号(N(t))を、統計的に独立した時間間隔(e) の周期
(T) を有する標本化パルス(P2)でサンプリングしてサン
プル値(n) を得、該アナログ値であるサンプル値(n)
を、量子化精度１／２m （ｍビット）を有するＡ／Ｄ変
換器(4) でディジタル化してディジタル標本化値(S) と
し、前記標本化パルス(P2)と同期すると共に前記Ａ／Ｄ
変換の精度１／２m を周期(T0)とするクロックパルス(P
1)のカウント数が、前記標本化値(S) と一致した時点に
一致パルス(P3)を出力し、前記標本化パルス(P2)と同期
すると共に、該標本化パルス(P2)と等しい周期(T) をも
つデューティー比γ％の矩形波信号(S(t))と、前記一致
パルス(P3)の論理演算ＡＮＤをとって、前記矩形波信号
(S(t))に同期した２値化雑音信号(R) を得る２値化雑音
信号発生方法。 - 【請求項２】 変動レベルが一様な確率密度を有する雑
音信号(N(t))を出力する雑音信号発生器(1) と、前記雑
音信号(N(t))を、統計的に独立した時間間隔(e) の周期
(T) を有する標本化パルス(P2)でサンプリングしてサン
プル値(n) を得、該アナログ値であるサンプル値(n)
を、量子化数２m （ｍビット）でディジタル化してディ
ジタル標本化値(S) とし、該ディジタル標本化値(S) を
次の標本化パルス(P2)入力時点まで記憶するＡ／Ｄ変換
器(4) と、前記標本化パルス(P2)と同期すると共に、前
記Ａ／Ｄ変換の精度１／２m を周期(T0)とするクロック
パルス(P1)をカウントするアップカウンタ(6) と、該ア
ップカウンタ(6) のカウント数と前記Ａ／Ｄ変換器(4)
に記憶された標本化値(S) との一致時点に一致パルス(P
3)を出力する比較器(7) と、前記標本化パルス(P2)と同
期すると共に、等しい周期(T) を有するデューティー比
γ％の矩形波信号(S(t))を出力する矩形波発生器(8)
と、前記矩形波信号(S(t))と前記一致パルス(P3)の論理
演算ＡＮＤをとって、前記矩形波信号(S(t))に同期した
２値化雑音信号(R) に整形して出力する同期整形回路
(9) と、から成る２値化雑音信号発生装置。 - 【請求項３】 雑音信号発生器(1) の雑音発生源を、ノ
イズツエナーダイオード(11)とした請求項２に記載の２
値化雑音信号発生装置。 - 【請求項４】 ２値化雑音信号(R) 処理対象である情報
信号の速度に従って得られる統計的に独立な時間間隔
(e) を、Ａ／Ｄ変換器(4) の量子化数２m （ｍビット）
で分割した時間間隔を周期(T0)とするクロックパルス(P
1)を成形し、該クロックパルス(P1)を１／２m に分周し
て標本化パルス(P2)を成形する請求項２または３に記載
の２値化雑音信号発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00761494A JP3382695B2 (ja) | 1994-01-27 | 1994-01-27 | ２値化雑音信号発生方法とその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00761494A JP3382695B2 (ja) | 1994-01-27 | 1994-01-27 | ２値化雑音信号発生方法とその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221798A true JPH07221798A (ja) | 1995-08-18 |
| JP3382695B2 JP3382695B2 (ja) | 2003-03-04 |
Family
ID=11670698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00761494A Expired - Fee Related JP3382695B2 (ja) | 1994-01-27 | 1994-01-27 | ２値化雑音信号発生方法とその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3382695B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002091167A1 (fr) * | 2001-04-24 | 2002-11-14 | Sangikyo Corporation | Generateur de nombres aleatoires |
-
1994
- 1994-01-27 JP JP00761494A patent/JP3382695B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002091167A1 (fr) * | 2001-04-24 | 2002-11-14 | Sangikyo Corporation | Generateur de nombres aleatoires |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3382695B2 (ja) | 2003-03-04 |
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