JPH07213066A - High-power-factor switching power supply - Google Patents
High-power-factor switching power supplyInfo
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- JPH07213066A JPH07213066A JP1316694A JP1316694A JPH07213066A JP H07213066 A JPH07213066 A JP H07213066A JP 1316694 A JP1316694 A JP 1316694A JP 1316694 A JP1316694 A JP 1316694A JP H07213066 A JPH07213066 A JP H07213066A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はフライバック方式正弦波
コンバ−タ回路を用い、長時間のAC入力瞬断保持が可
能な高力率スイッチング電源に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high power factor switching power supply which uses a flyback sine wave converter circuit and can hold an AC input for a long time without interruption.
【0002】[0002]
【従来の技術】フライバック方式正弦波コンバ−タ回路
は回路や制御が簡単で、従来のスイッチング回路の制御
回路がそのまま使用でき、また力率がほば1となるコン
バ−タ回路である。2. Description of the Related Art A flyback type sine wave converter circuit is a converter circuit whose circuit and control are simple, the conventional control circuit of a switching circuit can be used as it is, and the power factor is almost 1.
【0003】ここで該コンバ−タ回路について簡単に説
明すると、図2はフライバック方式正弦波コンバ−タの
基本の構成回路図であり、スイッチング素子SWのオン
時間に流れる電流のピ−ク値Ii’=IL はスイッチの
オン時間をTOn、トランスの励磁インダクタンスをLと
すると、 Ii’=IL =ei×Ton/L…(1) となる。交流入力電圧の1サイクル期間中、スイッチン
グ素子のオン時間を一定とすると、ピ−ク電流Ii’は
入力電圧eiに比例する。したがってスイッチング周期
Tが一定であれば、スイッチにおける入力電流の平均値
iavは iav=Ii’×Ton/2T となり、この電流値は入
力電圧に比例する。The converter circuit will be briefly described below. FIG. 2 is a basic structural circuit diagram of a flyback sine wave converter. The peak value of the current flowing during the on-time of the switching element SW is shown in FIG. Ii ′ = I L is expressed as Ii ′ = I L = ei × T on / L (1), where T On is the on time of the switch and L is the exciting inductance of the transformer. If the ON time of the switching element is constant during one cycle of the AC input voltage, the peak current Ii 'is proportional to the input voltage ei. Therefore, if the switching cycle T is constant, the average value iav of the input current in the switch is iav = Ii ′ × T on / 2T, and this current value is proportional to the input voltage.
【0004】このようにスイッチング毎の平均電流が入
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成分
をLF 、CF によるロ−パスフィルタで取除くことによ
りACラインの一周期では図3に示すように入力電圧と
相似形になり、力率はほぼ1が得られる。Since the average current for each switching is proportional to the input voltage as described above, the high frequency component of the switching waveform is removed by a low pass filter by L F and C F , so that one cycle of the AC line is shown in FIG. Thus, it becomes similar to the input voltage, and a power factor of almost 1 is obtained.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】通常のスイッチング電
源は、AC入力電圧をコンデンサインプット型整流回路
によって直流電源を得ているが、フライバック方式正弦
波コンバ−タ回路ではAC入力電圧を全波整流するのみ
で、平滑用のコンデンサを使用しておらず、このためA
C入力瞬断時に出力電力が保持できず、この保持には二
次側に大静電容量のコンデンサが必要となる。In a conventional switching power supply, the AC input voltage is obtained as a DC power supply by a capacitor input type rectifier circuit, but in a flyback sine wave converter circuit, the AC input voltage is full-wave rectified. However, the smoothing capacitor is not used.
The output power cannot be held when the C input is momentarily cut off, and this holding requires a capacitor with a large electrostatic capacity on the secondary side.
【0006】これは充電されたコンデンサCの端子電圧
をVとすると、図4に示すように初期の端子電圧V0 は
時間tの経過に従い減少し、また図5に示すように静電
容量が大きいほど端子電圧の降下は少ないものである。Assuming that the terminal voltage of the charged capacitor C is V, the initial terminal voltage V 0 decreases as the time t elapses as shown in FIG. 4, and the electrostatic capacitance becomes as shown in FIG. The larger the value, the smaller the terminal voltage drop.
【0007】ここで、スイッチング電源の効率を100
%とした場合、コンデンサインプット型整流回路の平滑
コンデンサに充電されるエネルギ−はすべて出力コンデ
ンサに供給されることになり、静電容量がC、端子電圧
がVの場合、コンデンサのエネルギ−はC・V2 に比例
するので、コンデンサインプット型整流回路の平滑コン
デンサの容量をC1 、整流出力電圧をV1 、二次側出力
電圧をV2 、出力コンデンサの容量をC2 とすると C1 V1 2=C2 V2 2の式から C2 =(V1 /V2 )2 C1 …(2)となる。 いま、C1 =220μF、V1 =140V、V2 =5V
とすると、上式(2)は C2 =(140/5)2 ×220×10-6 =172480μF となって2次側にはこのような大容量のコンデンサの配
置を必要とすることになり、体積比は入力側に比較する
と約16倍となって小型化が行えないという欠点があ
る。Here, the efficiency of the switching power supply is 100
%, All the energy charged in the smoothing capacitor of the capacitor input type rectifier circuit is supplied to the output capacitor, and when the capacitance is C and the terminal voltage is V, the energy of the capacitor is C.・ Since it is proportional to V 2 , the smoothing capacitor capacity of the capacitor input type rectifier circuit is C 1 , the rectified output voltage is V 1 , the secondary output voltage is V 2 , and the output capacitor capacity is C 2 C 1 V From the formula 1 2 = C 2 V 2 2 , C 2 = (V 1 / V 2 ) 2 C 1 (2). Now, C 1 = 220 μF, V 1 = 140 V, V 2 = 5 V
Then, the above formula (2) becomes C 2 = (140/5) 2 × 220 × 10 -6 = 172480 μF, and thus it is necessary to arrange such a large-capacity capacitor on the secondary side. However, the volume ratio is about 16 times that of the input side, and there is a drawback that the size cannot be reduced.
【0008】本発明はこのような問題に鑑みてなされた
ものであり、その目的は力率の高いフライバック方式正
弦波コンバ−タ回路を用い、AC入力電圧の瞬断時の出
力電圧低下の防止のため、2次側の大容量コンデンサに
代えてバックアップ用コンデンサを1次側に挿入するこ
とにより小型化を図ろうとする高力率スイッチング電源
を提供することにある。The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to use a flyback type sine wave converter circuit having a high power factor to reduce the output voltage when the AC input voltage is interrupted. To prevent this, a backup capacitor is inserted in the primary side instead of the large-capacity capacitor on the secondary side to provide a high power factor switching power supply that is intended to be downsized.
【0009】[0009]
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに本発明によれば、フライバック方式正弦波コンバ−
タ回路を用いた高力率スイッチング電源において、AC
入力回路に設けられ該AC入力の整流により充電される
バックアップ用のコンデンサと、AC入力電圧をチェッ
クしその電圧低下を出力するACラインモニタ−と、該
ACラインモニタ−からの出力を受け前記のコンデンサ
の電荷をコンバ−タ回路のトランス1次側に通電するス
イッチ回路とを備えた高力率スイッチング電源が提供さ
れる。According to the present invention to achieve the above object, a flyback sine wave converter is used.
High power factor switching power supply using
A backup capacitor provided in the input circuit for charging by rectification of the AC input, an AC line monitor for checking the AC input voltage and outputting the voltage drop, and an output for receiving the output from the AC line monitor. There is provided a high power factor switching power supply including a switch circuit for supplying the electric charge of a capacitor to the transformer primary side of a converter circuit.
【0010】[0010]
【作用】AC入力電圧のピ−ク値にて充電されるバック
アップ用のコンデンサを配置し、AC入力の瞬断時には
AC電圧の低下をチェックするACラインモニタ−から
の信号がスイッチ回路に送出され、スイッチ回路がバッ
クアップ用コンデンサの電荷をトランスの1次側に通電
するため、2次側の出力電圧の低下が防止される。A capacitor for backup which is charged by the peak value of the AC input voltage is arranged, and a signal from an AC line monitor for checking the drop of the AC voltage is sent to the switch circuit when the AC input is momentarily cut off. Since the switch circuit energizes the charge of the backup capacitor to the primary side of the transformer, a decrease in the output voltage on the secondary side is prevented.
【0011】[0011]
【実施例】つぎに本発明の実施例について図面を用いて
詳細に説明する。図1は本発明にかかる高力率スイッチ
ング電源の一実施例を示す回路図である。Embodiments of the present invention will now be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a high power factor switching power supply according to the present invention.
【0012】同図において、AC入力電圧eiはロ−パ
スフィルタFを介し、ダイオ−ドD1 〜D4 の組により
全波整流されてフライバックコンバ−タの入力電圧とな
るものである。In the figure, the AC input voltage ei is full-wave rectified by a set of diodes D 1 to D 4 through a low-pass filter F and becomes the input voltage of the flyback converter.
【0013】そして出力電圧を一定に保持するため定電
圧回路が接続されており、該定電圧回路は出力電圧をモ
ニタ−し、基準回路との誤差分をフォトカプラ−PC1
によりPWMコントロ−ル回路に入力し、パワ−スイッ
チQ1 のオン時間を制御する。A constant voltage circuit is connected to keep the output voltage constant, the constant voltage circuit monitors the output voltage, and an error amount from the reference circuit is detected by a photocoupler PC 1.
Is input to the PWM control circuit to control the on time of the power switch Q 1 .
【0014】AC入力回路にはフォトカプラ−PC2 や
R1 などによるACラインモニタ−が接続されており、
フライバックコンバ−タの入力側にはフォトカプラ−P
C2により結合されてスイッチ素子Q2 、Q3 を有する
スイッチ回路が接続されており、該スイッチ回路はAC
入力電圧のピ−クで充電されるコンデンサC1 の電荷を
フライバックコンバ−タの1次側に供給制御するように
構成されている。A photocoupler-an AC line monitor such as PC 2 or R 1- is connected to the AC input circuit.
The photo coupler P on the input side of the flyback converter.
A switch circuit having switch elements Q 2 and Q 3 connected by C 2 is connected, and the switch circuit is an AC circuit.
The charge of the capacitor C 1 charged by the peak of the input voltage is controlled to be supplied to the primary side of the flyback converter.
【0015】なお、スイッチ回路のR3 、C5 はスイッ
チ素子Q2 のベ−ス回路に所定の時定数を持たせてQ3
の作動を安定にするもの、C4 は高周波スイッチングの
1サイクルの電力が供給できる程度の小容量のもので力
率の悪化に影響のないもの、D7 はフォトカプラ−PC
2 の逆耐圧保護用、R2 、C6 、D5 はスナバ−回路の
ものである。Note that R 3 and C 5 of the switch circuit are Q 3 when the base circuit of the switch element Q 2 has a predetermined time constant.
That stabilizes the operation of C, C 4 is a small capacity that can supply one cycle of high frequency switching power and does not affect the deterioration of the power factor, D 7 is a photocoupler-PC
For protection against reverse withstand voltage 2 , R 2 , C 6 and D 5 are snubber circuits.
【0016】つぎにこのように構成された本実施例の作
動を説明すると、AC入力電圧eiはロ−パスフィル
タ、ダイオ−ドD1 〜D4 を通じ、パワ−スイッチQ1
のオンの場合にフライバックコンバ−タのトランスTの
1次側に印加され、その2次側の出力はD6 により整流
されて定電圧回路に入力される。[0016] Referring next to the operation of this embodiment having such a configuration, AC input voltage ei is b - pass filter, diode - de D 1 to D 4 and through, power - switch Q 1
Is turned on, it is applied to the primary side of the transformer T of the flyback converter, the output of the secondary side thereof is rectified by D 6 and input to the constant voltage circuit.
【0017】定電圧回路では所定の基準電圧と比較して
その誤差分をPC1 を介してPWMコントロ−ル回路に
送り、パワ−スイッチQ1 のオンの時間を制御してフラ
イバックコンバ−タの出力電圧を所定の電圧となるよう
に定電圧制御する。In the constant voltage circuit, the error is compared with a predetermined reference voltage and sent to the PWM control circuit via PC 1 to control the on time of the power switch Q 1 to control the flyback converter. The output voltage of is controlled to be a constant voltage.
【0018】そして、AC入力電圧が正常の場合にはフ
ォトカプラ−PC2 は導通状態であり、このためQ2 ベ
−スは0電位でオフとなり、またQ3 もオフとなる。[0018] Then, the photocoupler -PC 2 when the AC input voltage is normal is conductive and thus Q 2 base - scan is turned off at zero potential, and Q 3 is also turned off.
【0019】一方、コンデンサC1 はダイオ−ドD8 に
よってAC入力電圧のピ−ク値に充電されるが、AC入
力電圧が正常の場合は上記のようにQ3 がオフのため、
コンデンサC1 の端子電圧は一定電圧に保たれてフライ
バックコンバ−タの作動には無関係であり、また、その
入力電流波形にも影響がない。On the other hand, the capacitor C 1 is charged to the peak value of the AC input voltage by the diode D 8 , but when the AC input voltage is normal, Q 3 is off as described above.
The terminal voltage of the capacitor C 1 is kept constant and irrelevant to the operation of the flyback converter, and it does not affect the input current waveform of the flyback converter.
【0020】ここで、AC入力電圧が例えば瞬断してオ
フになると、ACラインモニタ−となるフォトカプラ−
PC2 が断となり、このため、Q2 およびQ3 がオンに
なるのでコンデンサC1 に蓄えられた電荷がQ3 を通
じ、トランスTに供給されて2次側の出力電圧が保持さ
れることになる。Here, when the AC input voltage is momentarily cut off and turned off, for example, a photo coupler which becomes an AC line monitor.
Since PC 2 is disconnected and Q 2 and Q 3 are turned on, the charge stored in the capacitor C 1 is supplied to the transformer T through Q 3 and the output voltage on the secondary side is held. Become.
【0021】以上、本発明を上述の実施例によって説明
したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可
能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除
するものではない。Although the present invention has been described with reference to the above embodiments, various modifications and applications are possible within the scope of the gist of the present invention, and these modifications and applications are not excluded from the scope of the present invention. Absent.
【0022】[0022]
【発明の効果】上述の実施例のように本発明によれば、
フライバック方式正弦波コンバ−タ回路の1次側に、常
にAC入力電圧にて充電されているバックアップ用のコ
ンデンサを配置し、AC入力の瞬断時にはAC入力電圧
をモニタしているスイッチ回路により、バックアップコ
ンデンサの電荷を1次側に供給するので2次側の出力電
圧が保持され、したがって二次側の大容量コンデンサが
不要となったため小型化が図れて高力率のスイッチング
電源が得られる。According to the present invention as in the above embodiments,
On the primary side of the flyback sine wave converter circuit, a backup capacitor, which is always charged by the AC input voltage, is placed, and a switch circuit that monitors the AC input voltage when the AC input is interrupted Since the charge of the backup capacitor is supplied to the primary side, the output voltage of the secondary side is held, and therefore, the large-capacity capacitor on the secondary side is unnecessary, so that the size can be reduced and a high power factor switching power supply can be obtained. .
【図1】本発明の一実施例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図2】フライバック方式正弦波コンバ−タの基本の構
成回路である。FIG. 2 is a basic configuration circuit of a flyback sine wave converter.
【図3】フライバック方式正弦波コンバ−タにおける動
作を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation in a flyback sine wave converter.
【図4】コンデンサの放電時の端子電圧と時間との説明
図および数式図である。FIG. 4 is an explanatory diagram and a mathematical diagram of a terminal voltage and time during discharging of a capacitor.
【図5】コンデンサの端子電圧と容量との関係の曲線図
である。FIG. 5 is a curve diagram showing the relationship between the terminal voltage and the capacitance of a capacitor.
Claims (1)
用いた高力率スイッチング電源において、AC入力回路
に設けられ該AC入力の整流により充電されるバックア
ップ用のコンデンサと、AC入力電圧をチェックしその
電圧低下を出力するACラインモニタ−と、該ACライ
ンモニタ−からの出力を受け前記のコンデンサの電荷を
コンバ−タ回路のトランス1次側に通電するスイッチ回
路とを備えたことを特徴とする高力率スイッチング電
源。1. In a high power factor switching power supply using a flyback sine wave converter circuit, a backup capacitor provided in an AC input circuit and charged by rectification of the AC input and an AC input voltage are checked. And an AC line monitor for outputting the voltage drop, and a switch circuit for receiving the output from the AC line monitor and energizing the electric charge of the capacitor to the transformer primary side of the converter circuit. High power factor switching power supply.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP01316694A JP3425596B2 (en) | 1994-01-11 | 1994-01-11 | High power factor switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP01316694A JP3425596B2 (en) | 1994-01-11 | 1994-01-11 | High power factor switching power supply |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07213066A true JPH07213066A (en) | 1995-08-11 |
JP3425596B2 JP3425596B2 (en) | 2003-07-14 |
Family
ID=11825597
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP01316694A Expired - Lifetime JP3425596B2 (en) | 1994-01-11 | 1994-01-11 | High power factor switching power supply |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3425596B2 (en) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6917185B2 (en) | 2003-03-10 | 2005-07-12 | Mitisubishi Denki Kabushiki Kaisha | Converter device having power factor improving circuit |
WO2005088819A1 (en) * | 2004-03-17 | 2005-09-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply device |
KR100966147B1 (en) * | 2009-12-07 | 2010-06-25 | 이시영 | Current limitation switching mode power supply for light emitting element |
KR101132188B1 (en) * | 2011-12-07 | 2012-04-06 | (주)상지기술 | Ripple elimination device |
JP2020115727A (en) * | 2019-01-18 | 2020-07-30 | Mywayプラス株式会社 | Power converter control device |
-
1994
- 1994-01-11 JP JP01316694A patent/JP3425596B2/en not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6917185B2 (en) | 2003-03-10 | 2005-07-12 | Mitisubishi Denki Kabushiki Kaisha | Converter device having power factor improving circuit |
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KR100966147B1 (en) * | 2009-12-07 | 2010-06-25 | 이시영 | Current limitation switching mode power supply for light emitting element |
KR101132188B1 (en) * | 2011-12-07 | 2012-04-06 | (주)상지기술 | Ripple elimination device |
JP2020115727A (en) * | 2019-01-18 | 2020-07-30 | Mywayプラス株式会社 | Power converter control device |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP3425596B2 (en) | 2003-07-14 |
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