JP3590153B2 - Switching power supply - Google Patents
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Description
【0001】
【発明が属する技術分野】
この発明は、各種電子機器の直流電源として用いられるスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、電子機器の直流電源としてスイッチング電源装置(スイッチングレギュレータとも云う)が多用されるようになってきた。
そのスイッチング電源装置の従来の回路構成の一例を図10に示す。
これはコンデンサインプット型であり、1は交流電源、2は交流電源1からの交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ、C1はダイオードブリッジ2で整流された出力端子a,b間の電圧を平滑するコンデンサである。
【0003】
3はコンデンサC1で平滑された直流電圧を変換するトランスで、1次巻線Npと2次巻線Nsとを有している。4はスイッチング素子で、トランス3の1次巻線Npと直列に接続され、その直列回路がダイオードブリッジ2の出力端子a,b間に接続されている。5はそのスイッチング素子4をオン・オフ制御する制御回路である。
【0004】
6はトランス3の2次巻線Nsに発生する交流電圧を整流及び平滑して出力する整流平滑回路であり、整流用のダイオード7,平滑用のチョークコイル8及びコンデンサ10と、転流用ダイオード9によって構成されている。11,12はコンデンサ10の両端電圧を直流出力電圧Vout として出力する出力端子で、この電圧Vout は制御回路5にもフィードバックされる。
【0005】
このスイッチング電源装置によれば、交流電源1からの交流電圧はダイオードブリッジ2により全波整流された後、コンデンサC1でリップル成分を除去されて平滑されることにより直流電圧に変換される。この直流電圧はトランス3の1次巻線Npとスイッチング素子4の直列回路に印加される。
【0006】
スイッチング素子4は、制御端子(ベース)に制御回路5から矩形波の駆動信号が加えられてオン・オフ制御されることにより、トランス3の1次巻線Npに印加される直流電圧をスイッチングする。このスイッチングによりトランス3の2次巻線Nsに交流電圧が発生し、この交流電圧が整流平滑回路6で直流電圧に変換され、出力端子11,12から直流出力電圧Vout として負荷に供給されると共に、制御回路5にフィードバックされる。
【0007】
整流平滑回路6では、スイッチング素子4のオン時にはダイオード7及びチョークコイル8を通して電流が流れてコンデンサ10を充電する。また、スイッチング素子4がオンの時にチョークコイル8に蓄えられたエネルギーを、スイッチング素子4がオフの時にコンデンサ10及び転流用ダイオード9を通して放出して、コンデンサ10に充電電流を流し続ける。
【0008】
また、制御回路5は例えばパルス幅制御を行うもので、フィードバックされた電圧に応じたデューティ比を持つ駆動信号を発生してスイッチング素子4のオン・オフ時間比を制御し、出力端子11,12間に所定の直流出力電圧Vout が得られるようにする。
【0009】
図11は図10の各部の電圧,電流の波形を示すもので、(a)は交流電源1からダイオードブリッジ2に加えられる交流電圧波形、(b)はダイオードブリッジ2の出力電圧波形でリップル成分を含んでいる。(c)はダイオードブリッジ2の出力電流波形で、(a)の電圧の絶対値が(b)の電圧を越えてからピークに達するまでの期間のみ流れる脈流となっている。(d)はダイオードブリッジ2の入力電流波形で、(a)の電圧の極性に応じた向きに(c)の出力電流と同じ期間だけ流れる。
【0010】
このようなスイッチング電源装置において、ダイオードブリッジ2の整流出力のリップル成分を除去するためのコンデンサC1は一般に容量の大きいものが用いられる。そのため、このコンデンサC1に流入する電流は図9の(c)に示したようにピーク値の高い脈流となり、回路の力率を低下させる結果となっている。
【0011】
また、コンデンサC1の充放電電流によりこのコンデンサC1が内部損失によって発熱し、その寿命が低下するという問題もある。さらに、入力電力が大きいため、スイッチング周波数及びその高調波の発生によるノイズが大きくなり、スイッチング電源装置あるいは交流電源1を共用する他の機器にも悪影響を及ぼす。そのため大容量のノイズフィルタ回路を必要とする。
【0012】
さらに、上述したコンデンサインプット型による力率の低下を防ぐために、その欠点を改善したチョークインプット型のものもあるが、数mH以上のインダクタンスを必要とし、そのチョークコイルは極めて大きくなる。したがって、電源装置の大型化及び高価格化を招くという問題があった。
このような問題を解決するために、従来より例えば、特開平3−65050号公報,特開平3−273865号公報,及び特開平2−266868号公報等に開示されているようなスイッチング電源装置(スイッチングレギュレータ)もある。
【0013】
上記特開平3−65050号公報に開示されているスイッチングレギュレータは、トランスに3次巻線としてのリセット巻線を設け、スイッチング素子のオフによりトランスに発生するフライバックパルスによる電流をリセット巻線を通じて上記平滑用コンデンサとは別のコンデンサに充電し、このコンデンサの電圧と従来の平滑用コンデンサ(図8のコンデンサC1に相当する)の電圧とをトランスの1次巻線に加えるようにしている。それによって、ダイオードブリッジの出力電流の脈流の谷間の部分にも電流を流すことができ、力率を改善することができる。
【0014】
また、上記特開平3−273865号公報に示されているスイッチングレギュレータは、トランスとスイッチング素子とを2系統設け、一方のトランスに3次巻線としてリセット巻線を設けると共に、他方のトランスの1次巻線にコンデンサを並列に接続し、上記一方のトランス側のスイッチング素子のオフ時に発生したフライバックパルスの電流を上記コンデンサに充電し、この充電電圧と平滑コンデンサの電圧とを上記他方のトランスの1次巻線に加えることにより、力率を改善するようにしている。
【0015】
さらに、上記特開平2−266868号公報に示されているものは、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサにより得られる直流電圧を4個のスイッチング素子により所定のタイミングでスイッチングした電圧を、トランスを介して昇圧した後整流平滑し、その直流出力電圧で基準正弦波を振幅変調し、その変調された信号を入力交流電圧に位相同期させた後、さらにクロックパルスを振幅変調し、その変調された信号に応じて上記4個のスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することにより、波形歪みを低減するようにしている。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特開平3−65050号公報及び特開平3−273865号公報に記載されたものは、トランスに3次巻線を設けるためトランスの構造が複雑になり、トランスが大型化すると共に、安全規格上も沿面距離や保護等の面で問題が生じる。また負荷の大きさによってフライバックパルスのエネルギーが大きく変化し、コンデンサへの充電電圧が大きく変動する。
そのため、コンデンサ出力のリップルが大きくなる。すなわち、軽負荷時又は重負荷時に力率が悪化するという問題が生じる。さらに、漏えい磁束が大きく、ノイズに悪影響を及ぼす。
【0017】
また、特開平3−273865号公報に記載されたものの場合は、2個のトランスを用いて2系統の小電力を取り出すものであり、構成が複雑になり高価格になるという問題も生じる。
さらに、特開平2−266868号公報に記載されたものも、4個のスイッチング素子とその各制御回路等を要するため、回路構成が非常に複雑になり高価格になるという問題が生じる。
【0018】
この発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源装置の構成が簡単で安価であって、且つ負荷の変動に依存することなく、力率、安定性、および信頼性を改善することを目的とする。
そのため、ダイオードブリッジの出力電流波形における脈流の谷間の期間にも電流を流し、交流電圧のゼロ電圧付近でも電流を流すことのできるスイッチング電源装置を提供しようとするものである。
【0019】
【課題を解決するための手段】
この発明は、前述のような、交流入力を全波整流するダイオードブリッジと、このダイオードブリッジの出力端子間にスイッチング素子と直列に1次巻線が接続されたトランスと、そのトランスの2次巻線に発生する交流電圧を整流及び平滑して出力する整流平滑回路と、その整流平滑回路の出力電圧に応じて上記スイツチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、上記の目的を達成するため次のようにしたものである。
【0020】
上記整流平滑回路を、上記トランスの2次巻線に発生する電圧を整流するダイオードと、その整流電圧を充電して平滑するコンデンサと、1次チョーク巻線と2次チョーク巻線を有し、その2次チョーク巻線を上記コンデンサの充電回路に直列に介挿したインダクタと、そのインダクタに蓄えられたエネルギーを上記コンデンサを通して放出させる回路を形成する転流用ダイオードとによって構成する。
【0021】
そして、上記ダイオードブリッジの負側出力端子と上記インダクタの1次チョーク巻線の一端との間に接続した第1のコンデンサと、ダイオードブリッジの負側出力端子にアノードを接続し、上記インダクタの1次チョーク巻線の他端にカソードを接続した第1のダイオードと、そのインダクタの1次チョーク巻線の一端に一端を接続し、他端を第2のコンデンサを介して上記ダイオードブリッジの負側出力端子に接続した第3のコンデンサと、その第2のコンデンサと第3のコンデンサとの接続点にアノードを接続し、ダイオードブリッジの正側出力端子と上記トランスの1次巻線との接続点にカソードを接続した第2のダイオードと、上記第1のダイオードのカソードにアノードを接続し、上記第2のダイオードのアノードにカソードを接続した第3のダイオードとを設けたものである。
【0022】
【0023】
このように構成したスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン・オフにより、インダクタの1次チョーク巻線に誘起される電流を第3,第1のダイオードと第3,第1のコンデンサによる倍電圧方式の整流回路で整流し、その出力電圧によって第2のコンデンサを充電することができる。この第2のコンデンサの充電電圧が所定の大きさになると第2のダイオードが導通し、その充電電圧がトランスの1次巻線に印加される。
【0024】
その結果、スイッチング素子がオンになったとき、第2のコンデンサとダイオードブリッジの出力がトランスの1次巻線に電力を供給することになり、ダイオードブリッジの出力電流波形における脈流の谷間の期間にも電流を流し続けることができ、交流電源からの入力交流電圧がゼロの近傍であっても、トランスの1次巻線への電力の供給が維持されるので、力率が改善される。
また、インダクタは高いスイッチング周波数で使用されるので、小型のものを用いることができる。
さらに、過電流保護動作時において、スイツチング素子のオン時間が短くなっても、上述のようにインダクタの1次チョーク巻線に誘起される電流を倍電圧方式の整流回路で整流して第2のコンデンサを充電するので、その端子間電圧が0ボルトまで降下することはないから、制御回路が安定し、トランスの飽和やトランジスタの破損等が生じることなく、小型のトランスとインダクタを用いた簡単で安価な構成で、力率を改善することができる。
【0025】
さらに、ダイオードブリッジの出力端子間に、上記インダクタの1次チョーク巻線に発生する電気エネルギーを蓄えるコンデンサより容量の小さいコンデンサを接続することにより、スイッチング周波数及びその高調波によるノイズを低減することができる。
【0026】
【0027】
【0028】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明するが、それに先立って、この発明の基礎となるスイッチング電源装置の例を説明する。
図1は、この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第1の例を示す回路構成図であり、図10と実質的に同一機能を持つ部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
【0029】
このスイッチング電源装置における整流平滑回路16は、図10に示した従来のスイッチング電源装置の整流平滑回路6におけるチョークコイル8に換えて、1次チョーク巻線NLpと2次チョーク巻線NLsを有するインダクタ13を用いており、その2次チョーク巻線NLsを、整流用のダイオード7のカソードとその整流電圧を充電して平滑するコンデンサ10の正側端子との間の充電回路に直列に介挿している。転流用ダイオード9は、スイツチング素子4がオンのときにインダクタ13に蓄えられたエネルギーを、スイツチング素子4がオフのときにコンデンサ10を通して放出させる回路を形成する。
【0030】
一方、インダクタ13の1次チョーク巻線NLp側とトランス3の1次巻線Np側に、第1のダイオードD1と第2のダイオードD2と大容量のコンデンサC2とを設け、そのダイオードD1のアノードをダイオードブリッジ2の負側出力端子bに接続し、そのカソードをインダクタ13の1次チョーク巻線NLpの一端hに接続している。
【0031】
さらに、コンデンサC2をインダクタ13の1次チョーク巻線NLpの他端gとダイオードブリッジ2の負側出力端子bとの間に接続すると共に、第2のダイオードD2のアノードもその接続点f(インダクタ13の1次チョーク巻線NLpの他端gと同じ)に接続し、そのカソードをダイオードブリッジ2の正側出力端子aとトランス3の1次巻線Npとの接続点に接続している。
【0032】
従って、ダイオードD2とコンデンサC2とは直列に接続されており、この直列回路はトランス3の1次巻線Npとスイッチング素子4との直列回路、及びダイオードブリッジ2の出力端子a,b間に並列に接続されている。
また、ダイオードブリッジ2の出力端子a,b間には、コンデンサC2より容量の小さいコンデンサC5を接続している。このコンデンサC5は、図10に示した従来のスイッチング電源装置におけるコンデンサC1より遥かに小容量のものでよい。
【0033】
次に、このように構成したスイッチング電源装置の動作について説明する。
スイッチング素子4がオンのときは小容量のコンデンサC5の充電電圧は直ぐにトランス3の1次巻線Npに放電するので、この1次巻線Npには主としてダイオードブリッジ2の出力電圧が殆んどそのまま印加されてスイッチング素子4に電流が流れる。
そして、スイッチング素子4がオフになると、ダイオードブリッジ2からコンデンサC5に充電電流が流れるが、小容量なのでその電流のピーク値は小さい。このとき、上記充電電流はダイオードD2で阻止されるのでコンデンサC2は充電されない。
【0034】
また、スイッチング素子4がオフのときは、負荷がある程度の大きさであれば、インダクタ13の2次チョーク巻線NLsに蓄えられたエネルギーにより転流用ダイオード9を通じてコンデンサ10に連続的に充電電流が流れる。
これによって、1次チョーク巻線NLpにも電流が誘起され、その電流がダイオードD1及びコンデンサC2を通して流れてコンデンサC2を充電する。その充電圧が所定の大きさになるとダイオードD2が導通し、その充電電圧がトランス3の1次巻線Npに印加される。
【0035】
その結果、スイッチング素子4がオンのときは、コンデンサC2,C5及びダイオードブリッジ2の出力がトランス3の1次巻線Npに電力を供給することになる。この場合、大容量のコンデンサC2は、ダイオードブリッジ2の出力である脈流が谷間の期間にもトランス3の1次巻線Npに電力を供給するので、交流電源1からの入力交流電圧がゼロ付近においても1次巻線Npへの電力の供給を維持することができる。すなわち、入力交流電圧の広い範囲で入力交流電流が流れ、力率を改善することができる。
【0036】
なお、コンデンサC5は省略することもできるが、スイッチング周波数及びその高調波によるノイズが交流電源1の電源ラインを通じて他の周辺機器に影響を及ぼすことがあるので、このコンデンサC5を設けることによりノイズフィルタとしての機能も持たせることができて好ましい。
【0037】
図2は図1の各部の電圧,電流の波形を示すもので、(a)は交流電源1からダイオードブリッジ2に加えられる交流電圧波形、(b)はダイオードブリッジ2の出力電圧波形、(c)はダイオードブリッジ2の出力電流波形、(d)はダイオードブリッジ2の入力電流波形である。
(b)に示すダイオードブリッジ2の出力電圧波形は、図11の(b)の場合に比べて交流成分の平滑作用が低いので略脈流となっている。
【0038】
しかしながら、トランス3の1次巻線Npに対して、2次側のインダクタ13に蓄えられたエネルギーが放出されたときにコンデンサC2を充電し、その電圧がダイオードD2を通じて印加される。これによって、ダイオードブリッジ2の出力電圧波形は図2の(c)に実線で示すように、脈流の谷間の期間でも電流が流れるようになる。それに伴って、ダイオードブリッジ2の入力電流波形も同図(d)に実線で示すように連続的に電流が流れ、交流電力の力率を改善することができる。
【0039】
なお、図2の(b),(c),(d)における一点鎖線は、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpのインダクタンスが、実線で示した場合より大きいときの波形をそれぞれ示している。これらの図からインダクタンスが大きいほど力率改善の効果が大きいことが判る。
また、インダクタ13は高いスイッチング周波数で用いられるため小型化することができる。これに対して従来例のようにトランス3に3次巻線を設けると、トランス3が大型化することになる。
【0040】
図3は、この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第2の例を示す回路構成図であり、図1,図10と対応する部分には同一符号を付している。
このスイッチング電源装置において、図1に示したスイッチング電源装置と異なる点は、第1のダイオードD1の接続位置のみである。
すなわち、図3に示したスイッチング電源装置では、第1のダイオードのアノードをインダクタ13の1次チョーク巻線NLpの端子gに、カソードを第2のダイオードD2のアノードとコンデンサC2の正側との接続点fに接続している。そして、1次チョーク巻線NLpの端子gは直接ダイオードブリッジ2の負側出力端子bに接続している。
【0041】
このように第1のダイオードD1の接続位置を変更しても、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpに誘起される電流を整流して、コンデンサC2を充電する回路を形成することができる。そして、そのコンデンサC2の充電圧が所定の大きさになるとダイオードD2が導通し、その充電電圧がトランス3の1次巻線Npに印加され、前述した第1の例の場合と同じ作用・効果を得ることができる。すなわち、安価な構成で力率改善の効果を得ることができる。
【0042】
図4は、この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第3の例を示す回路構成図であり、図1,図10と対応する部分には同一符号を付している。
このスイッチング電源装置では、整流平滑回路16においてインダクタ13の2次チョーク巻線NLsを、トランス3の2次巻線Nsと転流用ダイオード9のアノード側との接続点とコンデンサ10の負側端子との間の充電回路に介挿している。その他の構成は前述した第1の例と同じである。
【0043】
図5は、この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第4の例を示す回路構成図であり、図4と対応する部分には同一符号を付している。
このスイッチング電源装置において、図4に示した第3の例と異なる点は、第1のダイオードD1を図3に示した第2の例の場合と同様に、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpの端子gと、第2のダイオードD2のアノードとコンデンサC2の正側との接続点fとの間に、図示の向きで接続した点だけである。
この場合の作用・効果も前述の各実施の形態の場合と同じである。
【0044】
ここで、インダクタ13に流れる電流が不連続となるような場合、例えば、負荷が軽くなった場合、あるいは負荷が重くなりすぎたときに過電流保護動作が作動する場合には、スイッチング素子4のオン時間を短くするように制御回路5が動作する。それによって、1次チョーク巻線NLpに流れる電流が低下し、コンデンサC2に印加される電圧も不足するため、ダイオードブリッジ2の出力電流波形は谷間の深い波形となる。その結果、出力電圧の変動が非常に大きいスイッチング電源となり、トランス3の飽和やトランジスタ4の破損、あるいは過電流保護動作時における回路の不安定さが発生し、信頼性が低下する場合がある。
【0045】
これをより詳細に説明する。通常状態でのインダクタ13の1次チョーク巻線NLpに発生するg−h間電圧を図8の(a)に示す。ここで、制御回路5は、その図示されない過電流保護回路による過電流保護動作の状態にあるとき、スイッチング素子4へのオンパルスの幅(図8においては「ON幅」)を狭くしようとする。また、インダクタ13の2次チョーク巻線NLsのインダクタンスが不足するとリップル電流の傾きが急になり、負荷を軽くしたときに、あるところでリップル電流がとぎれとぎれになる。このように2次チョーク巻線NLsに流れる電流が不連続となるような場合にも、制御回路5はオンパルスの幅を狭くしようとする。
【0046】
この状態でのg−h間電圧を図8の(b)に、コンデンサC2間の電圧を(c)にそれぞれ示す。図1又は図3乃至図5に示した各スイッチング電源装置においてこのような状態になると、コンデンサC2に印加される電圧が不足し、ダイオードブリッジ2の出力電流波形は谷間が深い波形になり、出力電圧の変動も非常に大きくなるため、制御回路5の動作が不安定になるなどの問題が生じる。
【0047】
なお、インダクタ13の電流の不連続に対しては、そのインダクタンスを大きくすることが考えられるが、そうするとコアが大きくなったりコストが高くなったりする。また、インダクタ13のインダクタンスを大きくしても、過電流保護動作時における出力電圧の変動は改善されない。
【0048】
この発明によるスイッチング電源装置は、このような問題を改善するものであり、以下にその実施の形態について説明する。
図6は、この発明の第1の実施の形態を示すスイッチング電源装置の回路構成図であり、図1と対応する部分には同一符号を付している。
図6に示すスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング電源装置における第1のタイオードD1に代えて、第1のダイオードD4と第3のダイオードD3を設け、さらに第1のコンデンサC4と第3のコンデンサC3を設け、コンデンサC2を第2のコンデンサとしている。
【0049】
そして、コンデンサC4をダイオードブリッジ2の負側出力端子bとインダクタ13の1次チョーク巻線NLpの一端hとの間に接続し、ダイオードブリッジ2の負側出力端子bにダイオードD4のアノードを接続し、そのカソードをインダクタ13の1次チョーク巻線NLpの他端gに接続している。
第3のコンデンサC3は、その一端をインダクタ13の1次チョーク巻線NLpの一端hに接続し、他端を第2のコンデンサC2を介してダイオードブリッジ2の負側出力端子bに接続している。
【0050】
そして、この第2のコンデンサC2と第3のコンデンサC3との接続点に、第2のダイオードD2のアノードを接続し、そのカソードは図1に示した例と同様にダイオードブリッジ2の正側出力端子aとトランス3の1次巻線Npとの接続点に接続している。
第3のダイオードD3は、そのアノードを第1のダイオードD4のカソード(インダクタ13の1次チョーク巻線NLpの他端gと接続)に、カソードを第2のダイオードD2のアノード(コンデンサC2とC3の接続点f)にそれぞれ接続している。
【0051】
次に、このように構成したスイッチング電源装置の動作について説明する。
制御回路5からのオンパルスによってスイッチング素子4がオンにされた時、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpに誘起された電流は、第3のダイオードD3と第3のコンデンサC3によって整流・充電され、第2のコンデンサC2を充電する。
また、制御回路5からのオフパルスによってスイッチング素子4がオフにされた時は、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpに誘起された電流は、第1のダイオードD4と第1のコンデンサC4とによって整流・充電され、第3のコンデンサC3の充電電圧と加算した電圧で第2のコンデンサC2を充電する。
【0052】
このように、このインダクタ13の1次チョーク巻線NLpには、第3、第1のダイオードD3,D4と第3,第1のコンデンサC3,C4による倍電圧方式の整流回路が接続されており、その出力電圧によって第2のコンデンサC2を充電することになる。第2のこのコンデンサC2の充電電圧が所定の大きさになると第2のダイオードD2が導通し、その充電電圧がトランス3の1次巻線Npに印加されることになる。そのため、1次チョーク巻線NLpの巻数を1/2にしても、前述の各スイッチング電源装置の場合と同様に第2のコンデンサC2を充電することができる。
【0053】
その結果、スイッチング素子4がオンになったとき、第2のコンデンサC2とダイオードブリッジ2の出力がトランス3の1次巻線Npに電力を供給することになり、交流電源1からの入力交流電圧がゼロの近傍であっても、トランス3の1次巻線Npへの電力の供給が維持される。
なお、これらのオンパルスとオフパルスで発生する電流を入れ換えて整流するようにしてもよい。
【0054】
ここで、このスイッチング電源装置における過電流保護動作の作用について、図9を参照して説明する。
通常動作状態での1次チョーク巻線NLp間に発生するg−h間電圧を、図9の(a)に示す。また、負荷が急激に軽くなった状態および過電流保護動作中の状態におけるg−h間電圧を同図の(b)に示す。
過電流保護動作中であっても、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpに接続した整流回路が半波倍電圧方式となっているため、図9の(a)および(b)において、コンデンサC2に供給されるエネルギーは、それぞれの状態でQおよびQ′(斜線を施した部分)のようになる。
【0055】
そのため、負荷が急激に軽くなった状態および過電流保護動作中の状態における、コンデンサC2の端子間電圧(充電電圧)は図9の(c)に示すようになる。したがつて、制御回路5のオフパルスによるエネルギーの供給が、コンデンサC2の端子間電圧を0ボルトまで降下させない。
【0056】
また、例えば特公平5−86130号公報にも記載されているように、このような電源装置における過電流保護動作中は、負荷が重くなればなるほどオン幅が狭められて、オンパルスによる供給エネルギーは減少するが、オフ幅の増加に従ってコンデンサC2の端子間に供給されるエネルギーQ′が大きくなる。
そのため、図1および図3に示したスイッチング電源装置における場合のように、コンデンサC2の端子間電圧が図6に示したように0ボルトまで落ちるようなことはない。
【0057】
なお、インダクタ13の1次チョーク巻線NLpに接続する整流回路は、ダイオードブリッジでも良いが、ダイオードが2つ多く必要となり、コンデンサC2の端子間電圧降下および回路損失が増加する。
【0058】
図7は、この発明の第2の実施の形態を示すスイッチング電源装置の回路構成図であり、図6と対応する部分には同一符号を付している。
このスイッチング電源装置は、整流平滑回路16におけるインダクタ13の2次チョーク巻線NLsを、トランス3の2次巻線Nsと転流用ダイオード9のアノード側との接続点とコンデンサ10の負側端子との間の充電回路に介挿している点のみが図6に示した第1の実施の形態と相違し、その他の構成およびその作用効果は同じであるので、その説明は省略する。
【0059】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明によるスイッチング電源装置は、従来のように3次巻線を施した複雑な構造の大型のトランスを用いたり、2個のトランス及び2系統のスイツチング回路を設けたり、あるいは多数のスイッチング素子を用いたりすることなく、小型のトランスとインダクタを用いた簡単な構成で安価に、負荷の大きさによらず力率を改善することができる。
【0060】
また、小容量のコンデンサをダイオードブリッジの出力端子間に、第2のダイオードと大容量のコンデンサとの直列に並列に設けるようにすれば、スイッチング周波数及びその高調波によるノイズが電源ラインから他の周辺機器に伝わるのを防止することができる。
【0061】
さらに、トランスの2次側の整流平滑回路に設けたインダクタの1次チョーク巻線NLpに誘起される電圧を、倍電圧方式の整流回路で整流して大容量のコンデンサ(第2のコンデンサ)を充電するようにしたので、過電流保護動作時において、スイッチング素子のオン時間が短くなっても、制御回路が安定に動作し、トランスの飽和やトランジスタの破損等が発生する恐れがなくなる。また、インダクタの1次チョーク巻線の巻数を1/2にすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第1の例を示す回路構成図である。
【図2】図1の各部の電圧,電流波形を示す波形図である。
【図3】この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第2の例を示す回路構成図である。
【図4】この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第3の例を示す回路構成図である。
【図5】この発明の基礎となるスイッチング電源装置の第4の例を示す回路構成図である。
【図6】この発明によるスイッチング電源装置の第1の実施形態を示す回路構成図である。
【図7】この発明によるスイッチング電源装置の第2の実施形態を示す回路構成図である。
【図8】図1および図3乃至図5に示したスイッチング電源装置におけるスイッチング素子4のオン幅とコンデンサC2の端子間電圧との関係を示す波形図である。
【図9】図6および図7に示したスイッチング電源装置におけるスイッチング素子4のオン幅とコンデンサC2の端子間電圧との関係を示す波形図である。
【図10】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路構成図である。
【図11】図10の各部の電圧,電流波形を示す波形図である。
【符号の説明】
1:交流電源 2:ダイオードブリッジ
3:トランス Np:トランスの1次巻線
Ns:トランスの2次巻線
4:スイッチング素子 5:制御回路
7:整流用のダイオード 9:転流用ダイオード
10:平滑用のコンデンサ 11,12:出力端子
13:インダクタ 16:整流平滑回路
NLp:インダクタの1次チョーク巻線
NLs:インダクタの2次チョーク巻線
D1,D4:第1のダイオード
D2:第2のダイオード D3:第3のダイオード
C2:大容量のコンデンサ(第2のコンデンサ)
C3:第3のコンデンサ C4:第1のコンデンサ
C5:小容量のコンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply used as a DC power supply for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
In recent years, switching power supplies (also called switching regulators) have been frequently used as DC power supplies for electronic devices.
FIG. 10 shows an example of a conventional circuit configuration of the switching power supply device.
This is a capacitor input type, 1 is an AC power supply, 2 is a diode bridge for full-wave rectification of the AC voltage from the
[0003]
[0004]
[0005]
According to this switching power supply, the AC voltage from the
[0006]
The
[0007]
In the rectifying and smoothing
[0008]
The
[0009]
11A and 11B show waveforms of voltages and currents at various parts in FIG. 10. FIG. 11A shows an AC voltage waveform applied from the
[0010]
In such a switching power supply, a capacitor C1 for removing a ripple component of a rectified output of the
[0011]
Further, there is also a problem that the capacitor C1 generates heat due to internal loss due to the charging / discharging current of the capacitor C1, and its life is shortened. Furthermore, since the input power is large, the noise due to the generation of the switching frequency and its harmonics increases, which adversely affects the switching power supply device or other devices that share the
[0012]
Further, in order to prevent the power factor from being reduced by the above-mentioned capacitor input type, there is a choke input type in which the disadvantage is improved. However, an inductance of several mH or more is required, and the choke coil becomes extremely large. Therefore, there is a problem that the power supply device is increased in size and cost.
In order to solve such a problem, for example, a switching power supply device disclosed in, for example, JP-A-3-65050, JP-A-3-273865, and JP-A-2-266868 has been proposed. Switching regulator).
[0013]
In the switching regulator disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-65050, a transformer is provided with a reset winding as a tertiary winding, and a current generated by a flyback pulse generated in the transformer when the switching element is turned off passes through the reset winding. A capacitor other than the smoothing capacitor is charged, and the voltage of this capacitor and the voltage of a conventional smoothing capacitor (corresponding to the capacitor C1 in FIG. 8) are applied to the primary winding of the transformer. As a result, the current can also flow through the valley of the pulsating flow of the output current of the diode bridge, and the power factor can be improved.
[0014]
The switching regulator disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-273865 is provided with two systems of a transformer and a switching element. One of the transformers is provided with a reset winding as a tertiary winding. A capacitor is connected in parallel to the next winding, the flyback pulse current generated when the switching element on the one transformer side is turned off is charged in the capacitor, and the charging voltage and the voltage of the smoothing capacitor are transferred to the other transformer. To improve the power factor.
[0015]
Further, the one disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 2-266868 raises a voltage obtained by switching a DC voltage obtained by a diode bridge and a smoothing capacitor at a predetermined timing by four switching elements via a transformer. After rectifying and smoothing, amplitude-modulating the reference sine wave with the DC output voltage, synchronizing the modulated signal with the input AC voltage, and further amplitude-modulating the clock pulse, and according to the modulated signal. The waveform distortion is reduced by controlling the on / off timing of the four switching elements.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, those disclosed in the above-mentioned JP-A-3-65050 and JP-A-3-273865 complicate the structure of the transformer because a tertiary winding is provided in the transformer, and increase the size of the transformer and increase the safety. Problems also arise in terms of creepage distance and protection in the standard. Also, the energy of the flyback pulse greatly changes depending on the size of the load, and the charging voltage to the capacitor greatly changes.
Therefore, the ripple of the capacitor output increases. That is, there is a problem that the power factor is deteriorated under a light load or a heavy load.further,Leakage magnetic flux is large and adversely affects noise.
[0017]
In the case of Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-273865, two transformers are used to extract two systems of small electric power, which causes a problem that the configuration becomes complicated and the price becomes high.
Furthermore, the device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-266868 also requires four switching elements and their respective control circuits, so that there is a problem that the circuit configuration becomes very complicated and the price becomes high.
[0018]
The present invention has been made in view of such circumstances,Switching power supplySimple configuration and low costSo,And depend on load fluctuationsNotPower factor, stability,andThe purpose is to improve reliability.
Therefore, an object of the present invention is to provide a switching power supply device that allows a current to flow even in a period between valleys of a pulsating flow in an output current waveform of a diode bridge and allows a current to flow even near zero voltage of an AC voltage.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a diode bridge for performing full-wave rectification of an AC input, a transformer having a primary winding connected in series with a switching element between output terminals of the diode bridge, and a secondary winding of the transformer. A switching power supply device comprising: a rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes an AC voltage generated in a line and outputs the rectified and smoothed voltage; and a control circuit that controls on / off of the switching element according to an output voltage of the rectified and smoothing circuit. The following is achieved to achieve the above object.
[0020]
The rectifying and smoothing circuit includes a diode for rectifying a voltage generated in a secondary winding of the transformer, a capacitor for charging and smoothing the rectified voltage, a primary choke winding and a secondary choke winding, The secondary choke winding is constituted by an inductor inserted in series with a charging circuit of the capacitor, and a commutation diode forming a circuit for discharging the energy stored in the inductor through the capacitor.
[0021]
And the negative output terminal of the diode bridgeA first capacitor connected between the inductor and one end of a primary choke winding of the inductor; an anode connected to a negative output terminal of the diode bridge; and a cathode connected to the other end of the primary choke winding of the inductor. A connected first diode, a third capacitor having one end connected to one end of a primary choke winding of the inductor, and the other end connected to a negative output terminal of the diode bridge via a second capacitor; A second diode having an anode connected to a connection point between the second capacitor and the third capacitor and a cathode connected to a connection point between the positive output terminal of the diode bridge and the primary winding of the transformer; A third diode having an anode connected to the cathode of the first diode and a cathode connected to the anode of the second diode;And a diode.
[0022]
[0023]
The switching power supply device configured as described above includes a switching element, The current induced in the primary choke winding of the inductor is rectified by the voltage doubler rectifier circuit comprising the third and first diodes and the third and first capacitors. 2 can be charged. When the charging voltage of the second capacitor reaches a predetermined level, the second diode conducts, and the charging voltage is applied to the primary winding of the transformer.
[0024]
As a result, when the switching element is turned on, the output of the second capacitor and the diode bridge will supply power to the primary winding of the transformer,The current can continue to flow even during the valley of the pulsating flow in the output current waveform of the diode bridge,From AC power supplyInput AC voltageIs zero, Power supply to the primary winding of the transformer is maintained, so that the power factor is improved.
In addition, since the inductor is used at a high switching frequency, a small inductor can be used.
Further, in the overcurrent protection operation, even if the ON time of the switching element is shortened, the current induced in the primary choke winding of the inductor is rectified by the rectifier circuit of the voltage doubler type as described above, and the second Since the capacitor is charged, the voltage across its terminals does not drop to 0 volts, so the control circuit is stable, there is no transformer saturation or transistor damage, etc. The power factor can be improved with an inexpensive configuration.
[0025]
Further, by connecting a capacitor having a smaller capacity than a capacitor for storing electric energy generated in the primary choke winding of the inductor between output terminals of the diode bridge, it is possible to reduce noise due to a switching frequency and its harmonics.it can.
[0026]
[0027]
[0028]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.Prior to this, an example of a switching power supply device on which the present invention is based will be described.
Figure 1,Of the present inventionUnderlyingSwitching power supplyShow the first exampleIt is a circuit configuration diagram,FIG.Parts having substantially the same functions as those described above are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
[0029]
thisSwitching power supplyThe rectifying / smoothing
[0030]
On the other hand, a first diode D1, a second diode D2, and a large-capacity capacitor C2 are provided on the primary choke winding NLp side of the
[0031]
Further, the capacitor C2 is connected between the other end g of the primary choke winding NLp of the
[0032]
Accordingly, the diode D2 and the capacitor C2 are connected in series, and this series circuit is connected in parallel between the series circuit of the primary winding Np of the
A capacitor C5 having a smaller capacity than the capacitor C2 is connected between the output terminals a and b of the
[0033]
Next, the operation of the thus configured switching power supply device will be described.
When the switching
When the switching
[0034]
Also, when the switching
As a result, a current is also induced in the primary choke winding NLp, and the current flows through the diode D1 and the capacitor C2 to charge the capacitor C2. When the charging pressure reaches a predetermined level, the diode D2 conducts, and the charging voltage is applied to the primary winding Np of the
[0035]
As a result, when the switching
[0036]
Although the capacitor C5 can be omitted, noise due to the switching frequency and its harmonics may affect other peripheral devices through the power supply line of the
[0037]
2A and 2B show waveforms of voltages and currents at various parts in FIG. 1. FIG. 2A shows an AC voltage waveform applied from an
The output voltage waveform of the
[0038]
However, when the energy stored in the secondary-
[0039]
2 (b), 2 (c), and 2 (d) show waveforms when the inductance of the primary choke winding NLp of the
In addition, since the
[0040]
FIG.UnderlyingSwitching power supplyShow a second exampleFIG. 1 is a circuit configuration diagram,FIG.The parts corresponding to are denoted by the same reference numerals.
thisSwitching power supplyIn FIG.Switching power supplyThe only difference is that the connection position of the first diode D1.
That is, in the switching power supply device shown in FIG. 3, the anode of the first diode is connected to the terminal g of the primary choke winding NLp of the
[0041]
Thus, even if the connection position of the first diode D1 is changed, a circuit for rectifying the current induced in the primary choke winding NLp of the
[0042]
FIG.UnderlyingSwitching power supplyShow a third exampleFIG. 1 is a circuit configuration diagram,FIG.The parts corresponding to are denoted by the same reference numerals.
thisSwitching power supplyThen, in the rectifying and smoothing
[0043]
FIG. 5 shows the structure of the present invention.UnderlyingSwitching power supplyShow a fourth exampleFIG. 5 is a circuit configuration diagram, and portions corresponding to FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
thisSwitching power supplyIn FIG.Third example3 is different from the first diode D1 in FIG.The second example shown inAs in the case of the above, a point connected in the illustrated direction between the terminal g of the primary choke winding NLp of the
The operation and effect in this case are the same as those in the above-described embodiments.
[0044]
Here, when the current flowing through the
[0045]
This will be described in more detail. FIG. 8A shows the gh voltage generated in the primary choke winding NLp of the
[0046]
FIG. 8B shows the voltage between g and h in this state, and FIG. 8C shows the voltage between the capacitors C2. 1 or 3 to 5Each shownIn such a state in the switching power supply device, the voltage applied to the capacitor C2 becomes insufficient, the output current waveform of the
[0047]
In addition, it is conceivable to increase the inductance for the discontinuity of the current of the
[0048]
The switching power supply according to the present invention improves such a problem, and an embodiment thereof will be described below.
FIG.thisInventionFirstIt is a circuit configuration diagram of a switching power supply device showing an embodiment of the present invention,FIG.The parts corresponding to are denoted by the same reference numerals.
The switching power supply device shown in FIG. 6 includes a first diode D4 and a third diode D3 in place of the first diode D1 in the switching power supply device shown in FIG. 1, and further includes a first capacitor C4 and a third diode D3. Is provided, and the capacitor C2 is used as a second capacitor.
[0049]
The capacitor C4 is connected between the negative output terminal b of the
The third capacitor C3 has one end connected to one end h of the primary choke winding NLp of the
[0050]
Then, an anode of a second diode D2 is connected to a connection point between the second capacitor C2 and the third capacitor C3, and the cathode thereof is connected to the node shown in FIG.Pointing out toungueAs in the example, it is connected to the connection point between the positive output terminal a of the
The third diode D3 has an anode connected to the cathode of the first diode D4 (connected to the other end g of the primary choke winding NLp of the inductor 13), and a cathode connected to the anode (capacitors C2 and C3) of the second diode D2. To the connection point f).
[0051]
Next, the operation of the thus configured switching power supply device will be described.
When the switching
When the switching
[0052]
Thus, the primary choke winding NLp of the
[0053]
As a result, when the switching
The rectification may be performed by exchanging the currents generated by the ON pulse and the OFF pulse.
[0054]
Here, the operation of the overcurrent protection operation in this switching power supply device will be described with reference to FIG.
The voltage between g and h generated between the primary choke windings NLp in the normal operation state is shown in FIG. FIG. 3B shows the voltage between g and h in the state where the load is suddenly reduced and the state where the overcurrent protection operation is being performed.
Even during the overcurrent protection operation, since the rectifier circuit connected to the primary choke winding NLp of the
[0055]
Therefore, the voltage between the terminals of the capacitor C2 (charging voltage) in the state where the load is suddenly reduced and the state where the overcurrent protection operation is being performed is as shown in FIG. 9C. Therefore, the supply of energy by the off-pulse of the
[0056]
Further, as described in Japanese Patent Publication No. 5-86130, for example, during an overcurrent protection operation in such a power supply device, the ON width becomes narrower as the load becomes heavier, and the energy supplied by the ON pulse becomes smaller. Although it decreases, the energy Q 'supplied between the terminals of the capacitor C2 increases as the off-width increases.
for that reason,Switching power supply device shown in FIGS. 1 and 36, the voltage across the capacitor C2 does not drop to 0 volts as shown in FIG.
[0057]
The rectifier circuit connected to the primary choke winding NLp of the
[0058]
FIG.Second7 is a circuit configuration diagram of the switching power supply device according to the embodiment, and portions corresponding to FIG. 6 are denoted by the same reference numerals.
In this switching power supply, the secondary choke winding NLs of the
[0059]
【The invention's effect】
As described above, the switching power supply according to the present invention uses a large-sized transformer having a complicated structure provided with a tertiary winding as in the related art, or includes two transformers and two switching circuits. Alternatively, the power factor can be improved irrespective of the size of the load with a simple configuration using a small transformer and an inductor without using a large number of switching elements.
[0060]
If a small-capacitance capacitor is provided between the output terminals of the diode bridge in series with the second diode and the large-capacity capacitor, noise due to the switching frequency and its harmonics may be transmitted from the power supply line to another line. Transmission to peripheral devices can be prevented.
[0061]
Further, the voltage induced in the primary choke winding NLp of the inductor provided in the rectifying and smoothing circuit on the secondary side of the transformer is rectified by the rectifying circuit of the voltage doubler type to form a large-capacity capacitor (second capacitor). To chargeBecauseIn the overcurrent protection operation, even if the ON time of the switching element is shortened, the control circuit operates stably, and there is no possibility that the saturation of the transformer, the damage of the transistor, or the like occurs. Further, the number of turns of the primary choke winding of the inductor can be reduced to half.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 of the present invention.UnderlyingSwitching power supplyShow the first exampleIt is a circuit block diagram.
FIG. 2 is a waveform chart showing voltage and current waveforms of respective parts in FIG.
FIG. 3 of the present invention.UnderlyingSwitching power supplyShow a second exampleIt is a circuit block diagram.
FIG. 4 of the present invention.UnderlyingSwitching power supplyShow a third exampleIt is a circuit block diagram.
FIG. 5 of the present invention.UnderlyingSwitching power supplyShow a fourth exampleIt is a circuit block diagram.
[FIG. 6] The present inventionbySwitching power supply1 shows a first embodiment.It is a circuit block diagram.
[FIG. 7] The present inventionbySwitching power supplyShows a second embodimentIt is a circuit block diagram.
FIG. 8 is a waveform diagram showing a relationship between an ON width of the
9 is a waveform diagram showing a relationship between an ON width of a
FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device.
FIG. 11 is a waveform chart showing voltage and current waveforms of respective parts in FIG.
[Explanation of symbols]
1: AC power supply 2: Diode bridge
3: Transformer Np: Transformer primary winding
Ns: secondary winding of transformer
4: Switching element 5: Control circuit
7: Diode for rectification 9: Diode for commutation
10: capacitor for smoothing 11, 12: output terminal
13: Inductor 16: Rectifying smoothing circuit
NLp: Primary choke winding of inductor
NLs: Secondary choke winding of inductor
D1, D4: first diode
D2: second diode D3: third diode
C2: Large capacity capacitor (second capacitor)
C3: Third capacitor C4: First capacitor
C5: small capacity capacitor
Claims (2)
前記整流平滑回路(16)を、前記トランス(3)の2次巻線(Ns)に発生する電圧を整流するダイオード(7)と、その整流電圧を充電して平滑するコンデンサ(10)と、1次チョーク巻線(NLp)と2次チョーク巻線(NLs)を有し、その2次チョーク巻線(NLs)を前記コンデンサ(10)の充電回路に直列に介挿したインダクタ(13)と、該インダクタに蓄えられたエネルギーを前記コンデンサ(10)を通して放出させる回路を形成する転流用ダイオード(9)とによって構成し、
前記ダイオードブリッジ(2)の負側出力端子(b)と前記インダクタ(13)の1次チョーク巻線(NLp) の一端(h)との間に接続した第1のコンデンサ(C4)と、
前記ダイオードブリッジ(2)の負側出力端子(b)にアノードを接続し、前記インダクタ(13)の1次チョーク巻線(NLp) の他端(g)にカソードを接続した第1のダイオード(D4)と、
前記インダクタ(13)の1次チョーク巻線(NLp) の一端(h)に一端を接続し、他端を第2のコンデンサ(C2)を介して前記ダイオードブリッジ(2)の負側出力端子(b)に接続した第3のコンデンサ(C3)と、
前記第2のコンデンサ(C2)と前記第3のコンデンサ(C3)との接続点にアノードを接続し、前記ダイオードブリッジ(2)の正側出力端子(a)と前記トランス(3)の1次巻線(Np)との接続点にカソードを接続した第2のダイオード(D2)と、
前記第1のダイオード(D4)のカソードにアノードを接続し、前記第2のダイオード(D2)のアノードにカソードを接続した第3のダイオード( D3 )と、
を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。A diode bridge (2) for full-wave rectification of an AC input, and a transformer (3) having a primary winding (Np) connected in series with a switching element (4) between output terminals (a, b) of the diode bridge. A rectifying and smoothing circuit (16) for rectifying and smoothing an AC voltage generated in a secondary winding (Ns) of the transformer, and outputting the rectified and smoothed voltage; A switching power supply device comprising a control circuit (5) for controlling on / off;
A diode (7) for rectifying a voltage generated in a secondary winding (Ns) of the transformer (3), a capacitor (10) for charging and smoothing the rectified voltage, An inductor (13) having a primary choke winding (NLp) and a secondary choke winding (NLs), wherein the secondary choke winding (NLs) is inserted in series in a charging circuit of the capacitor (10); A commutation diode (9) forming a circuit for discharging the energy stored in the inductor through the capacitor (10),
A first capacitor (C4) connected between a negative output terminal (b) of the diode bridge (2) and one end (h) of a primary choke winding (NLp) of the inductor (13);
A first diode (A) having an anode connected to the negative output terminal (b) of the diode bridge (2) and a cathode connected to the other end (g) of the primary choke winding (NLp) of the inductor (13). D4),
One end is connected to one end (h) of a primary choke winding (NLp) of the inductor (13), and the other end is connected to a negative output terminal () of the diode bridge (2) via a second capacitor (C2). a third capacitor (C3) connected to b);
An anode is connected to a connection point between the second capacitor (C2) and the third capacitor (C3), and a positive output terminal (a) of the diode bridge (2) and a primary of the transformer (3) are connected. A second diode (D2) having a cathode connected to a connection point with the winding (Np);
A third diode ( D3 ) having an anode connected to the cathode of the first diode (D4) and a cathode connected to the anode of the second diode (D2);
A switching power supply device comprising:
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