JPH0716150B2 - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
- Publication number
- JPH0716150B2 JPH0716150B2 JP5830486A JP5830486A JPH0716150B2 JP H0716150 B2 JPH0716150 B2 JP H0716150B2 JP 5830486 A JP5830486 A JP 5830486A JP 5830486 A JP5830486 A JP 5830486A JP H0716150 B2 JPH0716150 B2 JP H0716150B2
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- JP
- Japan
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- signal
- output
- frequency
- local oscillator
- control circuit
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はデイジタル無線機における局部発振器の自動周
波数制御（AFC）回路に関するものである。
波数制御（AFC）回路に関するものである。
〔従来の技術〕 一般にデイジタル無線通信においては、送信機における
中心周波数の“ずれ",または受信機における局部発振器
の発振周波数の“ずれ”によつてIF信号の中心周波数が
変化して、IF信号のもつ占有帯域がIFフイルタの通過帯
域に入り切らなくなると、振幅歪みまたは位相歪が増加
してデイジタル信号の誤り率が増加する。すなわち、別
の表現をすると、同じ誤り率を得るために、より高い受
信入力を必要とすることになり、結果的に感度が劣化す
る。
中心周波数の“ずれ",または受信機における局部発振器
の発振周波数の“ずれ”によつてIF信号の中心周波数が
変化して、IF信号のもつ占有帯域がIFフイルタの通過帯
域に入り切らなくなると、振幅歪みまたは位相歪が増加
してデイジタル信号の誤り率が増加する。すなわち、別
の表現をすると、同じ誤り率を得るために、より高い受
信入力を必要とすることになり、結果的に感度が劣化す
る。
これを防ぐため、従来の技術としては、高安定な発振器
を送信機の信号源および受信機の局部発振器として用い
る方法やデイスクリミネータ出力の直流分の変化によつ
て局部発振器の発振周波数を制御してIF信号の中心周波
数を一定に保つように帰還をかける、いわゆるAFC回路
を用いる方法などがあつた。
を送信機の信号源および受信機の局部発振器として用い
る方法やデイスクリミネータ出力の直流分の変化によつ
て局部発振器の発振周波数を制御してIF信号の中心周波
数を一定に保つように帰還をかける、いわゆるAFC回路
を用いる方法などがあつた。
前述した高安定な発振器を用いる方法およびデイスクリ
ミネータ出力の直流分を取り出してAFCをかける方法の
問題点について説明する。
ミネータ出力の直流分を取り出してAFCをかける方法の
問題点について説明する。
まず、前者の高安定な発振器を用いる方法では、特に周
波数が高くなつた場合に問題がある。今、発振器の安定
度を±3ppmとした場合、無線周波数900MHzにおける変化
量は最大±2.7KHzとなる。ここで、10KHzのデジタル信
号を伝送する場合、IFフイルタの通過帯域幅は同じく10
KHz程度であり、上記の値は無視できないものとなり、
誤り率の増加をもたらす。そして、安定度1ppm程度の発
振器を得ることは可能であるが、高度の安定化技術とエ
ージングが必要となり、コストおよび実装スペースを増
加させるという問題点があつた。
波数が高くなつた場合に問題がある。今、発振器の安定
度を±3ppmとした場合、無線周波数900MHzにおける変化
量は最大±2.7KHzとなる。ここで、10KHzのデジタル信
号を伝送する場合、IFフイルタの通過帯域幅は同じく10
KHz程度であり、上記の値は無視できないものとなり、
誤り率の増加をもたらす。そして、安定度1ppm程度の発
振器を得ることは可能であるが、高度の安定化技術とエ
ージングが必要となり、コストおよび実装スペースを増
加させるという問題点があつた。
つぎに、後者のデイスクリミネータ出力より直流分を取
り出す方法の問題点について説明する。
り出す方法の問題点について説明する。
一般にデイジタル信号はその性質上、直流付近まで有効
なベースバンド成分を持つている。この成分を取り除い
て、直流分のみを取り出すためにはカツトオフ周波数の
非常に低い低域フイルタを用いる必要がある。しかしな
がら、低いカツトオフ周波数の低域フイルタが負帰還ル
ープに挿入されると、ループの時定数が長くなり、IF周
波数の追随に要する時間が数秒もかかるという結果にな
る。これは、短い会話における一回の受信時間が数秒で
あることを考えると適切な方法ではないのは明らかであ
る。
なベースバンド成分を持つている。この成分を取り除い
て、直流分のみを取り出すためにはカツトオフ周波数の
非常に低い低域フイルタを用いる必要がある。しかしな
がら、低いカツトオフ周波数の低域フイルタが負帰還ル
ープに挿入されると、ループの時定数が長くなり、IF周
波数の追随に要する時間が数秒もかかるという結果にな
る。これは、短い会話における一回の受信時間が数秒で
あることを考えると適切な方法ではないのは明らかであ
る。
本発明のAFC回路は、IF信号の中心周波数を一定に保つ
ょうに局部発振器の発振周波数を制御するように構成
し、受信信号のアイパターンをその中心の時点でサンプ
リングする第１の手段と、上記受信信号のアイパターン
または上記第１の手段の出力より識別した結果をもとに
して多値信号を発生する第２の手段と、上記第１の手段
と第２の手段の出力が同一の情報を表わす区間について
それぞれの差を出力する第３の手段とを備え、上記第３
の手段の出力によつて上記局部発振器の発振周波数を制
御せしめるようにしたものである。
ょうに局部発振器の発振周波数を制御するように構成
し、受信信号のアイパターンをその中心の時点でサンプ
リングする第１の手段と、上記受信信号のアイパターン
または上記第１の手段の出力より識別した結果をもとに
して多値信号を発生する第２の手段と、上記第１の手段
と第２の手段の出力が同一の情報を表わす区間について
それぞれの差を出力する第３の手段とを備え、上記第３
の手段の出力によつて上記局部発振器の発振周波数を制
御せしめるようにしたものである。
また、本発明の別の発明は、上記のものにおいて、局部
発振器の発振周波数の制御入力端に信号を受信している
期間のみ上記第３の手段の出力を供給する第４の手段を
備えてなるようにしたものである。
発振器の発振周波数の制御入力端に信号を受信している
期間のみ上記第３の手段の出力を供給する第４の手段を
備えてなるようにしたものである。
本発明においては、受信信号からデイジタル信号成分を
除去した直流オフセツトのみを抽出し、この値を局部発
振器の発振周波数の制御電圧とする。
除去した直流オフセツトのみを抽出し、この値を局部発
振器の発振周波数の制御電圧とする。
以下、図面に基づき本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図である。
図において、１は高周波フイルタおよび高周波アンプ、
２はこの高周波フイルタおよび高周波アンプ１の出力と
局部発振器13により発振されたローカル信号とを混合し
てIF信号に変換する混合器（ミキサ）、３はこのミキサ
２の出力を入力とするIFフイルタ、４はこのIFフイルタ
３の出力側に接続されたIFアンプ、５はこのIFアンプ４
の出力を入力とするデイスクリミネータ、６はこのデイ
スクリミネータ５の出力を入力とする低域フイルタ（LP
F）、７はこのLPF6からの信号をサンプルホールドする
サンプルホールド回路で、このサンプルホールド回路７
は受信信号のアイパターンをその中心の時点でサンプリ
ングするサンプリング手段を構成している。
２はこの高周波フイルタおよび高周波アンプ１の出力と
局部発振器13により発振されたローカル信号とを混合し
てIF信号に変換する混合器（ミキサ）、３はこのミキサ
２の出力を入力とするIFフイルタ、４はこのIFフイルタ
３の出力側に接続されたIFアンプ、５はこのIFアンプ４
の出力を入力とするデイスクリミネータ、６はこのデイ
スクリミネータ５の出力を入力とする低域フイルタ（LP
F）、７はこのLPF6からの信号をサンプルホールドする
サンプルホールド回路で、このサンプルホールド回路７
は受信信号のアイパターンをその中心の時点でサンプリ
ングするサンプリング手段を構成している。
８はこのサンプルホールド回路７の出力を入力とし２ビ
ツトの２値信号を生成する識別回路、９はこの識別回路
８の出力を入力とし基準となる４値電圧を発生する多値
信号発生回路で、これらは受信信号のアイパターンまた
は上記サンプリング手段の出力より識別した結果をもと
にして多値信号を発生する手段を構成している。
ツトの２値信号を生成する識別回路、９はこの識別回路
８の出力を入力とし基準となる４値電圧を発生する多値
信号発生回路で、これらは受信信号のアイパターンまた
は上記サンプリング手段の出力より識別した結果をもと
にして多値信号を発生する手段を構成している。
10はサンプルホールド回路７からの出力と多値信号発生
回路９よりの出力を入力とし両出力の差を得る減算回路
で、この減算回路10は上記サンプリング手段の出力と上
記多値信号発生手段の出力が同一の情報を表わす区間に
ついてそれぞれの差を出力する差出力手段を構成してい
る。11はこの減算回路10からの差信号を入力とするLP
F、12はこのLPF11の出力側に接続された回路で、この回
路12は信号の受信中であることを示す信号が入力される
端子14からの信号によつて制御されるように構成されて
いる。13はこの回路12の出力によつて発振周波数が制御
される局部発振器である。そして、上記回路12は局部発
振器13の発振周波数の制御入力端に信号を受信している
期間のみ上記差出力手段の出力を供給する手段を構成し
ている。
回路９よりの出力を入力とし両出力の差を得る減算回路
で、この減算回路10は上記サンプリング手段の出力と上
記多値信号発生手段の出力が同一の情報を表わす区間に
ついてそれぞれの差を出力する差出力手段を構成してい
る。11はこの減算回路10からの差信号を入力とするLP
F、12はこのLPF11の出力側に接続された回路で、この回
路12は信号の受信中であることを示す信号が入力される
端子14からの信号によつて制御されるように構成されて
いる。13はこの回路12の出力によつて発振周波数が制御
される局部発振器である。そして、上記回路12は局部発
振器13の発振周波数の制御入力端に信号を受信している
期間のみ上記差出力手段の出力を供給する手段を構成し
ている。
つぎにこの第１図に示す実施例の動作を第２図を参照し
て説明する。この第２図は第１図の各部の動作波形を示
す動作説明図で、Ｓはサンプリングパルスを示したもの
であり、Ｅは受信信号を示したものである。そして、x1
は実線を示し、x2は破線、x3は差信号を示す。なお、こ
の第２図においては、多値信号として４値の例を示して
いる。
て説明する。この第２図は第１図の各部の動作波形を示
す動作説明図で、Ｓはサンプリングパルスを示したもの
であり、Ｅは受信信号を示したものである。そして、x1
は実線を示し、x2は破線、x3は差信号を示す。なお、こ
の第２図においては、多値信号として４値の例を示して
いる。
まず、アンテナによつて捕捉された受信波は高周波フイ
ルタおよび高周波アンプ１を通り、局部発振器13により
発振されたローカル信号とミキサ２とによつてIF信号に
変換され、そのIF信号はIFフイルタ３およびIFアンプ４
を通過した後、デイスクリミネータ５でベースバンドの
受信信号Ｅとなる。
ルタおよび高周波アンプ１を通り、局部発振器13により
発振されたローカル信号とミキサ２とによつてIF信号に
変換され、そのIF信号はIFフイルタ３およびIFアンプ４
を通過した後、デイスクリミネータ５でベースバンドの
受信信号Ｅとなる。
そして、この受信信号ＥはLPF6を通してサンプルホール
ド回路７へ入力され、サンプリングパルスＳによつてサ
ンプルホールドされる。ここで、このサンプリングパル
スＳのタイミングは受信信号Ｅのアイパターンが開いて
いる時点に選ばれる。このために、サンプルホールド回
路７の出力は第２図に示す実線x1のような矩形を示す。
そして、この第２図に示す各電圧V11,V12,V13,V14はそ
れぞれ上記受信信号ＥのE1,E2,E3,E4をサンプルした値
となつている。
ド回路７へ入力され、サンプリングパルスＳによつてサ
ンプルホールドされる。ここで、このサンプリングパル
スＳのタイミングは受信信号Ｅのアイパターンが開いて
いる時点に選ばれる。このために、サンプルホールド回
路７の出力は第２図に示す実線x1のような矩形を示す。
そして、この第２図に示す各電圧V11,V12,V13,V14はそ
れぞれ上記受信信号ＥのE1,E2,E3,E4をサンプルした値
となつている。
一方、識別回路８によつて２ビツトの２値信号D1,D2が
生成され、多値信号発生回路９において、基準となる４
値電圧V21,V22,V23,V24を発生する。ここで、この４値
電圧V21,V22,V23,V24はIF信号の中心周波数が設計値に
等しいときの各電圧V11,V12,V13,V14に等しい。第２図
における破線x2はこの波形を示している。
生成され、多値信号発生回路９において、基準となる４
値電圧V21,V22,V23,V24を発生する。ここで、この４値
電圧V21,V22,V23,V24はIF信号の中心周波数が設計値に
等しいときの各電圧V11,V12,V13,V14に等しい。第２図
における破線x2はこの波形を示している。
なお、この第２図においては電圧の変化する時点が多少
ずれている。これは、識別回路８および多値信号発生回
路９によるものであるが、この識別回路８および多値信
号発生回路９には大きな時定数は含まれず、サンプリン
グの間隔に比べて無視することができるので、実際上は
同時と見倣して差し支えない。
ずれている。これは、識別回路８および多値信号発生回
路９によるものであるが、この識別回路８および多値信
号発生回路９には大きな時定数は含まれず、サンプリン
グの間隔に比べて無視することができるので、実際上は
同時と見倣して差し支えない。
さて、電圧V1nと電圧V2nの差は、減算回路10によつて差
信号x3となり、局部発振器13の発振周波数の制御入力端
に加えられ、上記差信号x3の電圧を小さくするような負
帰還ループが形成される。
信号x3となり、局部発振器13の発振周波数の制御入力端
に加えられ、上記差信号x3の電圧を小さくするような負
帰還ループが形成される。
そして、低域フイルタ（LPF）11は上記ループの時定数
を大きくしない程度に挿入される。この場合、従来のよ
うに、デイスクリミネータ５の出力を直接直流化すると
きに問題となつたような、デイジタル信号のベースバン
ド成分を除去する必要がないので、単にノイズだけを抑
圧すればよく、カツトオフ周波数は前者に比べてずつと
高くできる。
を大きくしない程度に挿入される。この場合、従来のよ
うに、デイスクリミネータ５の出力を直接直流化すると
きに問題となつたような、デイジタル信号のベースバン
ド成分を除去する必要がないので、単にノイズだけを抑
圧すればよく、カツトオフ周波数は前者に比べてずつと
高くできる。
つぎに第１図の実施例では本発明の別の発明によるAFC
回路の実施例も同時に示している。
回路の実施例も同時に示している。
すなわち、受信信号がない場合には、差信号x3には大き
なノイズ電圧がでる。このために、無信号時および送信
時に局部発振周波数が不安定になる可能性がある。この
ようなことを避けるため、信号を受信している期間のみ
負帰還ループを働かせ、他の期間では一定の電圧、例え
ば、接地レベルに制御電圧を固定することが考えられ
る。
なノイズ電圧がでる。このために、無信号時および送信
時に局部発振周波数が不安定になる可能性がある。この
ようなことを避けるため、信号を受信している期間のみ
負帰還ループを働かせ、他の期間では一定の電圧、例え
ば、接地レベルに制御電圧を固定することが考えられ
る。
第１図に示す回路12はこのような手段の一例を示してお
り、端子14には信号の受信中であることを示せす信号が
加えられる。また、信号受信期間以外は最後の信号受信
期間における値をホールドするようにしてもよい。
り、端子14には信号の受信中であることを示せす信号が
加えられる。また、信号受信期間以外は最後の信号受信
期間における値をホールドするようにしてもよい。
さらに、この第１図は説明を簡単にするためにシングル
スーパー受信機を例にとつているが、本発明の適用はこ
れに限定されるものではなく、ダブルスーパー受信機に
も全く同様に適用でき、この場合、帰還は第１局発ある
いは第２局発のいずれにかけてもよい。
スーパー受信機を例にとつているが、本発明の適用はこ
れに限定されるものではなく、ダブルスーパー受信機に
も全く同様に適用でき、この場合、帰還は第１局発ある
いは第２局発のいずれにかけてもよい。
以上説明したように、本発明によれば、受信信号Ｅから
デイジタル信号成分を除去した直流オフセツトのみを抽
出し、この値を局部発振器の発振周波数の制御電圧とし
ているため、前述したようなループの時定数が極端に大
きくなるような問題を回避することができ、また、高価
な水晶発振器やエージングは不要であるためにコストの
面でも問題はない。
デイジタル信号成分を除去した直流オフセツトのみを抽
出し、この値を局部発振器の発振周波数の制御電圧とし
ているため、前述したようなループの時定数が極端に大
きくなるような問題を回避することができ、また、高価
な水晶発振器やエージングは不要であるためにコストの
面でも問題はない。
このように、本発明のAFC回路は従来のこの種の回路よ
り性能，コストの両面において大きく優れており、デイ
ジタル無線機における局部発振器のAFC回路としては独
自のものである。
り性能，コストの両面において大きく優れており、デイ
ジタル無線機における局部発振器のAFC回路としては独
自のものである。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図は
第１図の各部の動作波形を示す動作説明図である。 ５……デイスクリミネータ、７……サンプルホールド回
路、８……識別回路、９……多値信号発生回路、10……
減算回路、12……回路、13……局部発振器。
第１図の各部の動作波形を示す動作説明図である。 ５……デイスクリミネータ、７……サンプルホールド回
路、８……識別回路、９……多値信号発生回路、10……
減算回路、12……回路、13……局部発振器。
Claims (2)
- 【請求項１】中間周波信号の中心周波数を一定に保つよ
うに局部発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御
回路において、受信信号のアイパターンをその中心の時
点でサンプリングする第１の手段と、前記受信信号のア
イパターンまたは前記第１の手段の出力より識別した結
果をもとにして多値信号を発生する第２の手段と、前記
第１の手段と第２の手段の出力が同一の情報を表わす区
間についてそれぞれの差を出力する第３の手段とを備
え、前記第３の手段の出力によつて前記局部発振器の発
振周波数を制御せしめるようにしたことを特徴とする自
動周波数制御回路。 - 【請求項２】中間周波信号の中心周波数を一定に保つよ
うに局部発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御
回路において、受信信号のアイパターンをその中心の時
点でサンプリングする第１の手段と、前記受信信号のア
イパターンまたは前記第１の手段の出力より識別した結
果をもとにして多値信号を発生する第２の手段と、前記
第１の手段と第２の手段の出力が同一の情報を表わす区
間についてそれぞれの差を出力する第３の手段とを備
え、この第３の手段の出力によつて前記局部発振器の発
振周波数を制御せしめるようになし、かつ前記局部発振
器の発振周波数の制御入力端に信号を受信している期間
のみ前記第３の手段の出力を供給する第４の手段を備え
てなることを特徴とする自動周波数制御回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5830486A JPH0716150B2 (ja) | 1986-03-18 | 1986-03-18 | 自動周波数制御回路 |
| AU69677/87A AU589088B2 (en) | 1986-03-05 | 1987-03-04 | Noise detection by sampling digital baseband signal at eye openings |
| DE3789984T DE3789984T2 (de) | 1986-03-05 | 1987-03-04 | Rauschsignaldetektion durch Abtastung des digitalen Grundfrequenzsignals an einer Augenöffnung. |
| EP87103096A EP0238906B1 (en) | 1986-03-05 | 1987-03-04 | Noise detection by sampling digital baseband signal at eye openings |
| CA000531080A CA1306504C (en) | 1986-03-05 | 1987-03-04 | Noise detection by sampling digital baseband signal at eye openings |
| US07/022,078 US4810101A (en) | 1986-03-05 | 1987-03-05 | Noise detection by sampling digital baseband signal at eye openings |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5830486A JPH0716150B2 (ja) | 1986-03-18 | 1986-03-18 | 自動周波数制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62216519A JPS62216519A (ja) | 1987-09-24 |
| JPH0716150B2 true JPH0716150B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
ID=13080486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5830486A Expired - Fee Related JPH0716150B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-18 | 自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0716150B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3095067B2 (ja) | 1997-12-04 | 2000-10-03 | 日本電気株式会社 | Ｄｃオフセットキャンセラーおよびこれを備えた受信機と通信システムとｄｃオフセットキャンセル方法 |
-
1986
- 1986-03-18 JP JP5830486A patent/JPH0716150B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62216519A (ja) | 1987-09-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |