JPH0686569A - Inverter circuit - Google Patents
Inverter circuitInfo
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- JPH0686569A JPH0686569A JP4259072A JP25907292A JPH0686569A JP H0686569 A JPH0686569 A JP H0686569A JP 4259072 A JP4259072 A JP 4259072A JP 25907292 A JP25907292 A JP 25907292A JP H0686569 A JPH0686569 A JP H0686569A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は主にDCブラシレスモー
タ等の制御に用いるインバータ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter circuit mainly used for controlling a DC brushless motor or the like.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来の、例えばパルス幅変調(以下、P
WMという。)を行なうインバータ回路においては、一
般に交流電力の基本周波信号等の長周期信号でスイッチ
ングするコミュテーション側とパルス幅変調用搬送波信
号等の短周期信号でスイッチングするPWM側とに同じ
特性のスイッチング素子を用いていた。2. Description of the Related Art Conventional, for example, pulse width modulation (hereinafter referred to as P
It is called WM. In an inverter circuit that performs), a switching element with the same characteristics is generally used on the commutation side for switching with a long period signal such as a fundamental frequency signal of AC power and on the PWM side for switching with a short period signal such as a pulse width modulation carrier signal. Was used.
【0003】ところで、コミュテーション側に入力する
長周期信号はスイッチングの回数が比較的少ないためス
イッチング過渡時における損失よりもスイッチング・オ
ン時における定常損の方を少くする方が望ましく、PW
M側に入力する短周期信号は、逆にスイッチング過渡に
よる損失を少なくする方が望ましいことが知られてい
る。By the way, since the long-period signal input to the commutation side has a relatively small number of times of switching, it is desirable to reduce the steady loss at the time of switching on rather than the loss at the time of switching transient.
It is known that it is desirable to reduce the loss due to switching transient in the short-period signal input to the M side.
【0004】そこで、損失低減を図ったインバータ回路
が特開昭63−262062号公報に開示されている。
このインバータ回路はコミュテーション側用として低速
スイッチング素子であるバイポーラ形トランジスタを用
い、PWM側用として高速スイッチング素子であるFE
Tを用いたものである。このようにスイッチング素子を
トランジスタとFETとに使い分けて電力損失を低減さ
せていた。Therefore, an inverter circuit for reducing loss is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 63-262062.
This inverter circuit uses bipolar type transistors which are low speed switching elements for commutation side and FE which is high speed switching elements for PWM side.
It uses T. In this way, the switching element is selectively used for the transistor and the FET to reduce the power loss.
【0005】又、特開昭63−43576号公報にはコ
ミュテーション用としてバイポーラトランジスタ等の低
オン損失用トランジスタ素子を用い、PWM側用として
MOS−FETやバイモストランジスタ等の高速スイッ
チング素子を用いて前記インバータ回路と同様に電力損
失の低減を図った回路が開示されている。Further, in Japanese Patent Laid-Open No. 63-43576, a low on-loss transistor element such as a bipolar transistor is used for commutation, and a high speed switching element such as a MOS-FET or bimos transistor is used for the PWM side. In the same manner as the above-mentioned inverter circuit, a circuit aiming to reduce power loss is disclosed.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかし、コミュテーシ
ョン側及びPWM側に異なる種類の素子を用いるのは費
用低減等の面から必ずしも適当ではない。そこで、本発
明の目的は一種類の素子で上下アームを形成しても電力
損失の低減が可能なインバータ回路を提供することにあ
る。However, it is not always appropriate to use different types of elements on the commutation side and the PWM side in terms of cost reduction and the like. Therefore, an object of the present invention is to provide an inverter circuit capable of reducing power loss even if the upper and lower arms are formed of one type of element.
【0007】[0007]
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明は、スイッチング素子を直列に接続して成る上
下アームを直流電源に対し複数個並列に接続し、前記ス
イッチング素子の直列接続点から前記スイッチング素子
の導通期間に応じた交流電力を出力するインバータ回路
において、前記上下アームを構成するスイッチング素子
を前記交流電力の基本周波信号等の長周期信号でスイッ
チングする低オン損失IGBT(絶縁ゲートバイポーラ
モードトランジスタ)とパルス幅変調用搬送波信号等の
短周期信号でスイッチングする低スイッチング損失IG
BTとにより構成したことを特徴とするインバータ回
路。In order to solve the above-mentioned problems, according to the present invention, a plurality of upper and lower arms formed by connecting switching elements in series are connected in parallel to a DC power source, and a series connection point of the switching elements is provided. In an inverter circuit that outputs AC power according to the conduction period of the switching device, a low on-loss IGBT (insulated gate) that switches the switching devices forming the upper and lower arms with a long-period signal such as a fundamental frequency signal of the AC power. Bipolar mode transistor) and low switching loss IG that switches with short-period signals such as carrier signals for pulse width modulation
An inverter circuit comprising a BT.
【0008】[0008]
【作用】長周期信号のスイッチング用にオン電圧が低い
低オン損失IGBTを用い、短周期信号のスイッチング
用にスイッチングスピードの速い低スイッチング損失I
GBTを用いることにより一種類のIGBTで上下夫々
のアームの電力損失の低減を図ることができる。又、両
者とも一種類のIGBTで構成したので費用の低減等も
可能となる。A low on-loss IGBT having a low on-voltage for switching a long period signal is used, and a low switching loss I having a high switching speed is used for switching a short period signal.
By using the GBT, it is possible to reduce the power loss of the upper and lower arms with one type of IGBT. Further, since both are composed of one type of IGBT, it is possible to reduce the cost.
【0009】[0009]
【実施例】以下、本発明の実施例について添付図面を参
照しながら説明する。一般にIGBTはその製造過程の
最後に所謂ライフタイムコントロールを行なってオン損
失の大きさを変えることができるという特徴を備えてい
る。即ち、一種類のIGBTでもオン損失の大きいもの
と小さいものに振り分けることができる。但し、オン損
失の小さなものはスイッチング損失が大きくなり、オン
損失の大きなものはスイッチング損失が小さくなる。従
って、図2に示すようにコミュテーション側には低オン
損失IGBTを、PWM側には低スイッチング損失IG
BTを夫々振り分けて用いることにより一種類のIGB
Tで夫々の側について電力損失を低減できる。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. Generally, the IGBT has a feature that the so-called lifetime control can be performed at the end of the manufacturing process to change the magnitude of the ON loss. That is, even one type of IGBT can be sorted into one with a large ON loss and one with a small ON loss. However, those with a small ON loss have a large switching loss, and those with a large ON loss have a small switching loss. Therefore, as shown in FIG. 2, a low on-loss IGBT on the commutation side and a low switching loss IG on the PWM side.
One type of IGB by allocating and using each BT
T can reduce the power loss on each side.
【0010】図1は本発明に係るインバータ回路の要部
回路図である。本実施例では3相交流のインバータ回路
について説明するが任意相数のインバータ回路に用いる
ことも可能である。インバータ回路1はコミュテーショ
ン側に低オン損失IGBTQ1乃至Q3を用い、PWM
側に低スイッチング損失IGBTQ4乃至Q6を用い
る。これらのIGBTは何れも前記ライフタイムコント
ロールにより得られた同種のIGBTである。そして、
Q1とQ4、Q2とQ5、Q3とQ6とが夫々上下アー
ムを形成する。FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of an inverter circuit according to the present invention. In this embodiment, a three-phase AC inverter circuit will be described, but it can be used for an inverter circuit having an arbitrary number of phases. The inverter circuit 1 uses low on-loss IGBTs Q1 to Q3 on the commutation side, and PWM
Low switching loss IGBTs Q4 to Q6 are used on the side. All of these IGBTs are the same kind of IGBT obtained by the lifetime control. And
Q1 and Q4, Q2 and Q5, Q3 and Q6 form upper and lower arms, respectively.
【0011】又、前記IGBTQ1乃至Q3のコレクタ
と前記IGBTQ4乃至Q6のエミッタ間には直流電源
2が接続され、夫々のIGBTの直列接続点U,V,W
からはDCブラシレスモータ3に3相交流電圧が供給さ
れることにより前記インバータ回路1は3相ブリッジ回
路を形成する。尚、各IGBTのコレクタ・エミッタ間
に接続されたダイオードD1乃至D6は環流用ダイオー
ドである。又、負荷として前記DCブラシレスモータ3
を用いたが、モータに限らず他の負荷を用いてもよい。A DC power supply 2 is connected between the collectors of the IGBTs Q1 to Q3 and the emitters of the IGBTs Q4 to Q6, and the series connection points U, V, W of the respective IGBTs are connected.
Is supplied to the DC brushless motor 3, the inverter circuit 1 forms a three-phase bridge circuit. The diodes D1 to D6 connected between the collector and the emitter of each IGBT are free-wheeling diodes. Also, the DC brushless motor 3 is used as a load.
However, the load is not limited to the motor, and another load may be used.
【0012】次に、前記IGBTQ1乃至Q3のゲート
g1乃至g3には前記長周期信号が、前記IGBTQ4
乃至Q6のゲートg4乃至g6には前記短周期信号が夫
々入力され、前記直流電源2の直流電圧が3相交流電圧
に変換されて前記モータ3を回転させる。Next, the long-period signal is applied to the gates g1 to g3 of the IGBTs Q1 to Q3, respectively, and the IGBT Q4.
The short period signals are input to the gates g4 to g6 of Q6 to Q6, respectively, and the DC voltage of the DC power supply 2 is converted into a three-phase AC voltage to rotate the motor 3.
【0013】さて、長周期信号及び短周期信号と電力損
失の関係について実施例に基づいて説明する。図3
(A)に示す長周期信号がコミュテーション側IGBT
Q1乃至Q3に入力されると、コレクタ・エミッタ間電
圧Vceは高レベルのオフ電圧v1から低レベルのオン
電圧v2に下がる。この時の立下り時間はt1である。
そして、オン電圧v2の状態が時間t2だけ継続し元の
高レベル電圧v1に上がる。この時の立上り時間はt3
である。Now, the relationship between the long-period signal and the short-period signal and the power loss will be described based on an embodiment. Figure 3
The long period signal shown in (A) is the IGBT on the commutation side.
When input to Q1 to Q3, the collector-emitter voltage Vce drops from the high level off voltage v1 to the low level on voltage v2. The fall time at this time is t1.
Then, the state of the on-voltage v2 continues for the time t2 and rises to the original high level voltage v1. The rising time at this time is t3
Is.
【0014】一方、同図(B)によればコレクタ・エミ
ッタ間電流Icはコレクタ・エミッタ間電圧Vceが立
下るのと略同時に立上りオン電流i1となる。On the other hand, according to FIG. 1B, the collector-emitter current Ic becomes a rising on-current i1 almost at the same time as the collector-emitter voltage Vce falls.
【0015】この時間t2はt1又はt3より遥かに長
いため、時間t1又はt3を短縮する(即ち、コレクタ
・エミッタ間電圧Vceの立下り又は立上りを速くす
る)よりも時間t2におけるオン電圧v2を下げた方が
コミュテーション側の電力損失(Vce)×(Ic)を
低減できることになる。従って、このオン電圧v2が低
い低オン電圧IGBTを前記Q1乃至Q3に用いればよ
い。Since this time t2 is much longer than t1 or t3, the on-voltage v2 at the time t2 is set to be shorter than the time t1 or t3 is shortened (that is, the fall or rise of the collector-emitter voltage Vce is made faster). The lower the value, the more the power loss (Vce) × (Ic) on the commutation side can be reduced. Therefore, a low on-voltage IGBT having a low on-voltage v2 may be used for Q1 to Q3.
【0016】図4(A)によれば、PWM側IGBTQ
4乃至Q6に短周期信号が入力されると、コレクタ・エ
ミッタ間電圧Vceは高レベルのオフ電圧v3から時間
t4後に低レベルのオン電圧v4に下がる。そして、電
圧v4の状態が時間t5だけ継続し時間t6後に再び高
レベル電圧v3に上がる。更に、時間t7経過後前記電
圧Vceは前記時間t4乃至t6と同様に変化する。即
ち、前記短周期信号は周期(t4+t5+t6+t7)
のパルス状信号である。According to FIG. 4A, the PWM-side IGBTQ
When a short period signal is input to 4 to Q6, the collector-emitter voltage Vce drops from the high level off voltage v3 to the low level on voltage v4 after time t4. Then, the state of the voltage v4 continues for the time t5 and, after the time t6, rises to the high level voltage v3 again. Furthermore, after the lapse of time t7, the voltage Vce changes similarly to the times t4 to t6. That is, the short cycle signal has a cycle (t4 + t5 + t6 + t7).
Is a pulsed signal of.
【0017】一方、同図(B)によればコレクタ・エミ
ッタ間電流Icは時間t4乃至t6の後電流略零から電
流i2に立上り、更に時間t7経過後電流は再び略零に
立下る。そしてこの変化が所定時間繰り返される。On the other hand, according to FIG. 2B, the collector-emitter current Ic rises from the current substantially zero to the current i2 after the time t4 to t6, and further falls to substantially zero after the time t7. Then, this change is repeated for a predetermined time.
【0018】この短周期信号の単位時間におけるスイッ
チング回数は前記長周期信号より遥かに多い。従って、
このようにスイッチング回数が多い場合はオン電圧v4
による電力損失より時間t4及びt6における電圧Vc
eの立下り及び立上りによる電力損失の方が遥かに大き
くなる。即ち、この場合はオン電圧v4による電力損失
を多少犠牲にしても電圧Vceの立下り及び立上りにお
ける電力損失を減らした方がPWM側としての電力損失
は小さくなる。このためには立下り時間t4及び立上り
時間t6の短い(スイッチングスピードが速い)低スイ
ッチング損失IGBTを用いればよい。The number of times of switching of this short period signal per unit time is much larger than that of the above long period signal. Therefore,
When the number of times of switching is large as described above, the on-voltage v4
The voltage Vc at times t4 and t6 from the power loss due to
The power loss due to the fall and rise of e is much larger. That is, in this case, even if the power loss due to the ON voltage v4 is sacrificed to some extent, the power loss on the PWM side becomes smaller when the power loss at the falling and rising of the voltage Vce is reduced. For this purpose, a low switching loss IGBT with a short fall time t4 and a short rise time t6 (fast switching speed) may be used.
【0019】[0019]
【発明の効果】上下アーム用の素子としてライフタイム
コントロールが可能なIGBTを用いたので、夫々のア
ームに適した特性のIGBTを振り分けることが可能と
なる。即ち、上側アームにはオン電圧の低い低オン損失
IGBTを用い、下側アームにはスイッチングスピード
の速い低スイッチング損失IGBTを用いることにより
一種類のIGBTで上下夫々のアームの電力損失を減ら
すことができる。従って、効率のよいスイッチング特性
が得られ、更に、一種のIGBTで上下アームを構成で
きることから費用の低減も可能となる。Since the IGBTs whose lifetimes can be controlled are used as the elements for the upper and lower arms, it is possible to distribute the IGBTs having the characteristics suitable for each arm. That is, by using a low ON loss IGBT with a low ON voltage for the upper arm and a low switching loss IGBT with a high switching speed for the lower arm, it is possible to reduce the power loss of the upper and lower arms with one type of IGBT. it can. Therefore, efficient switching characteristics can be obtained, and since the upper and lower arms can be configured by a kind of IGBT, the cost can be reduced.
【図1】本発明に係るインバータ回路の要部回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of an inverter circuit according to the present invention.
【図2】ライフタイムコントロール説明用のオン損失対
オフ時間特性図である。FIG. 2 is an on-loss vs. off-time characteristic diagram for explaining lifetime control.
【図3】インバータ回路のコミュテーション側のスイッ
チング波形図である。FIG. 3 is a switching waveform diagram on the commutation side of the inverter circuit.
【図4】インバータ回路のPWM側のスイッチング波形
図である。FIG. 4 is a PWM side switching waveform diagram of the inverter circuit.
1・・・インバータ回路、2・・・直流電源、3・・・DCブラ
シレスモータ、Q1〜Q6・・・IGBT、D1〜D6・・・
環流用ダイオード。1 ... Inverter circuit, 2 ... DC power supply, 3 ... DC brushless motor, Q1-Q6 ... IGBT, D1-D6 ...
Circulating diode.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 安楽 文雄 埼玉県和光市中央1丁目4番1号 株式会 社本田技術研究所内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Fumio Anraku 1-4-1 Chuo, Wako-shi, Saitama Stock Research Institute Honda Technical Research Institute
Claims (1)
上下アームを直流電源に対し複数個並列に接続し、前記
スイッチング素子の直列接続点から前記スイッチング素
子の導通期間に応じた交流電力を出力するインバータ回
路において、前記上下アームを構成するスイッチング素
子を前記交流電力の基本周波信号等の長周期信号でスイ
ッチングする低オン損失IGBTとパルス幅変調用搬送
波信号等の短周期信号でスイッチングする低スイッチン
グ損失IGBTとにより構成したことを特徴とするイン
バータ回路。1. A plurality of upper and lower arms formed by connecting switching elements in series are connected in parallel to a DC power supply, and AC power is output from a series connection point of the switching elements according to a conduction period of the switching elements. In an inverter circuit, a low on-loss IGBT for switching the switching elements forming the upper and lower arms with a long-period signal such as a fundamental frequency signal of the AC power and a low switching loss for switching with a short-period signal such as a pulse width modulation carrier signal. An inverter circuit characterized by comprising an IGBT.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4259072A JPH0686569A (en) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | Inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4259072A JPH0686569A (en) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | Inverter circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0686569A true JPH0686569A (en) | 1994-03-25 |
Family
ID=17328937
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4259072A Withdrawn JPH0686569A (en) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | Inverter circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0686569A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010252450A (en) * | 2009-04-13 | 2010-11-04 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Power conversion apparatus |
WO2023139720A1 (en) * | 2022-01-20 | 2023-07-27 | 三菱電機株式会社 | Semiconductor device |
-
1992
- 1992-09-02 JP JP4259072A patent/JPH0686569A/en not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010252450A (en) * | 2009-04-13 | 2010-11-04 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Power conversion apparatus |
WO2023139720A1 (en) * | 2022-01-20 | 2023-07-27 | 三菱電機株式会社 | Semiconductor device |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991102 |