JPH0683331B2

JPH0683331B2 - 電話機通話回路の電源回路

Info

Publication number: JPH0683331B2
Application number: JP8491085A
Authority: JP
Inventors: 寛人渋谷
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-04-19
Filing date: 1985-04-19
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPS61242450A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、半導体基板内に容易に集積化することのでき
る電話機通話回路の電源回路に関するものである。

従来の技術電話機の簡略化した構成を第４図に示す。第４図におい
て、１は電話局、２は通話回路、３〜５は線路、６はダ
イオードブリッジ、（P₁）（P₂）は電話機の入出力端
子、（P₃）は通話回路２の入力端子、（P₄）は通話回路
２の共通端子である。電話機の入出力端子（P₁）（P₂）
は、線路３を通って電話局１に接続される。電話機の入
出力端子（P₁）（P₂）間には、電話局１から線路３を通
して直流電圧と受話信号とが送られ、また電話機から線
路３を通して送話信号を送ることにより、直流電圧に音
声信号が重畳された電圧が印加される。音声信号を
υ_Ｌ′sinωｔと仮定すると、入出力端子（P₁）（P₂）
間には直流電圧V_L′に交流信号υ_Ｌ′sinωｔが重畳さ
れた電圧が印加され、直流電流I_Lに交流電流i_Lsinωｔ
が重畳された電流が流入する。通話回路２の端子（P₃）
（P₄）間にはダイオードブリッジ６の電圧降下を差し引
いたV_L＋υ_Lsinωｔが印加される。

第５図に電話機に要求される直流特性を示す。線路電流
I_Lは線路の抵抗等の条件により、20mA〜100mAの範囲で
変化する。一例をあげると、日本電信電話公社公示第14
9号第18条によると、電話機の直流抵抗は50Ω以上220Ω
以下と規定されている。この範囲を第５図に破線7,8で
示した。ダイオードブリッジ６の電圧降下を1.4Vとし
て、通話回路２に許容されるV_L−I_Lの範囲が実線9,10で
囲まれている領域である。この領域に入る通話回路２の
直流特性V_L−I_Lの１つの従来例を実線11で示した。

また、日本電信電話公社公示第149号第19条によると、
電話機の特性インピーダンスは600Ωと規定されてい
る。この特性インピーダンスを実現するために、通話回
路２と並列にその他の回路が接続されることを考慮し
て、通話回路２の特性インピーダンスV_L/I_Lは2KΩ以上
であることが望ましい。

次に、音声送話信号及びDTMF（Dual Tone Multi Freque
ncy）信号の送出レベルを配慮して、υ_Ｌ≧3Vpp,THD
（歪率）≦３％を満たすことが必要である。第５図によ
るとI_L＝20maのとき0V＜V_L≦3Vと規定されているが、上
記のυ_Ｌの送出レベルを確保するためにはV_Lが高いこと
が望ましく、一般的にI_L＝20mAのときV_L＝2.7V〜3Vに設
定される。以下では、I_L＝20mAのときV_L＝3Vとして説明
する。

一般的に電子化された通話回路２は、V_L＝3Vに交流信号
υ_Lsinωｔが重畳されると、ある瞬時電圧で直流電流I_L
が流れなくなるため、交流信号電圧がクリップされ、波
形が歪む。この様に、電流I_Lが流れなくなる電圧を飽和
電圧V_L（sat）と呼ぶことにする。υ_Ｌ≧3Vpp,THD≦３
％を満たすためには、V_L（sat）≦1.5Vでなければなら
ない。

これまで述べてきた特性は通話回路２の中の電源回路を
保証しなければならない特性であり、以下にまとめて記
述する。

条件直流抵抗値:I_L＝20mAのときV_L≦3V I_L＝100mAのとき3.6V≦V_L≦20.6V 条件特性インピーダンス：υ_L/i_L≧2KΩ 条件 V_L（sat）≦1.5V 上記の３条件を満たす従来例の説明を行なう。日本電信
電話公社「研究実用化報告」第33巻第６号p137〜p151及
び昭和55年度電子通信学会総合全国大会No2265に報告さ
れている従来の通話回路のブロック図を第６図に、回路
例を第７図に示す。第６図において、12は定電流回路、
13は電子スイッチ、14は放電防止回路、15は定電圧回
路、16は比較制御回路（P₅）は出力端子である。また第
７図において、（Q₁）〜（Q₄）はトランジスタ、（Z₁）
はツェナーダイオード、（C₁）（C₂）はコンデンサ、
（R₁）〜（R₃）は抵抗である。定電流回路12は、上記条
件を満たす直流特V_L−I_Lを持つように設定され、直流
I_Lが放電防止回路14を通して定電圧回路15に供給され、
端子（P₅）（P₄）間に直流電圧Voが発生する。この直流
電圧Voは、一般的にVo＝1.7V〜2V程度に設定され、通話
回路駆動のための電圧源として使われる。上記条件を
満たすための回路が電子スイッチ13及び比較例制御回路
16である。いま、電子スイッチ13を回路から取り除き、
端子（P₃）（P₄）間に直流電圧V_Lを印加し、この直流電
圧V_Lの電圧値を下げていったとき直流電流I_Lが流れなく
なるV_Lの電圧値をVsatとする。

V_L＋υ_Lsinωｔ≧Vsatのとき、電子スイッチ13は開か
れ、直流電流I_Lは放電防止回路14及び定電圧回路15を通
して、共通端子P₄に流される。

V_L＋υ_Lsinωｔ≦Vsatのとき、電子スイッチ13は閉じら
れ、直流電流I_Lは電子スイッチ13を通して、共通端子P₄
に流される。この間、定電圧回路15の出力電圧Voはコン
デンサ（C₂）により所定の電圧Voに維持され、通話回路
２の動作が維持される。この様にして、直流電流I_Lは交
流信号υ_Lsinωｔが印加されても一定に保たれ、上記条
件を実現している。

発明が解決しようとする問題点上記従来の構成では、第１の問題点として、定電流源ト
ランジスタ（Q₂）のアーリー効果による特性インピーダ
ンスの低下がある。第７図において、電子スイッチ13が
開放のとき、トランジスタ（Q₂）のエミッタ・コレクタ
間は交流電圧υ_Lsinωｔで振られているため、アーリー
効果によりi₁sinωｔが流れる。一般的にトランジスタ
（Q₂）のコレクタ電流I_Cは下記第式で表わされる。

ただし、V_CEはコレクタ・エミッタ間の電圧、V_Aはアー
リー電圧、I_COはI_C−V_CE特性を外そうして求めたV_CE＝
ＯのときのI_Cである。上記式より、トランジスタ
（Q₂）のコレクタ・エミッタ間の交流インピーダンスυ
_L/i₁は次式で表わされる。

端子（P₃）（P₄）から見た特性インピーダンスを2KΩ以
上にするためには、υ_L/i₁≧2KΩである必要がある。υ
_L/i₁≧2KΩ、及びI_COI_C＝100mAを上記式に代入する
と、下記第式となる。

V_A≧200V ‥‥‥‥‥‥ すなわち、第７図の従来回路を用いて、端子（P₃）
（P₄）から見た特性インピーダンスを、I_L＝100mAのと
き、2KΩ以上にしようとすると、トランジスタ（Q₂）の
アーリー電圧がV_A≧200Vである必要がある。しかし、集
積回路のPNPトランジスタのアーリー電圧は一般的にV_A
＝50〜100Vであり、従来回路では端子（P₃）（P₄）から
見た特性インピーダンスをυ_L/i₁≧2KΩを達成できな
い。

第２の問題点として、PNPトランジスタ（Q₄）の逆方向
トランジスタによるコンデンサ（C₂）の放電を無視でき
ないことがある。第７図の従来回路がI_L＝20mA,V_L＝3V,
υ_Ｌ＝3Vppで動作しているときの各ノードの電圧波形を
第８図に示す。なお第８図は簡略化のため鋸歯状波で示
しているが、実際は正弦波である。実線17〜20はそれぞ
れV_L＋υ_Lsinωｔ、トランジスタ（Q₃）のベース電圧V
_B3、トランジスタ（Q₂）のコレクタ電圧V_C2、出力電圧V
o及びトランジスタ（Q₄）のベース電圧V_B4である。な
お、第８図の動作例では、各トランジスタの飽和電圧を
0.2V、活性領域でのベース・エミッタ間電圧を0.7V及び
ツェナーダイオード（Z₁）のツェナー電圧を2Vとした。
t₁の期間はV_B3＞V_B4であり、定電流源トランジスタ
（Q₂）の電流がトランジスタ（Q₄）を通してツェナーダ
イオード（Z₁）に供給され、所定電圧Voが出力端子
（P₅）に出力される。t₂の期間はV_B3＜V_B4であり、トラ
ンジスタ（Q₂）のコレクタ電流はトランジスタ（Q₃）を
通して共通端子（P₄）にバイパスされ、入力端子（P₃）
の交流波形のクリップを防いでいる。ところが、第８図
で期間t₃はトランジスタ（Q₄）エミッタ電圧がコレクタ
電圧よりも低く、トランジスタ（Q₄）が逆方向トランジ
スタとして動作する期間である。このため、コンデンサ
（C₂）に蓄積された電荷が急速に両トランジスタ（Q₄）
（Q₃）を通して共通端子（P₄）に放電され、定電圧回路
電圧Voにリップルが乗る不都合が生じる。

本発明は上記従来の問題点を解消するもので、アーリー
効果による特性インピーダンスの低下や、定電圧回路出
力へのリップルの重畳がなく、しかも半導体集積化の容
易な電話機通話回路の電源回路を提供することを目的と
する。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するため、本発明の電話機通話回路の
電源回路は、電源供給及び信号入出力のための入力端子
と、回路駆動のための定電圧出力端子と、共通端子と、
前記入力端子と前記定電圧出力端子との間に接続された
定電流回路と放電防止回路との直列回路と、前記定電圧
出力端子と前記共通端子との間に接続された定電圧回路
と、前記定電流回路と前記放電防止回路との共通接続点
と前記共通端子との間に接続された電子スイッチおよ
び、前記放電防止回路の開閉を制御するバイアス回路と
を備えた構成としたものである。

作用上記構成によれば、バイアス回路は、定電圧出力端子の
電圧と入力端子の電圧とをコンパレートし、定電流回路
と放電防止回路とが飽和しない期間は、放電防止回路に
電流を流し、飽和する期間は、放電防止回路を開放する
ようにコントロールする。この際、入力端子の交流信号
電圧を放電防止回路を通して定電流回路に伝達すること
によって、定電流回路に印加される電圧を直流にしてい
る。このことによって、定電流回路のトランジスタのア
ーリー効果による端子から見た特性インピーダンスの低
下を防止できると同時に、放電防止回路のトランジスタ
が逆方向トランジスタとして働くことを防止している。

実施例以下、本発明の一実施例を第１図〜第３図に基づいて説
明する。

第１図は本発明の一実施例における電話機通話回路の電
源回路の回路ブロック図で、21は定電流回路、22は電子
スイッチ、23は放電防止回路、24は定電圧回路、25は比
較制御回路、26はバイアス回路、（P₆）は入力端子、
（P₇）は共通端子、（P₈）は定電圧出力端子である。電
源供給及び信号入出力のための入力端子（P₆）と共通端
子（P₇）との間に定電流回路21、放電防止回路23と定電
圧回路24とが直列に接続されており、放電防止回路23と
定電圧回路24との接続点に定電圧出力端子（P₈）が接続
されている。また、定電流回路21と共通端子（P₇）との
間に比較制御回路25の機能を有する電子スイッチ22が接
続されている。さらに、定電流回路21と放電防止回路23
との間にバイアス回路26が接続されている。

第２図は上記電源回路の回路図で、（Q₅）〜（Q₉）はト
ランジスタ、（Z₂）はツェナーダイオード、（D₁）はダ
イオード、（C₃）（C₄）はコンデンサ、（R₄）〜（R₈）
は抵抗、（I₁）は定電流源である。共通ベース結合対PN
Pトランジスタ（Q₅）（Q₆）のエミッタを共通接続して
入力端子（P₆）を接続し、且つPNPトランジスタ（Q₅）
のベースとコレクタとを共通接続し、直列抵抗（R₄）
（R₅）をPNPトランジスタ（Q₅）と共通端子（P₇）との
間に接続し、且つ、トランジスタ（Q₅）のエミッタと抵
抗（R₄）（R₅）の接続点との間にコンデンサ（C₃）を接
続して、定電流回路21を構成している。またPNPトラン
ジスタ（Q₆）のコレクタと共通端子（P₇）との間に、ベ
ースを抵抗（R₄）（R₅）の接続点に接続したPNPトラン
ジスタ（Q₇）のエミッタ・コレクタを接続して電子スイ
ッチ22を構成している。また、PNPトランジスタ（Q₈）
のエミッタをPNPトランジスタ（Q₆）のコレクタに接触
し、トランジスタ（Q₈）のコレクタを逆方向接続のツェ
ナーダイオード（Z₂）とコンデンサ（C₄）との並列回路
に接続して、それぞれ放電防止回路23と定電圧回路24と
を構成している。なお、比較制御回路25は、電子スイッ
チ22で共用される。さらに、NPNトランジスタ（Q₉）の
コレクタを入力端子（P₆）に接続し、ベースを定電圧出
力端子（P₈）と共通端子（P₇）との間に形成した直列抵
抗（R₆）（R₇）の接続点に接続し、入力端子（P₆）と共
通端子（P₇）との間に順方向のダイオード（D₁）と抵抗
（R₈）と定電流源（I₁）とを直列接続し、抵抗（R₈）と
定電流電源（I₁）との間にPNPトランジスタ（Q₉）のエ
ミッタを接続してバイアス回路26を構成し、同エミッタ
を放電防止回路23を構成するPNPトランジスタ（Q₈）の
ベースにも共通接続している。

第２図の回路を、V_L＝3V,υ_Ｌ＝3Vppで動作したときの
主要ノードの電圧波形を第３図に示す。なお第３図では
図面の簡略化のために鋸歯状波で表わしたが、実際は正
弦波である。NPNトランジスタ（Q₉）と定電流弦（I₁）
とエミッタフォロアを形成し、NPNトランジスタ（Q₉）
のベースは、定電圧Voを抵抗抵抗（R₆）（R₇）とで分割
された電圧でバイアスされている。このような回路構成
を採用すると、ダイオード（D₁）と抵抗（R₈）とを通し
てエミッタを交流電圧υ_Lsinωｔで振っても、NPNトラ
ンジスタ（Q₉）のエミッタ電位はベースの直流電流で決
定される電位以下には下がらず、波形がクリップされ
る。この波形を第３図に実線27で示した。従って、期間
t₁,t₂及びt₄は放電防止回路23のPNPトランジスタ（Q₈）
が閉じて、定電流回路21の電流が定電圧回路24に供給さ
れ、定電圧出力端子（P₈）に電圧Voが出力される。一
方、期間t₃は電子スイッチ22が閉じて、定電流回路21の
電流共通端子（P₇）にバイパスされる。このt₃の期間は
コンデンサ（C₄）により、所定の電圧Voを維持する。期
間t₃のときは、PNPトランジスタ（Q₇）のベース電圧の
波形が、また期間t₁,t₂及びt₄では、PNPトランジスタ
（Q₈）のベース電圧の波形が各々PNPトランジスタ
（Q₆）のコレクタに伝達され、その波形は実線28で示し
た波形になる。このことから、PNPトランジスタ（Q₆）
のエミッタ・コレクタ間電圧は直流に近くなり、PNPト
ランジスタ（Q₆）のアーリー効果が無視できるようにな
る。t₂の期間は、PNPトランジスタ（Q₆）のエミッタ・
コレクタ間に一部リップルが生じるが経験によると、実
用上支障がないことが判明した。なお第３図の実線29は
V_L＋υ_Lsinωｔの波形である。

発明の効果以上述べたごとく本発明によれば、素子数増加も少な
く、容易に、特性インピーダンス2KΩ以上で、しかも定
電圧出力Voのリップルが少ない電話機通話回路の電源回
路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における電話機通話回路の電
源回路の回路ブロック図、第２図は同電源回路の回路
図、第３図は第２図に示す回路の各部電圧波形図、第４
図は電話機の概略構成図、第５図は電話機及びその通話
回路が満たすべき直流特性の説明図、第６図は従来の電
源回路の回路ブロック図、第７図は同電源回路の回路
図、第８図は第７図に示す回路の各部電圧波形図であ
る。 21……定電流回路、22……電子スイッチ、23……放電防
止回路、24……定電圧回路、26……バイアス回路、
（P₆）……入力端子、（P₇）……共通端子、（P₈）……
定電圧出力端子、（Q₅）〜（Q₉）……トランジスタ、
（D₁）……ダイオード、（I₁）……定電流源、（R₄）〜
（R₈）……抵抗、（C₃）（C₄）……コンデンサ、（Z₂）
……ツェナーダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源供給及び信号入出力のための入力端子
と、回路駆動のための定電圧出力端子と、共通端子と、
前記入力端子と前記定電圧出力端子との間に接続された
定電流回路と放電防止回路との直列回路と、前記定電圧
出力端子と前記共通端子との間に接続された定電圧回路
と、前記定電流回路と前記放電防止回路との共通接続点
と前記共通端子との間に接続された電子スイッチおよ
び、前記放電防止回路の開閉を制御するバイアス回路と
を備えた電話機通話回路の電源回路。
【請求項２】バイアス回路が、入力端子と共通端子との
間に接続された順方向のダイオードと第１の抵抗および
定電流源との直列回路と、定電圧出力端子と前記共通端
子との間に接続された第２の抵抗と第３の抵抗との直列
回路と、コレクタが前記入力端子に接続され、エミッタ
が前記第１の抵抗と前記定電流源との共通接続点に接続
され、ベースが前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との共
通接続点に接続されたNPN型の第１のトランジスタで構
成され、定電流回路が、エミッタが共に前記入力端子に
接続されたPNP型の第２及び第３のトランジスタを備
え、放電防止回路が、ベースが前記第１のトランジスタ
のエミッタに接続され、コレクタが定電圧回路に接続さ
れ、エミッタが前記第２及び第３のトランジスタのうち
の一方のトランジスタのコレクタに接続されたPNP型の
第４のトランジスタで構成された特許請求の範囲第１項
記載の電話機通話回路の電源回路。