JPH0683180B2

JPH0683180B2 - 情報伝送装置

Info

Publication number: JPH0683180B2
Application number: JP1138445A
Authority: JP
Inventors: 正隆二階堂
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-05-31
Filing date: 1989-05-31
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPH033531A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、ディジタル情報の伝送技術に関し、特にオー
ディオ信号やビデオ信号などにディジタルコード情報を
重畳して伝送する情報伝送装置に関する。

従来の技術オーディオ機器やビデオ機器を相互接続する場合、オー
ディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディジタルコー
ド情報を多重して伝送することができれば、例えば機器
の制御コード伝送に使用できる等、便利なことが多い。
また、同時に伝送しているオーディオ信号やビデオ信号
の属性もコード情報として伝送することができる。例え
ば、送信側で機器番号などをコード化して送信信号に多
重しておけば、送信信号の送信元の機器を受信先の機器
で識別することができる。また、受信側において録音あ
るいは録画されては困る場合には、送信側で記録禁止を
促すコードを伝送するようにし、受信側でこのコードに
基づいて記録動作を停止するような応用ができる。この
ようにオーディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディ
ジタルコード情報を多重して伝送することの便利さは多
い反面、伝送しているオーディオ信号やビデオ信号の品
質を低下させることが懸念される。従って多重されるコ
ード情報のレベルはオーディオ信号やビデオ信号のレベ
ルに比べて充分小さいものでなければならない。このよ
うな場合に用いられる技術としてスペクトル拡散通信の
技術がある。

スペクトル拡散通信方式（以下、SS方式と称す）の概略
を説明する。SS方式の基盤になっているのはシー・イー
・シャノンの提唱したチャネル容量に関する法則（文献
名：スプレッドスペクトラムシステムズ（Spread S
pectrum Systems）著者：アール・シー・ディクソン
（R.C.Dixon）出版社：ジョンウィレイアンドサン
ズ（Jhon Wiley ＆ Sons）1976年）である。即ち、Ｃ＝
通信容量（bps）、Ｗ＝帯域幅（Hz）、Ｓ＝信号電力
（ワット）、Ｎ＝雑音電力（ワット）とすると、Ｃ＝Ｗ×log2（１＋S/N） …（１）また、S/N＜＜１の場合にはＣ＝Ｗ×1.44×S/N …（２）と表わせる。（１），（２）式によれば、雑音Ｎが信号
Ｓよりもずっと強く、S/N比がどんなに悪くても帯域幅
Ｗを広くすれば所望の通信容量Ｃを得ることができる。
そのためにベースバンドの原信号を擬似ランダム信号で
変調し、広帯域信号に変換してから伝送する。

第２図に無線通信におけるSS方式の実施例を示す。

また、第３図に第２図の例の各部における信号スペクト
ルを示す。第２図において、201は搬送波発生器であ
る。202は一次変調器である。203は拡散変調器である。
204は擬似雑音発生器である。205及び206は各々送信ア
ンテナ及び受信アンテナである。207は逆拡散変調器で
ある。208は擬似雑音発生器204の発生する擬似雑音と同
じ擬似雑音を発生する擬似雑音発生器である。209は一
次変調器202で変調した信号から原信号を復調する復調
器である。第２図の例では、第３図（ａ）のようなスペ
クトルを持った原信号は、まず一次変調器202において
搬送波発生器201の出力する搬送波で変調され、第３図
（ｂ）の如きスペクトルとなる。その後、拡散変調器20
3において擬似雑音発生器204の発生する擬似雑音で更に
変調されるが、この時点で送信信号の帯域幅は第３図
（ｃ）のように原信号のそれよりもはるかに広くなって
いる。そして送信アンテナ205から空中へ送出される。
この時第３図（ｃ）のように、送信した拡散信号は斜線
を施した雑音に埋もれている。受信側では、これを受信
アンテナ206で受信し、逆拡散変調器207において、擬似
雑音発生器208で発生した送信側の擬似雑音と全く同じ
擬似雑音を用いて送信側での拡散変調を第３図（ｄ）の
如く復調し、更に復調器209で一次変調器202での変調を
復調して第３図（ｅ）の復調信号を得る。第３図（ｃ）
において、拡散していた信号成分が集中することで雑音
に埋もれていた信号の振幅が大きくなり、S/N比が改善
されている。拡散変調器203における変調は、例えば、
擬似雑音信号で平衡変調して直接位相変調を施して行な
われる。また、逆拡散変調器207における復調は、同じ
く擬似雑音信号で平衡変調することで行なわれる。擬似
雑音信号は例えばＭ系列符号のような有限の繰り返し周
期を有するランダム符号系列である。逆拡散変調器207
は受信信号の拡散変調の位相と擬似雑音発生器208の出
力する擬似雑音信号との位相が丁度一致した場合にのみ
拡散変調を復調して元の帯域幅に戻す。

さてSS方式の特長は第３図（ｃ）のように劣悪な雑音環
境であっても元の信号を復調することができる点であ
り、対雑音性能の非常に高い通信方式と言える。通信容
量Ｃは、式（１）あるいは式（２）で与えられ、第４図
のような関係となる。例えばS/N比が10^−４（−40dB）
であれば、10bpsの通信容量を得るのにおよそ100KHzの
帯域幅が必要である。従って、10bpsの原信号を約10000
倍に広帯域化して伝送すれば、S/N比が−40dBしか確保
できなくても受信側での復調が可能となる。

発明が解決しようとする課題さて、このSS方式を用いて、オーディオ信号やビデオ信
号にディジタルコード情報を多重して伝送する場合、オ
ーディオ信号やビデオ信号の品位を下げないためには重
畳するディジタルコード情報のレベルは、オーディオ信
号やビデオ信号のそれに比べて充分小さくする必要があ
る。例として10bpsの通信容量Ｃを得ようとする場合を
考える。オーディオ信号の帯域はおよそ20KHzであるの
でディジタルコード情報を20KHzの帯域幅に拡散変調し
て重畳するとすれば、式（１）あるいは式（２）から、
S/N比は3.5×10^−４以上即ち−35dB以上必要である。こ
こでＳは拡散変調したディジタルコードを、Ｎはオーデ
ィオ信号を表わす。しかし、このような大きなレベル
で、拡散変調したディジタルコード情報を重畳するとオ
ーディオ信号の品位は劣化せざるをえないという課題を
有していた。

本発明は、オーディオ信号やビデオ信号にディジタルコ
ード情報を付加しても、原信号の品位を損なうことなく
効率的に情報を伝送することができる情報伝送装置を提
供することを目的とする。

課題を解決するための手段本発明は、上記した課題に鑑みて次のように構成してい
る。即ち、オーディオ信号やビデオ信号等のアナログ信
号にディジタルコード情報を重畳して伝送する情報伝送
装置において、送信側に擬似雑音発生器と、変調器と、
演算器と、DA変換器と、アナログ加算器とを設け、前記
変調器においてディジタルコード情報を前記擬似雑音発
生器の発生する擬似ランダム信号で拡散変調し、さらに
前記変調器の出力を演算器で演算処理し、この演算器の
演算処理結果を前記DA変換器でアナログ信号に変換し、
前記アナログ加算器によってオーディオ信号やビデオ信
号と加算し伝送信号とする。受信側には、伝送信号の予
測フィルタを設け、受信信号と、この予測フィルタの出
力とを引算して予測誤差信号を得るようにし、さらに送
信側の擬似雑音発生器の発生する擬似ランダム信号と同
じ擬似ランダム信号を発生する擬似雑音発生器と逆拡散
変調器とを設け、この逆拡散変調器に前記予測誤差信号
と擬似ランダム信号とを入力して、この予測誤差信号に
含まれたディジタルコード情報の拡散変調を復調する。
更に、送信側の演算器は、受信側において受信信号から
予測誤差信号を得る処理の逆処理を行なうようにしてい
る。

作用本発明は、上記のように構成することで、受信信号の中
のディジタルコード情報はそのままにしてオーディオ信
号やビデオ信号のみを抑圧するので、送信側で重畳する
ディジタルコード情報のレベルを充分に小さなものとし
ても受信側で復調が可能となる。

実施例第１図に本発明の一実施例である情報伝送装置のブロッ
ク図を示す。第１図において（ａ）および（ｂ）は各々
送信側，受信側のブロック図である。

第１図（ａ）において、１は送信器の識別番号等からな
るディジタルコード信号Ｉ（ｎ）を発生する符号発生器
である。２は符号長がＬのＭ系列信号Ｍ（ｎ）を発生す
るＭ系列発生器である。３は符号発生器１の出力Ｉ
（ａ）をＭ系列発生器２の出力Ｍ（ｎ）で拡散変調する
変調器である。４は変調器３の出力Ｄ（ｎ）を積分する
積分器であり、加算器401及び加算器401の出力を１クロ
ック分遅延させて加算器401に供給するレジスタ402とか
らなる。５は１ビットのDAコンバータである。DAコンバ
ータ５としては１ビットのレジスタで実現できる。６は
DAコンバータ５の出力信号の振幅及びオフセットを調整
する増幅器である。７は増幅器６の出力信号DN（ｔ）と
オーディオ信号或はビデオ信号Ｘ（ｔ）とを加算して伝
送信号Ｃ（ｔ）とするアナログ加算器である。

第１図（ｂ）において８は受信した伝送信号Ｃ（ｔ）を
ディジタル化するAD変換器である。91はAD変換器の出力
Ｃ（ｎ）を１サンプル分遅延させるレジスタである。92
はAD変換器８の出力Ｃ（ｎ）からレジスタ91の出力を引
算する引算器である。レジスタ91と引算器92とで予測符
号器９を構成している。10は第１図（ａ）におけるＭ系
列発生器と同じＭ系列を発生するＭ系列発生器である。

11は予測符号器９の出力Ｙ（ｎ）とＭ系列発生器10の出
力との相関を計算する相関器である。12は相関器11の出
力からディジタルコード信号Ｉ（ｎ）を再生する符号再
生器である。

次に第１図の実施例の動作を説明する。

第５図は第１図（ａ）における符号発生器１の出力Ｉ
（ｎ）、Ｍ系列発生器の出力Ｍ（ｎ）及び変調器３の出
力Ｄ（ｎ）の波形例を示している。この例ではＩ（ｎ）
はＭ（ｎ）によって振幅変調され,D（ｎ）の如き波形と
なり、拡散変調が完了する。ここでＩ（ｎ）は１または
０の値であるので、Ｄ（ｎ）は、ある時間区間において
Ｍ（ｎ）が存在するかしないかでＩ（ｎ）を表現してい
る。変調器３は２入力のアンドゲートで構成できる。積
分器４はＤ（ｎ）を積分してDN（ｎ）を出力する。DN
（ｎ）は、次式で与えられる。

DN（ｎ）はDA変換器５でアナログ信号に変換され、増幅
器６で振幅とオフセットを調整された後、アナログ加算
器７においてオーディオ信号Ｘ（ｔ）と加算されてＣ
（ｔ）として送出される。

受信側では伝送信号Ｃ（ｔ）をAD変換器８で、ディジタ
ル化する。AD変換器８の出力Ｃ（ｎ）はレジスタ91と引
算器92とに導かれる。レジスタ91はＣ（ｎ）を１サンプ
ル分遅延し、その結果引算器92の出力Ｙ（ｎ）は、Ｙ（ｎ）＝Ｃ（ｎ）−Ｃ（ｎ−１） …（４）となる。レジスタ91は受信サンプルの予測値として前サ
ンプルを用いる予測フィルタとして働く。従ってＹ
（ｎ）は予測誤差信号となる。

伝送信号Ｃ（ｔ）は、Ｃ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）＋DN（ｔ） …（５）であり、AD変換器８においてディジタル化されて、Ｃ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）＋DN（ｎ） …（６）となる。従って引算器92の出力である予測誤差信号Ｙ
（ｎ）は、式（８）より、予測誤差信号Ｙ（ｎ）には、Ｄ（ｎ）が
復帰することがわかる。ここで、（３）式の積分は実際
には２を法とした１ビットの加算を用いるが、受信側に
おいてＤ（ｎ）が再現されることにはかわりはない。

相関器11は、Ｍ系列発生器10及び符号再生器12と組合わ
されて、変調器３による拡散変調を復調する逆拡散変調
器として働く。

第６図を用いて相関器11による拡散変調の復調動作を説
明する。この動作原理は、相関検出法としてよく知られ
た相互相関による周期信号の抽出方法と同じである。第
６図において、（ａ）はＭ系列発生器11の発生するＭ系
列M'（ｎ）を表わしている。（ｂ）は予測誤差信号Ｙ
（ｎ）に含まれる拡散変調信号Ｄ（ｎ）のうち、相関計
算の対照となる長さＬの時間窓に含まれる区間を、"1"
と"0"で表現している。従って、この時間窓に入るＤ
（ｎ）は１サンプル時間毎にシフトし、Ｄ（ｎ−２＋
ｋ）〜Ｄ（ｎ＋２＋ｋ）は１サンプル時間ずつ遅延した
信号を表わす。例えばＤ（ｎ−１＋ｋ）はＤ（ｎ−２＋
ｋ）に対して１サンプル時間後に時間窓に含まれる信号
である。M'（ｋ）は左から"10110〜100"であり、Ｄ（ｎ
−２＋ｋ）〜Ｄ（ｎ＋２＋ｋ）の各信号と比較するとＤ
（ｎ＋ｋ）のみが"10110〜100"で、M'（ｋ）と対応する
ビットがすべて一致することが解る。M'（ｎ）とＤ
（ｎ）の相関値Ｒ（ｎ）は、次式で表わされる。

（９）式の計算によって求められるＲ（ｎ）を第６図
（ｃ）に示している。相関器11は１サンプル時間毎に
（９）式に実行して相関値Ｒ（ｎ）を求める。Ｄ（ｎ）
にＭ（ｎ）が含まれている区間では、Ｄ（ｎ）とM'
（ｎ）の双方のＭ系列の位相が一致しているM'（ｋ）に
対する相関値Ｒ（ｎ）にピークができるので、このこと
を利用してＹ（ｎ）の中のＤ（ｎ）にＭ（ｎ）が含まれ
ていたかどうかを検出することができる。符号再生器12
は、入力されるＲ（ａ）が、ピークを有するかどうかを
判定することで拡散変調を復調するのである。

次に、本発明の第２の実施例を、図面を用いながら説明
する。

第１の実施例では、予測値として前サンプルを用いる最
も簡単なモデルについて実現したものであった。第２の
実施例では、予測値として前後のサンプルの平均を用い
て、予測精度を向上させ、結果として予測誤差信号に含
まれる拡散変調信号のS/N比をさらに改善するものであ
る。

第７図（ａ）及び第７図（ｂ）は、第２の実施例による
情報伝送装置のブロック図である。第７図の実施例にお
いては、第１図の実施例の積分器４の代わりに二重積分
器41を備えている。また予測符号器９の代わりに予測符
号器91を備えている。その他は同一の構成であるので、
対応する各々の構成要素に同一の番号を付して、説明を
省略する。

第７図（ａ）の二重積分器41において、411〜412は加算
器であり、413〜414はレジスタである。加算器411とレ
ジスタ413との組合せ及び加算器412とレジスタ414との
組合せは、どちらも第１図（ａ）における積分器４と同
一構成であり、動作も同一である。従って、第７図の二
重積分器41の出力DN（ｎ）は、と表わせる。

一方、第７図（ｂ）の予備符号器91において、911〜912
はレジスタであり、913は入力を“−2"倍する掛け算器
である。従って、レジスタ912の出力は予測符号器91へ
の入力Ｃ（ｎ）を２サンプル遅延したものであり、掛け
算器913の出力はＣ（ｎ）を１サンプル遅延したものを
“−2"倍したものである。よって予測符号器91の出力DN
（ｎ）は、Ｙ（ｎ）＝Ｃ（ｎ）−2C（ｎ−１）＋Ｃ（ｎ−２） …
（11）となる。（11）式に（６）式と（10）式を代入して、となる。（12）式の右辺で｛｝の中は、Ｘ（ｎ−１）
の前後サンプルの平均と、Ｘ（ｎ−１）自身との差を２
倍したものである。このようにして、伝送信号Ｃ（ｎ）
を予測符号器で処理することでオーディオ信号の成分を
抑圧し、代わりに拡散変調されたディジタルコードＤ
（ｎ）を再現することができる。

第１図の実施例と第７図の実施例との違いは予測符号器
の構成にあった。第１図の予測符号器９が、予測値とし
て前サンプルを用いるのに比べ、第７図の予測符号器91
は前後サンプルの平均値を用いるので、予測誤差はより
小さくなる。第８図において（ａ）に伝送信号Ｃ
（ｎ）、（ｂ）に第１図の実施例の予測誤差信号Ｙ
（ｎ）、（ｃ）に第７図の実施例における予測誤差信号
Ｙ（ｎ）を各々示す。第８図より、第７図の予測誤差信
号Ｙ（ｎ）が第１図の例の場合より小さくなっており、
オーディオ信号の成分が、より抑圧されているのが理解
される。

次に、第１図及び第７図の例における、受信側の予測符
号器として、さらに高度な予測を用いるようにした実施
例を説明する。第９図に、この第３の実施例のブロック
図を示す。第９図の例において、第１図の例及び第７図
の例と異なるのは、第１図の積分器４及び第７図の二重
積分器41の代わりに予測複号器42を設け、第１図の予測
符号器９及び第７図の予測符号器91の代わりに予測符号
器92を設けた点である。それ以外の構成要素には第１図
の例及び第７図の例と同じ番号を付して説明を省略す
る。第９図（ａ）において、421は加算器であり、422は
予測フィルタである。加算器421は、変調器３の出力Ｄ
（ｎ）と予測フィルタ422の出力とを加算して予測フィ
ルタ422とDAコンバータ５とに供給している。第９図
（ｂ）において921は予測フィルタであり、922は引算器
である。予測フィルタ921は入力Ｃ（ｎ）から予測値を
求めて引算器921に供給している。引算器922は、Ｃ
（ｎ）から予測フィルタ921の出力する予測値を引算し
て、予算誤差信号Ｙ（ｎ）を出力する。予測器422と予
測器921とは同一の予測動作をする。この２つの予測フ
ィルタの伝達関数をＨ（ｚ）と表わせば、予測複号器42
の伝達関数Ｐ（ｚ）は、であり、予測符号器92の伝達関数Ｑ（ｚ）は、Ｑ（ｚ）＝［１−Ｈ（ｚ）］ …（14）である。ここでＰ（ｚ）とＱ（ｚ）とは、逆数の関係に
なっているので、送信側でＤ（ｎ）にＰ（ｚ）で表わさ
れる予測複号器42の処理を施せば、受信側で、予測符号
器92による処理を経てＤ（ｎ）が再現される。

第９図の実施例においては受信側の予測符号器に、高度
な予測動作を用いることができるので、予測誤差信号Ｙ
（ｎ）は、より小さなものとなり、Ｙ（ｎ）に対する、
拡散変調成分Ｄ（ｎ）の比、即ちS/N比が、より改善さ
れる。

予測フィルタ422及び予測フィルタ921としては、固定フ
ィルタ以外に、入力に応じてフィルタの動作を適応的に
変化させる適応予測フィルタも使用できる。この場合に
は予測フィルタ422にＸ（ｔ）を入力して、フィルタの
動作を決定させる。

こうすることで受信側の予測フィルタ921の動作を送信
側において予め模倣するのである。伝送信号に加算され
る拡散変調信号は非常に小さいレベルであるので、送信
側の予測フィルタと受信側の予測フィルタとの動作が異
なることはない。

発明の効果以上、説明したように本発明の情報伝達装置によれば、
アナログ領域のオーディオ信号やビデオ信号などの時間
相関の強い原信号の相関を利用して、原信号の成分を圧
縮するようにし、それによってS/N比の改善を可能にし
たので、ディジタルコード情報を付加しても、原信号の
品質を損なうことがなく、非常に効率のよい情報伝送を
行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第１の実施例のブロ
ック図、第２図はSS方式の説明のためのブロック図、第
３図（ａ）〜（ｅ）はSS方式の説明のためのスペクトル
図、第４図は通信容量を表わす特性図、第５図（ａ）〜
（ｃ）は第１の実施例の説明に用いた波形図、第６図は
相関器11の動作説明に用いた図、第７図（ａ）及び
（ｂ）は本発明の第２の実施例のブロック図、第８図
（ａ）〜（ｃ）は、本発明の第１及び第２の実施例にお
ける予測誤差信号を表わす波形図、第９図（ａ）及び
（ｂ）は本発明の第３の実施例のブロック図である。１……符号発生器、２……Ｍ系列発生器、３……変調
器、４……積分器、５……D/Aコンバータ、７……加算
器、８……A/Dコンバータ、９……予測符号器、10……
Ｍ系列発生器、11……相関器、12……符号再生器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の信号に、それより振幅の充分に小さ
い第２の信号を重畳して伝送する情報伝送装置におい
て、送信側に擬似雑音を発生する第１の擬似雑音発生器と、
第２の信号を前記第１の疑似雑音発生器の出力する疑似
雑音で変調する変調器と、前記変調器の出力に演算処理
を施す演算器と、第１の信号に前記演算器の出力を重畳
する加算器とを備え、受信側に、受信信号から予測値を求めこの予測値と実際
の受信信号との差をとって予測誤差を求める予測符号化
器と、第１の疑似雑音発生器と同一の疑似雑音を発生す
る第２の疑似雑音発生器と、前記予測符号化器の出力す
る予測誤差と第２の疑似雑音発生器の出力する疑似雑音
との相関の強さを求める相関器とを備え、この相関器の出力から第２の信号を解読するようにな
し、前記演算器の施す処理は前記予測符号化器の施す処
理の逆処理であることを特徴とする情報伝送装置。