JPH0669968A - π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置 - Google Patents
π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置Info
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- JPH0669968A JPH0669968A JP21939492A JP21939492A JPH0669968A JP H0669968 A JPH0669968 A JP H0669968A JP 21939492 A JP21939492 A JP 21939492A JP 21939492 A JP21939492 A JP 21939492A JP H0669968 A JPH0669968 A JP H0669968A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 演算量が少なく、高速処理が可能であるπ／
４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置を実現することに
ある。 【構成】 変調精度測定器に用いる、参照信号及び被測
定信号の振幅及び位相から各種パラメータを演算するπ
／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置において、参照
信号の振幅及び位相より理想送信信号の２乗値を演算す
る理想送信信号演算手段と、この出力及び変数入力から
逆行列を演算する逆行列演算手段と、参照信号及び被測
定信号の位相、理想送信信号演算手段の出力及び変数入
力から搬送周波数オフセット及び初期位相を演算する第
１の信号パラメータ演算手段と、参照信号及び被測定信
号の振幅、理想送信信号演算手段の出力及び変数入力か
ら振幅誤差及び振幅ドループ係数を演算する第２の信号
パラメータ演算手段とを設ける。
４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置を実現することに
ある。 【構成】 変調精度測定器に用いる、参照信号及び被測
定信号の振幅及び位相から各種パラメータを演算するπ
／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置において、参照
信号の振幅及び位相より理想送信信号の２乗値を演算す
る理想送信信号演算手段と、この出力及び変数入力から
逆行列を演算する逆行列演算手段と、参照信号及び被測
定信号の位相、理想送信信号演算手段の出力及び変数入
力から搬送周波数オフセット及び初期位相を演算する第
１の信号パラメータ演算手段と、参照信号及び被測定信
号の振幅、理想送信信号演算手段の出力及び変数入力か
ら振幅誤差及び振幅ドループ係数を演算する第２の信号
パラメータ演算手段とを設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、第２世代コードレス電
話システム、ディジタル自動車電話システム等で用いら
れるπ／４だけシフトを加えた４相の差動符号化による
位相変調(π/4 Differential quadrature Phase Shift
Keying：以下π／４ＤＱＰＳＫと呼ぶ。) 信号に関し、
特にπ／４ＤＱＰＳＫ信号の変調精度測定器に用いるπ
／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置に関する。
話システム、ディジタル自動車電話システム等で用いら
れるπ／４だけシフトを加えた４相の差動符号化による
位相変調(π/4 Differential quadrature Phase Shift
Keying：以下π／４ＤＱＰＳＫと呼ぶ。) 信号に関し、
特にπ／４ＤＱＰＳＫ信号の変調精度測定器に用いるπ
／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近実用化が急がれている第２世代コー
ドレス電話システム、ディジタル自動車電話システムで
は、日本・北米方式としてπ／４ＤＱＰＳＫ方式が検討
されており、π／４ＤＱＰＳＫ方式による電話システム
の開発、生産には変調精度測定器が必要である。変調精
度測定器とはＲＣＲ(Reseach & Development Center fo
r Radio System：財団法人電波システム開発センター)
標準規格案によれば、受信ルートロールオフ・フィルタ
機能を有し、理想的な送信信号と実際に送信された信号
の実効値の違いを測定できるものとされている。
ドレス電話システム、ディジタル自動車電話システムで
は、日本・北米方式としてπ／４ＤＱＰＳＫ方式が検討
されており、π／４ＤＱＰＳＫ方式による電話システム
の開発、生産には変調精度測定器が必要である。変調精
度測定器とはＲＣＲ(Reseach & Development Center fo
r Radio System：財団法人電波システム開発センター)
標準規格案によれば、受信ルートロールオフ・フィルタ
機能を有し、理想的な送信信号と実際に送信された信号
の実効値の違いを測定できるものとされている。
【０００３】ここで、ｋ番目のシンボルにおける理想的
な送信信号”Ｓ（ｋ）”及び実際の受信信号”Ｚ
（ｋ）”は”ε（ｋ）”を理想的な送信信号、”Ｓ
（ｋ）”を残留ベクトル誤差、”Ｃ0” を直交変調器の
不平衡性にいる原点オフセット、”Ｃ1” を送信機の任
意の位相と出力電力に相当する複素定数、”ｄｒ”を振
幅変化、”ｄａ”を周波数オフセットとした場合、以下
に示すように定義される。 Ｓ(k)＝Ｓ(k−1)・exp{j(π/4＋π/2・Ｂ(k))} (1) Ｚ(k)＝(Ｃ0＋Ｃ1[Ｓ(k)＋ε(k)])・exp{k(dr＋jda)} (2) 但し、Ｂ（ｋ）はｋ番目のシンボルが（０，０）、
（０，１）、（１，１）及び（１，０）の時に０，１，
２及び３の値を取る。
な送信信号”Ｓ（ｋ）”及び実際の受信信号”Ｚ
（ｋ）”は”ε（ｋ）”を理想的な送信信号、”Ｓ
（ｋ）”を残留ベクトル誤差、”Ｃ0” を直交変調器の
不平衡性にいる原点オフセット、”Ｃ1” を送信機の任
意の位相と出力電力に相当する複素定数、”ｄｒ”を振
幅変化、”ｄａ”を周波数オフセットとした場合、以下
に示すように定義される。 Ｓ(k)＝Ｓ(k−1)・exp{j(π/4＋π/2・Ｂ(k))} (1) Ｚ(k)＝(Ｃ0＋Ｃ1[Ｓ(k)＋ε(k)])・exp{k(dr＋jda)} (2) 但し、Ｂ（ｋ）はｋ番目のシンボルが（０，０）、
（０，１）、（１，１）及び（１，０）の時に０，１，
２及び３の値を取る。
【０００４】式（２）を変形することにより残留ベクト
ル誤差”ε（ｋ）”は以下のようになる。 ε(k)＝［Ｚ(k)・exp{−k(dr＋jda)}−Ｃ0］／Ｃ1−Ｓ(k) (3) 但し、受信信号のサンプリング位置と”Ｃ0” 、”Ｃ1
“ 、”ｄｒ、”ｄａ”等のパラメータは”｜ε(k)
｜2”の変数”ｋ”に対する和が最小になるように選択
する。
ル誤差”ε（ｋ）”は以下のようになる。 ε(k)＝［Ｚ(k)・exp{−k(dr＋jda)}−Ｃ0］／Ｃ1−Ｓ(k) (3) 但し、受信信号のサンプリング位置と”Ｃ0” 、”Ｃ1
“ 、”ｄｒ、”ｄａ”等のパラメータは”｜ε(k)
｜2”の変数”ｋ”に対する和が最小になるように選択
する。
【０００５】式（３）から変調精度”εrms” は、Ｎを
スロット内のシンボル数、”ΣkALL”を変数”ｋ”に対
しランプアップ直後のベクトルからランプダウンのベク
トルまでの和をとる演算子とすれば以下のように求ま
る。ここで、スロットとはＴＤＭＡ（時分割多重）方式
におけるフォーマットの決まったバースト波形の最小単
位であり、ランプアップ及びランプダウンはバースト波
形の立ち上がり及び立ち下がりを示している。 εrms＝(ΣkALL|ε(k)|2）1/2 (4)
スロット内のシンボル数、”ΣkALL”を変数”ｋ”に対
しランプアップ直後のベクトルからランプダウンのベク
トルまでの和をとる演算子とすれば以下のように求ま
る。ここで、スロットとはＴＤＭＡ（時分割多重）方式
におけるフォーマットの決まったバースト波形の最小単
位であり、ランプアップ及びランプダウンはバースト波
形の立ち上がり及び立ち下がりを示している。 εrms＝(ΣkALL|ε(k)|2）1/2 (4)
【０００６】さらに、変調精度”εrms” の測定に際し
ては式（３）に示した各種パラメータの最適値を推定す
る必要がある。そこで、 Ｚ(k)＝ａm(k)・exp{jθm(k)} Ｓ(k)＝ａref(k)・exp{jθref(k)} −dr＝σe −da＝Ωe １/Ｃ1＝Ａe・exp{jθe} −Ｃ0/Ｃ1＝Ｉe＋jＱe として、式（３）を書き替えると、 |ε(k)|2＝|Ａeａm(k)exp{σek＋j(θm(k)＋Ωek＋θe)} ＋(Ｉe＋jＱe)−ａref(k)・exp{jθref(k)}|2 (5) となる。式（５）において、添字”m” 、”ref” 及
び”e” はそれぞれ”被測定信号”、”参照信号”及
び”推定値”を表している。
ては式（３）に示した各種パラメータの最適値を推定す
る必要がある。そこで、 Ｚ(k)＝ａm(k)・exp{jθm(k)} Ｓ(k)＝ａref(k)・exp{jθref(k)} −dr＝σe −da＝Ωe １/Ｃ1＝Ａe・exp{jθe} −Ｃ0/Ｃ1＝Ｉe＋jＱe として、式（３）を書き替えると、 |ε(k)|2＝|Ａeａm(k)exp{σek＋j(θm(k)＋Ωek＋θe)} ＋(Ｉe＋jＱe)−ａref(k)・exp{jθref(k)}|2 (5) となる。式（５）において、添字”m” 、”ref” 及
び”e” はそれぞれ”被測定信号”、”参照信号”及
び”推定値”を表している。
【０００７】ここで、参照信号の振幅”ａref(k)”と位
相”θref(k)”及び被測定信号の振幅”ａm(k)”と位
相”θm(k)”をそれぞれ既知として、”|ε(k)|2”の変
数”ｋ”に対する和で与えられる２乗平均誤差”
ε2 ave”を最小にするように、振幅誤差”Ａe” 、振幅
ドループ係数”σe” 、搬送波周波数オフセット”
Ωe” 、初期位相”θe” 、Ｉ成分の原点からのオフセ
ット”Ｉe” 、Ｑ成分の原点からのオフセット”Ｑe”
を推定することにより式（３）に示した各種パラメータ
の最適値を推定することができる。
相”θref(k)”及び被測定信号の振幅”ａm(k)”と位
相”θm(k)”をそれぞれ既知として、”|ε(k)|2”の変
数”ｋ”に対する和で与えられる２乗平均誤差”
ε2 ave”を最小にするように、振幅誤差”Ａe” 、振幅
ドループ係数”σe” 、搬送波周波数オフセット”
Ωe” 、初期位相”θe” 、Ｉ成分の原点からのオフセ
ット”Ｉe” 、Ｑ成分の原点からのオフセット”Ｑe”
を推定することにより式（３）に示した各種パラメータ
の最適値を推定することができる。
【０００８】以上のような各種パラメータの最適値を推
定するためには式（５）から近似式を求め、この近似式
を偏微分することで得られる式を解く必要がある。例え
ば”APRIL 1991 HEWLETT PACKARD JOURNAL”の記載によ
れば、ヒューレット・パッカード社製の測定システム
（ＨＰ１１８４７Ａ）は以下に示す近似式を用いてい
る。但し、”Σk” は変数”ｋ”に対する和の演算子を
示す。 ε2 ave＝Σkａm(k)・exp{σek} ×([lnＡe＋σek＋lnａm(k)−lnａref(k)]2 ＋[θm(k)−θref(k)−Ωek−θe]2) (6)
定するためには式（５）から近似式を求め、この近似式
を偏微分することで得られる式を解く必要がある。例え
ば”APRIL 1991 HEWLETT PACKARD JOURNAL”の記載によ
れば、ヒューレット・パッカード社製の測定システム
（ＨＰ１１８４７Ａ）は以下に示す近似式を用いてい
る。但し、”Σk” は変数”ｋ”に対する和の演算子を
示す。 ε2 ave＝Σkａm(k)・exp{σek} ×([lnＡe＋σek＋lnａm(k)−lnａref(k)]2 ＋[θm(k)−θref(k)−Ωek−θe]2) (6)
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、式（６）に示
す近似式では式全体に”exp{σek}” の項が掛かってい
るため変数”lnＡe” 、”σe” 、”θe” 及び”
Ωe” で偏微分した時にこれらの変数が分離できず、こ
の結果、演算量が大幅に増加してしまう。従って本発明
の目的は、演算量が少なく、高速処理が可能であるπ／
４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置を実現することに
ある。
す近似式では式全体に”exp{σek}” の項が掛かってい
るため変数”lnＡe” 、”σe” 、”θe” 及び”
Ωe” で偏微分した時にこれらの変数が分離できず、こ
の結果、演算量が大幅に増加してしまう。従って本発明
の目的は、演算量が少なく、高速処理が可能であるπ／
４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置を実現することに
ある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明では、π／４ＤＱＰＳＫ信号の変調精
度測定器に用いる、参照信号の振幅、参照信号の位相、
被測定信号の振幅及び被測定信号の位相から各種パラメ
ータを演算するπ／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装
置において、前記参照信号の振幅及び前記参照信号の位
相より理想送信信号の２乗値を演算する理想送信信号演
算手段と、この理想送信信号演算手段の出力及び変数入
力から逆行列を演算する逆行列演算手段と、前記参照信
号の位相、前記被測定信号の位相、前記理想送信信号演
算手段の出力及び前記変数入力から搬送周波数オフセッ
ト及び初期位相を演算する第１の信号パラメータ演算手
段と、前記参照信号の振幅、前記被測定信号の振幅、前
記理想送信信号演算手段の出力及び前記変数入力から振
幅誤差及び振幅ドループ係数を演算する第２の信号パラ
メータ演算手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。
るために、本発明では、π／４ＤＱＰＳＫ信号の変調精
度測定器に用いる、参照信号の振幅、参照信号の位相、
被測定信号の振幅及び被測定信号の位相から各種パラメ
ータを演算するπ／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装
置において、前記参照信号の振幅及び前記参照信号の位
相より理想送信信号の２乗値を演算する理想送信信号演
算手段と、この理想送信信号演算手段の出力及び変数入
力から逆行列を演算する逆行列演算手段と、前記参照信
号の位相、前記被測定信号の位相、前記理想送信信号演
算手段の出力及び前記変数入力から搬送周波数オフセッ
ト及び初期位相を演算する第１の信号パラメータ演算手
段と、前記参照信号の振幅、前記被測定信号の振幅、前
記理想送信信号演算手段の出力及び前記変数入力から振
幅誤差及び振幅ドループ係数を演算する第２の信号パラ
メータ演算手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。
【００１１】
【作用】偏微分により各種パラメータが分離可能な近似
式を用いることにより、π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメー
タ演算装置の構成が簡単になる。
式を用いることにより、π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメー
タ演算装置の構成が簡単になる。
【００１２】
【実施例】以下本発明を式及び図面を用いて詳細に説明
する。まず、式（５）において第２項目の”Ｉe＋j
Ｑe” が十分小さいとすれば式（５）は、 |ε(k)|2＝|ａref(k)・exp{jθref(k)}|2 ×|(Ａeａm(k)/ａref(k)) ×exp{σek＋j(θm(k)＋θref(k)＋Ωek＋θe)} −１|2 (7) となる。
する。まず、式（５）において第２項目の”Ｉe＋j
Ｑe” が十分小さいとすれば式（５）は、 |ε(k)|2＝|ａref(k)・exp{jθref(k)}|2 ×|(Ａeａm(k)/ａref(k)) ×exp{σek＋j(θm(k)＋θref(k)＋Ωek＋θe)} −１|2 (7) となる。
【００１３】ここで、”(Ａeａm(k)/ａref(k))・exp{σe
k＋j(θm(k)＋θref(k)＋Ωek＋θe)}” がほぼ“１
“であれば”ln[(Ａeａm(k)/ａref(k))・exp{σek＋j(θ
m(k)＋θref(k)＋Ωek＋θe)}]” と近似でき、さら
に”ａref(k)・exp{jθref(k)}”を”Ｓ(k)” と戻せ
ば、式（７）は以下のよう近似できる。 |ε(k)|2＝|Ｓ(k)|2 ×|ln[(Ａeａm(k)/ａref(k))・exp{σek＋j(θm(k) ＋θref(k)＋Ωek＋θe)}]|2 ＝|Ｓ(k)|2・|(lnａm(k)−lnａref(k)＋σek＋lnＡe) ＋j(θm(k)−θref(k)＋Ωek＋θe)|2 ＝|Ｓ(k)|2・{(lnａm(k)−lnａref(k)＋σek＋lnＡe)2 ＋j(θm(k)−θref(k)＋Ωek＋θe)2} (8)
k＋j(θm(k)＋θref(k)＋Ωek＋θe)}” がほぼ“１
“であれば”ln[(Ａeａm(k)/ａref(k))・exp{σek＋j(θ
m(k)＋θref(k)＋Ωek＋θe)}]” と近似でき、さら
に”ａref(k)・exp{jθref(k)}”を”Ｓ(k)” と戻せ
ば、式（７）は以下のよう近似できる。 |ε(k)|2＝|Ｓ(k)|2 ×|ln[(Ａeａm(k)/ａref(k))・exp{σek＋j(θm(k) ＋θref(k)＋Ωek＋θe)}]|2 ＝|Ｓ(k)|2・|(lnａm(k)−lnａref(k)＋σek＋lnＡe) ＋j(θm(k)−θref(k)＋Ωek＋θe)|2 ＝|Ｓ(k)|2・{(lnａm(k)−lnａref(k)＋σek＋lnＡe)2 ＋j(θm(k)−θref(k)＋Ωek＋θe)2} (8)
【００１４】式（８）に示す近似式を用いて振幅誤差”
Ａe” 、振幅ドループ係数”σe”、搬送波周波数オフ
セット”Ωe” 、初期位相”θe” 、Ｉ成分の原点から
のオフセット”Ｉe” 、Ｑ成分の原点からのオフセッ
ト”Ｑe”を推定する。
Ａe” 、振幅ドループ係数”σe”、搬送波周波数オフ
セット”Ωe” 、初期位相”θe” 、Ｉ成分の原点から
のオフセット”Ｉe” 、Ｑ成分の原点からのオフセッ
ト”Ｑe”を推定する。
【００１５】まず、振幅誤差”Ａe” 及び振幅ドループ
係数”σe” を推定するには、式（８）を”lnＡe” 及
び”σe” で偏微分する。但し、ここで偏微分の演算子
は”dＹ／dＸ”と定義する。 d|ε(k)|2/d(lnＡe)＝２|Ｓ(k)|2・(lnａm(k)−lnａref(k) ＋σek＋lnＡe) (9) d|ε(k)|2/d(σe) ＝２k|Ｓ(k)|2・(lnａm(k)−lnａref(k) ＋σek＋lnＡe) (10) さらに、式（９）及び式（１０）を”０”として変数”
ｋ”に対する和をとることにより、
係数”σe” を推定するには、式（８）を”lnＡe” 及
び”σe” で偏微分する。但し、ここで偏微分の演算子
は”dＹ／dＸ”と定義する。 d|ε(k)|2/d(lnＡe)＝２|Ｓ(k)|2・(lnａm(k)−lnａref(k) ＋σek＋lnＡe) (9) d|ε(k)|2/d(σe) ＝２k|Ｓ(k)|2・(lnａm(k)−lnａref(k) ＋σek＋lnＡe) (10) さらに、式（９）及び式（１０）を”０”として変数”
ｋ”に対する和をとることにより、
【数１】 となり、両辺に逆行列を掛けることにより、
【数２】 となる。従って、式（１２）を解くことにより”ln
Ａe” 及び”σe” が求まる。
Ａe” 及び”σe” が求まる。
【００１６】次に、搬送波周波数オフセット”Ωe” 、
初期位相”θe” を推定するには、同様に式（８）を”
Ωe” 及び”θe” で偏微分する。 d|ε(k)|2/d(θe)＝２|Ｓ(k)|2・(θm(k)−θref(k) ＋Ωek＋θe) (13) d|ε(k)|2/d(Ωe)＝２k|Ｓ(k)|2・(θm(k)−θref(k) ＋Ωek＋θe) (14) さらに、式（１３）及び式（１４）を”０”として変
数”ｋ”に対する和をとることにより、
初期位相”θe” を推定するには、同様に式（８）を”
Ωe” 及び”θe” で偏微分する。 d|ε(k)|2/d(θe)＝２|Ｓ(k)|2・(θm(k)−θref(k) ＋Ωek＋θe) (13) d|ε(k)|2/d(Ωe)＝２k|Ｓ(k)|2・(θm(k)−θref(k) ＋Ωek＋θe) (14) さらに、式（１３）及び式（１４）を”０”として変
数”ｋ”に対する和をとることにより、
【数３】 となり、両辺に逆行列を掛けることにより、
【数４】 となる。従って、式（１６）を解くことにより”Ωe”
及び”θe” が求まる。
及び”θe” が求まる。
【００１７】Ｉ成分の原点からのオフセット”Ｉe” 、
Ｑ成分の原点からのオフセット”Ｑ e” を推定するに
は、上で求めた”lnＡe” 、”σe” 、”Ωe” 及び”
θe”から以下の式により推定できる。 Ｉe＝1/N・Σk[Ａeａm(k)exp{σek}cos(θm(k)＋Ωek＋θe) −ａref(k)cosθref(k)] (17) Ｑe＝1/N・Σk[Ａeａm(k)exp{σek}sin(θm(k)＋Ωek＋θe) −ａref(k)sinθref(k)] (18)
Ｑ成分の原点からのオフセット”Ｑ e” を推定するに
は、上で求めた”lnＡe” 、”σe” 、”Ωe” 及び”
θe”から以下の式により推定できる。 Ｉe＝1/N・Σk[Ａeａm(k)exp{σek}cos(θm(k)＋Ωek＋θe) −ａref(k)cosθref(k)] (17) Ｑe＝1/N・Σk[Ａeａm(k)exp{σek}sin(θm(k)＋Ωek＋θe) −ａref(k)sinθref(k)] (18)
【００１８】上述の各種パラメータの推定方法を実現す
るπ／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置を図を用い
て説明する。図１は本発明に係るπ／４ＤＱＰＳＫ信号
パラメータ演算装置の一実施例を示す構成ブロック図で
ある。図１において１は三角関数演算器、２，３，８，
１１，１３，１４及び１６は乗算器、４及び６は加算
器、５及び７は対数演算器、９，１２及び１５は累算
器、１０は逆行列演算器である。ここで、三角関数演算
器１、乗算器２及び３は理想送信信号演算手段５０を、
乗算器８、累算器９、逆行列演算器１０は逆行列演算手
段５１を、加算器４乗算器１１及び１３、累算器１２は
信号パラメータ演算手段５２を、対数演算器５及び７、
加算器６、乗算器１４及び１６、累算器１５は信号パラ
メータ演算手段５３をそれぞれ構成している。
るπ／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置を図を用い
て説明する。図１は本発明に係るπ／４ＤＱＰＳＫ信号
パラメータ演算装置の一実施例を示す構成ブロック図で
ある。図１において１は三角関数演算器、２，３，８，
１１，１３，１４及び１６は乗算器、４及び６は加算
器、５及び７は対数演算器、９，１２及び１５は累算
器、１０は逆行列演算器である。ここで、三角関数演算
器１、乗算器２及び３は理想送信信号演算手段５０を、
乗算器８、累算器９、逆行列演算器１０は逆行列演算手
段５１を、加算器４乗算器１１及び１３、累算器１２は
信号パラメータ演算手段５２を、対数演算器５及び７、
加算器６、乗算器１４及び１６、累算器１５は信号パラ
メータ演算手段５３をそれぞれ構成している。
【００１９】既知の信号である参照信号の位相”θ
ref(k)”は三角関数演算器１及び加算器４に入力され、
参照信号の振幅”ａref(k)”乗算器２及び対数演算器５
に入力される。また、既知の信号である被測定信号の位
相”θm(k)”は加算器４に入力され、被測定信号の振
幅”ａm(k)”は対数演算器７に入力される。三角関数演
算器１は乗算器２に接続され、乗算器２はさらに乗算器
３に接続される。
ref(k)”は三角関数演算器１及び加算器４に入力され、
参照信号の振幅”ａref(k)”乗算器２及び対数演算器５
に入力される。また、既知の信号である被測定信号の位
相”θm(k)”は加算器４に入力され、被測定信号の振
幅”ａm(k)”は対数演算器７に入力される。三角関数演
算器１は乗算器２に接続され、乗算器２はさらに乗算器
３に接続される。
【００２０】乗算器３は乗算器８に接続され、変数”
ｋ”が乗算器８に入力される。また、乗算器８は累算器
９に接続され、累算器９は逆行列演算器１０に接続され
る。さらに、逆行列演算器１０は乗算器１３及び１６に
接続される。
ｋ”が乗算器８に入力される。また、乗算器８は累算器
９に接続され、累算器９は逆行列演算器１０に接続され
る。さらに、逆行列演算器１０は乗算器１３及び１６に
接続される。
【００２１】乗算器３及び加算器４は乗算器１１に接続
される。また、変数”ｋ”が乗算器１１に入力され、乗
算器１１は累算器１２に接続され、累算器１２は乗算器
１３に接続される。さらに、乗算器１３はパラメータ”
Ωe” 及び”θe” を出力する。
される。また、変数”ｋ”が乗算器１１に入力され、乗
算器１１は累算器１２に接続され、累算器１２は乗算器
１３に接続される。さらに、乗算器１３はパラメータ”
Ωe” 及び”θe” を出力する。
【００２２】対数演算器５及び７は加算器６に接続さ
れ、乗算器３及び加算器６は乗算器１４に接続される。
また、変数”ｋ”が乗算器１４に入力され、乗算器１４
は累算器１５に接続され、累算器１５は乗算器１６に接
続される。さらに、乗算器１６はパラメータ”lnＡe”
及び”σe” を出力する。
れ、乗算器３及び加算器６は乗算器１４に接続される。
また、変数”ｋ”が乗算器１４に入力され、乗算器１４
は累算器１５に接続され、累算器１５は乗算器１６に接
続される。さらに、乗算器１６はパラメータ”lnＡe”
及び”σe” を出力する。
【００２３】図１に示す実施例の動作を説明する。ここ
で、先に定義した”Ｓ(k)” である”ａref(k)・exp{jθ
ref(k)}” は”ａref(k)・[cosθref(k)＋sinθ
ref(k)]”と展開できるので、まず、三角関数演算器１
において入力”θref(k)”を用いて”cosθref(k)＋sin
θref(k)”を演算する。次に、乗算器２において入力”
ａref(k)”を掛けて”Ｓ(k)” を演算し、さらに乗算器
３により”Ｓ(k)2”が演算される。
で、先に定義した”Ｓ(k)” である”ａref(k)・exp{jθ
ref(k)}” は”ａref(k)・[cosθref(k)＋sinθ
ref(k)]”と展開できるので、まず、三角関数演算器１
において入力”θref(k)”を用いて”cosθref(k)＋sin
θref(k)”を演算する。次に、乗算器２において入力”
ａref(k)”を掛けて”Ｓ(k)” を演算し、さらに乗算器
３により”Ｓ(k)2”が演算される。
【００２４】乗算器３の出力である”Ｓ(k)2”から、乗
算器８において変数入力”ｋ”を用いて”Ｓ(k)2・k”及
び”Ｓ(k)2・k2” を演算し、累算器９により変数”ｋ”
に対する和をとり、さらに、逆行列演算器１０により式
（１２）及び式（１６）における逆行列が演算される。
算器８において変数入力”ｋ”を用いて”Ｓ(k)2・k”及
び”Ｓ(k)2・k2” を演算し、累算器９により変数”ｋ”
に対する和をとり、さらに、逆行列演算器１０により式
（１２）及び式（１６）における逆行列が演算される。
【００２５】入力”θref(k)”及び”θm(k)”は加算器
４により”θref(k)−θm(k)”と演算され、乗算器１１
において”Ｓ(k)2・(θref(k)−θm(k))” 及び”Ｓ(k)2
・(θ ref(k)−θm(k))・k” が演算され、累算器１２によ
りそれぞれ変数”ｋ”に対する和を演算し、乗算器１３
により逆行列演算器１０で求めた逆行列を掛ける。この
結果、式（１６）に示した演算がなされ、乗算器１３か
らはパラメータ”Ωe” 及び”θe” が出力される。
４により”θref(k)−θm(k)”と演算され、乗算器１１
において”Ｓ(k)2・(θref(k)−θm(k))” 及び”Ｓ(k)2
・(θ ref(k)−θm(k))・k” が演算され、累算器１２によ
りそれぞれ変数”ｋ”に対する和を演算し、乗算器１３
により逆行列演算器１０で求めた逆行列を掛ける。この
結果、式（１６）に示した演算がなされ、乗算器１３か
らはパラメータ”Ωe” 及び”θe” が出力される。
【００２６】一方、入力”ａref(k)”及び”ａm(k)”は
それぞれ対数演算器５及び７により”ln(ａref(k))”及
び”ln(ａm(k))”が演算され、さらに加算器６により”
ln(ａref(k))−ln(ａm(k))”が演算される。さらに、乗
算器１４において”Ｓ(k)2・[ln(ａref(k))−ln(ａ
m(k))]” 及び”Ｓ(k)2・[ln(ａref(k))−ln(ａm(k))]・
k”が演算され、累算器１５によりそれぞれ変数”ｋ”
に対する和を演算し、乗算器１６により逆行列演算器１
０で求めた逆行列を掛ける。この結果、式（１２）に示
した演算がなされ、乗算器１６からはパラメータ”lnＡ
e” 及び”σe” が出力される。
それぞれ対数演算器５及び７により”ln(ａref(k))”及
び”ln(ａm(k))”が演算され、さらに加算器６により”
ln(ａref(k))−ln(ａm(k))”が演算される。さらに、乗
算器１４において”Ｓ(k)2・[ln(ａref(k))−ln(ａ
m(k))]” 及び”Ｓ(k)2・[ln(ａref(k))−ln(ａm(k))]・
k”が演算され、累算器１５によりそれぞれ変数”ｋ”
に対する和を演算し、乗算器１６により逆行列演算器１
０で求めた逆行列を掛ける。この結果、式（１２）に示
した演算がなされ、乗算器１６からはパラメータ”lnＡ
e” 及び”σe” が出力される。
【００２７】この結果、式（６）に示した従来の近似式
と比較して、偏微分により求めたいパラメータのみに分
離することができるため、演算量が少なく、高速処理が
可能となる。
と比較して、偏微分により求めたいパラメータのみに分
離することができるため、演算量が少なく、高速処理が
可能となる。
【００２８】なお、図１に示した１〜１６の演算器は専
用の演算器であってもよいし、また、参照テーブルを用
いて演算器を構成してもよい。また、汎用のＣＰＵの演
算処理を用いて図１に示した１〜１６の演算器の全て若
しくは一部を構成することも可能である。
用の演算器であってもよいし、また、参照テーブルを用
いて演算器を構成してもよい。また、汎用のＣＰＵの演
算処理を用いて図１に示した１〜１６の演算器の全て若
しくは一部を構成することも可能である。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば次のような効果がある。偏微分により各
種パラメータが分離可能な近似式を用いることにより、
演算量が少なく、高速処理が可能となるπ／４ＤＱＰＳ
Ｋ信号パラメータ演算装置を実現できる。
本発明によれば次のような効果がある。偏微分により各
種パラメータが分離可能な近似式を用いることにより、
演算量が少なく、高速処理が可能となるπ／４ＤＱＰＳ
Ｋ信号パラメータ演算装置を実現できる。
【図１】本発明に係るπ／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ
演算装置の一実施例を示す構成ブロック図である。
演算装置の一実施例を示す構成ブロック図である。
１ 三角関数演算器 ２，３，８，１１，１３，１４，１６ 乗算器 ４，６ 加算器 ５，７ 対数演算器 ９，１２，１５ 累算器 １０ 逆行列演算器 ａref(k) 参照信号の振幅 θref(k) 参照信号の位相 ａm(k) 被測定信号の振幅 θm(k) 被測定信号の位相 ｋ 変数 Ａe 振幅誤差 σe 振幅ドループ係数 Ωe 搬送波周波数オフセット θe 初期位相
Claims (1)
- 【請求項１】π／４ＤＱＰＳＫ信号の変調精度測定器に
用いる、参照信号の振幅、参照信号の位相、被測定信号
の振幅及び被測定信号の位相から各種パラメータを演算
するπ／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置におい
て、 前記参照信号の振幅及び前記参照信号の位相より理想送
信信号の２乗値を演算する理想送信信号演算手段と、 この理想送信信号演算手段の出力及び変数入力から逆行
列を演算する逆行列演算手段と、 前記参照信号の位相、前記被測定信号の位相、前記理想
送信信号演算手段の出力及び前記変数入力から搬送周波
数オフセット及び初期位相を演算する第１の信号パラメ
ータ演算手段と、 前記参照信号の振幅、前記被測定信号の振幅、前記理想
送信信号演算手段の出力及び前記変数入力から振幅誤差
及び振幅ドループ係数を演算する第２の信号パラメータ
演算手段とを備えたことを特徴とするπ／４ＤＱＰＳＫ
信号パラメータ演算装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21939492A JPH0669968A (ja) | 1992-08-18 | 1992-08-18 | π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21939492A JPH0669968A (ja) | 1992-08-18 | 1992-08-18 | π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0669968A true JPH0669968A (ja) | 1994-03-11 |
Family
ID=16734729
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21939492A Pending JPH0669968A (ja) | 1992-08-18 | 1992-08-18 | π／４ＤＱＰＳＫ信号パラメータ演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669968A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997007595A1 (de) * | 1995-08-16 | 1997-02-27 | Robert Bosch Gmbh | Datendecoder |
-
1992
- 1992-08-18 JP JP21939492A patent/JPH0669968A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997007595A1 (de) * | 1995-08-16 | 1997-02-27 | Robert Bosch Gmbh | Datendecoder |
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