JPH0667187B2 - Magnetically controlled switching regulator - Google Patents

Magnetically controlled switching regulator

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JPH0667187B2
JPH0667187B2 JP857984A JP857984A JPH0667187B2 JP H0667187 B2 JPH0667187 B2 JP H0667187B2 JP 857984 A JP857984 A JP 857984A JP 857984 A JP857984 A JP 857984A JP H0667187 B2 JPH0667187 B2 JP H0667187B2
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diode
capacitor
saturable reactor
switch element
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謙一 恩田
光平 藪野
晋 中島
茂 武田
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Hitachi Metals Ltd
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Hitachi Metals Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

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Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、磁気制御形スイツチングレギユレータに係
り、特にその出力回路に関する。Description: FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a magnetically controlled switching regulator, and more particularly to an output circuit thereof.

〔発明の背景〕[Background of the Invention]

第１図に従来の磁気制御形スイツチングレギユレータの
一回路例を示す。FIG. 1 shows a circuit example of a conventional magnetic control type switching regulator.

Ｅは非安定な直流電源、Ｔは変圧器、ＱMは主スイツチ
素子、Ｃ1は自励発振回路でＱMを所定の周波数で動作さ
せるものである。E is an unstable DC power source, T is a transformer, Q M is a main switch element, and C 1 is a self-excited oscillation circuit for operating Q M at a predetermined frequency.

またＤ21は整流ダイオード、Ｄ22はチヨークコイルＬF
の蓄積エネルギをコンデンサＣFに回生するための転流
ダイオードである。Further, D 21 is a rectifying diode, D 22 is a chain yoke coil L F
Is a commutation diode for regenerating the stored energy of C to the capacitor C F.

可飽和リアクトルＭLは、ＱMのターンオン期間に、Ｔの
二次巻線ｎ2に誘起される電圧を一定期間だけ阻止して
出力電圧Ｖ0が一定となるように制御するものである。
この制御は、出力電圧の検出信号ｖsを誤差アンプや規
準電圧発生回路等で構成される制御回路Ｃ2に入力し、
コンデンサＣFから制御用スイツチ素子ＱRを介してリセ
ツト電流ｉrが流される。ＥsはＣ2の電力を供給する補
助電源で、専用に確立される場合と、Ｖ0側から供給す
る場合がある。The saturable reactor M L controls the voltage induced in the secondary winding n 2 of T for a certain period during the turn-on period of Q M to control the output voltage V 0 to be constant.
In this control, the detection signal v s of the output voltage is input to the control circuit C 2 including an error amplifier and a reference voltage generation circuit,
Reset current i r via the control switch element Q R from the capacitor C F is flowed. E s is an auxiliary power supply for supplying the power of C 2 , which may be exclusively established or supplied from the V 0 side.

この従来技術には次のような欠点がある。即ち可飽和リ
アクトルＭLは、出力に応じて制御された電流ｉrのほか
に、ＱMのターンオフ時のフライバツク電圧で、コンデ
ンサＣ21を充電する電流ｉ′ｒが流される。ｉ′ｒの流
れる経路は、抵抗Ｒ22と、図示の極性にｎ2の電圧で充
電されているコンデンサＣ22と、抵抗Ｒ21、コンデンサ
Ｃ21とを経て可飽和リアクトルＭLに流れ込む。This conventional technique has the following drawbacks. That is, in the saturable reactor M L , in addition to the current i r controlled according to the output, the current i ′ r for charging the capacitor C 21 is supplied by the flyback voltage when Q M is turned off. flow paths i 'r includes resistors R 22, a capacitor C 22 which is charged with a voltage of n 2 in the shown polarity, the resistance R 21, via a capacitor C 21 flows into the saturable reactor M L.

この電流ｉ′ｒがリセツト電流ｉrに比べて大幅に小さ
い領域では、大きな障害とならないが、ｉr０、即ち
電力を最大に出力する場合には、制御回路Ｃ2の制御と
無関係にｉ′ｒによつて可飽和リアクトルＭLがリセツ
トされるため、その分だけ出力が低下する不具合を生ず
る。結局鉄心の磁気特性Ｂ−Ｈ曲線で定まる不制御期間
（dead angle）に加えて電流ｉ′ｒでリセツトされた分
だけ制御できないことになり、最大出力範囲が小さくな
る。In much smaller area as compared to the current i 'r is reset current i r, but not a major obstacle, i r 0, that is, when the output power to the maximum, regardless of the control of the control circuit C 2 i The saturable reactor M L is reset by ′ r , which causes a problem that the output is reduced accordingly. After all will not be able to control by the amount reset by the current i 'r in addition to the non-control period (dead angle) determined by the magnetic properties B-H curve of the iron core, the maximum output range is reduced.

特に近年鉄心の低損失化が進み、保磁力（Ｈｃと記す）
の小さい材質が開発されている。Ｈｃが小さい程わずか
な電流で磁化できる利点があるため、磁気制御の高周波
化に応用が試みられているが、一方では高周波になる程
ダイオードＤ21，Ｄ22の保護回路（Ｃ21，Ｒ21及び
Ｃ22，Ｒ22）が重要となり、上述したdead angleの拡大
によつて著じるしく出力制御範囲がせまくなり実用でき
ない。Especially in recent years, the loss of iron core has been reduced, and the coercive force (denoted as Hc)
A small material has been developed. Since the smaller Hc has the advantage that it can be magnetized with a small current, it has been attempted to be applied to high frequency magnetic control. On the other hand, the higher the frequency, the protection circuit (C 21 , R 21) for the diodes D 21 , D 22. And C 22 and R 22 ) are important, and the output control range is remarkably narrowed by the above-mentioned increase of the dead angle, which is not practical.

このようにダイオードの極間に保護回路が接続される構
成は、可飽和リアクトルの高周波駆動を阻害する。In this way, the configuration in which the protection circuit is connected between the electrodes of the diode hinders the high frequency drive of the saturable reactor.

〔発明の目的〕[Object of the Invention]

本発明の目的は、高周波化と出力制御範囲の拡大が精度
よく図れる磁気制御形スイッチングレギュレータを提供
することにある。An object of the present invention is to provide a magnetic control type switching regulator capable of accurately achieving high frequency and expanding the output control range.

〔発明の概要〕[Outline of Invention]

磁気制御形スイツチングレギユレータの可飽和リアクト
ルは、主スイツチ素子ターンオフ期間に占めるdead ang
leの割合が小さい程、高周波化及び出力制御範囲確保に
最適であるから、ダイオードの保護機能を損うことな
く、保護回路の充放電々流を可飽和リアクトルを流さな
い構成とすることが、高周波化の有効手段となる。The saturable reactor of the magnetically controlled switching regulator is the dead angulation occupying the main switch element turn-off period.
Since the smaller the ratio of le, the more suitable for high frequency and ensuring the output control range, it is possible to prevent the charging / discharging current of the protection circuit from flowing through the saturable reactor without impairing the protection function of the diode. It becomes an effective means of increasing the frequency.

このため、本発明に於ては直列接続された可飽和リアク
トルと整流ダイオードの両端に保護回路を並列接続する
とともに、上記可飽和リアクトルと整流ダイオードは主
変圧器の二次巻線の負極性側に設けるようにしてこの目
的を達成したものである。Therefore, in the present invention, a protective circuit is connected in parallel to both ends of the saturable reactor and the rectifier diode connected in series, and the saturable reactor and the rectifier diode are connected to the negative side of the secondary winding of the main transformer. This purpose is achieved by providing the above.

〔発明の実施例〕Example of Invention

第２図に本発明を実施する上での参考図を示す。同図に
示される磁気制御形スイッチングレギュレータの主たる
構成は、それぞれが図中破線で囲まれる直流を交流に変
換する直流交流変換回路Ｚと、交流を直流に変換する交
流直流変換回路Ｘと、該交流直流変換回路からの直流出
力電圧が一定値になるように制御するリセット電流制御
回路Ｙとからなる。FIG. 2 shows a reference diagram for carrying out the present invention. The main configuration of the magnetic control type switching regulator shown in the same drawing is a DC / AC conversion circuit Z for converting DC into AC, which is surrounded by broken lines in the figure, and an AC / DC conversion circuit X for converting AC into DC. And a reset current control circuit Y for controlling the DC output voltage from the AC / DC conversion circuit to a constant value.

ここに、直流交流変換回路Ｚは、第１図と同様に、主ス
イッチ素子ＱMと自励発信回路Ｃ1を有し、主スイッチ素
子ＱMが主変圧器Ｔの一次巻線ｎ1に接続されて自励発信
回路Ｃ1により主スイッチ素子ＱMを所定の周波数でオ
ン、オフ動作し、一次巻線ｎ1に流す直流電流を断続さ
せるものである。なお、この回路では主変圧器Ｔの一次
側に第二の一次巻線ｎ1′を設けてその一端を直流電源
Ｅと一次巻線ｎ1接続点に接続し、さらに、主スイッチ
素子ＱMと並列にコンデンサＣ11及び抵抗Ｒ11の直列回
路が接続され、抵抗Ｒ11の他端と一次巻線ｎ1′の他端
間にダイオードＤ1を接続する構成により、主スイッチ
素子ＱMがターンオフ時に一次巻線ｎ1に流れていた電流
をコンデンサＣ11，抵抗Ｒ11，ダイオードＤ1を介して
第二の一次巻線ｎ1′に流すようにしている。この直流
交流変換回路の構成は従来よりよく知られたものであ
る。Here, the DC / AC conversion circuit Z has a main switching element Q M and a self-excited oscillation circuit C 1 as in FIG. 1 , and the main switching element Q M is connected to the primary winding n 1 of the main transformer T. The main switch element Q M is connected and turned on and off at a predetermined frequency by the self-excited oscillation circuit C 1 to interrupt the direct current flowing through the primary winding n 1 . In this circuit, a second primary winding n 1 ′ is provided on the primary side of the main transformer T, one end of which is connected to the DC power source E and the primary winding n 1 connection point, and further, the main switch element Q M a series circuit of a capacitor C 11 and resistor R 11 is connected in parallel, the other end configured to connect the diode D 1 between the other end of the primary winding n 1 'of the resistor R 11, the main switching element Q M The current flowing in the primary winding n 1 at the time of turn-off is caused to flow in the second primary winding n 1 ′ via the capacitor C 11 , the resistor R 11 and the diode D 1 . The structure of this DC / AC conversion circuit is well known in the art.

次に、交流直流変換回路Ｘは、主変圧器Ｔと可飽和リア
クトルＭLと整流ダイオードＤ21と転流ダイオードＤ22
とコンデンサＣ22及び抵抗Ｒ22の直列回路とチョークコ
イルＬFと平滑コンデンサＣFとスナバ回路Ｓとを有し、
可飽和リアクトルＭLと整流ダイオードＤ21が順に主変
圧器Ｔの二次巻線ｎ2の正極端に接続され、転流ダイオ
ードＤ22が整流ダイオードＤ21の出力端と二次巻線ｎ2
の負極端に接続され、コンデンサＣ22及び抵抗Ｒ22の直
列回路が転流ダイオードＤ22と並列に接続され、かつチ
ョークコイルＬFが転流ダイオードＤ22の出力端に接続
され、その出力端と転流ダイオードＤ22の入力端には平
滑コンデンサＣFが接続され、スナバ回路Ｓはコンデン
サＣ21と抵抗Ｒ21の直列接続からなり、可飽和リアクト
ルＭLの出力端と整流ダイオードＤ21の入力端に並列に
接続される。Next, the AC / DC conversion circuit X includes a main transformer T, a saturable reactor M L , a rectifying diode D 21, and a commutation diode D 22.
And a series circuit of a capacitor C 22 and a resistor R 22, a choke coil L F , a smoothing capacitor C F, and a snubber circuit S,
The saturable reactor M L and the rectifying diode D 21 are sequentially connected to the positive terminal of the secondary winding n 2 of the main transformer T, and the commutation diode D 22 is connected to the output terminal of the rectifying diode D 21 and the secondary winding n 2.
Of the capacitor C 22 and the resistor R 22 connected in parallel with the commutation diode D 22 , and the choke coil L F is connected to the output end of the commutation diode D 22. And a smoothing capacitor C F is connected to the input end of the commutation diode D 22 , and the snubber circuit S is composed of a capacitor C 21 and a resistor R 21 connected in series, and the output end of the saturable reactor M L and the rectifying diode D 21 are connected. It is connected in parallel to the input terminal.

また、リセット電流制御回路Ｙは、制御用スイッチ素子
ＱRとそのスイッチ素子をオンオフ動作させる制御回路
Ｃ2を有し、制御用スイッチ素子ＱRが可飽和リアクトル
ＭL及び整流ダイオードＤ21の接続端とチョークコイル
ＬFの出力端との間に接続され、制御回路Ｃ2によって制
御用スイッチ素子ＱRを動作させ、コンデンサＣFから制
御用スイッチ素子ＱRを介して可飽和リアクトルＭLにリ
セット電流Ｉrを流すように構成される。The reset current control circuit Y, the connection of the control switching element Q R and a control circuit C 2 for on-off operation of the switch element, the control switching element Q R is a saturable reactor M L and the rectifier diode D 21 It is connected between the output terminal end and a choke coil L F, to operate the control switch element Q R by the control circuit C 2, via a control switch element Q R from the capacitor C F to the saturable reactor M L It is configured to flow the reset current I r .

次に動作を説明すると、主スイツチ素子ＱMがターンオ
ンしてＭLが飽和領域まで磁化されると、二次巻線ｎ2か
ら、可飽和リアクトルＭL、ダイオードＤ21、チヨーク
コイルＬFを介してコンデンサＣF及び負荷に電力が供給
される。この時転流ダイオードＤ22のスナバ回路はコン
デンサＣ22が図示の極性に二次側巻線ｎ2の電圧で充電
され、ダイオードＤ22を保護する。Next, the operation will be described. When the main switch element Q M is turned on and M L is magnetized to the saturation region, the secondary winding n 2 passes through the saturable reactor M L , the diode D 21 , and the chioke coil L F. Power is supplied to the capacitor C F and the load. At this time, in the snubber circuit of the commutation diode D 22, the capacitor C 22 is charged to the polarity shown by the voltage of the secondary winding n 2 to protect the diode D 22 .

スイツチ素子ＱMがターンオフすると、出力に応じたリ
セツト電流ｉｒが流されて可飽和リアクトルＭLをリセ
ツトしはじめるが、同時に二次側巻線ｎ2には図示黒丸
と反対側を正極性とするフライバツク電圧が誘起される
から、Ｃ22の電荷を放電しながら図示破線の経路で電流
ｉ′ｒが流れる。この電流はダイオードＤ21のスナバ回
路のコンデンサＣ21を充電し終えると止まり、可飽和リ
アクトルＭLのリセット電流には寄与しない。したがつ
てＱMのターンオフ期間中は、制御回路Ｃ2で制御された
ｉｒがＭLをリセツトする。When the switch element Q M is turned off, a reset current ir corresponding to the output is supplied to start resetting the saturable reactor M L , but at the same time, the secondary side winding n 2 has a positive polarity on the side opposite to the black circle in the figure. because flyback voltage is induced, the current flows i 'r a path indicated by broken line while discharge the C 22. This current stops and finishes charging the capacitor C 21 of the snubber circuit of the diode D 21, does not contribute to the reset current of the saturable reactor M L. Therefore, during the turn-off period of Q M , ir controlled by the control circuit C 2 resets M L.

ダイオードＤ21がリカバリするときに発生するサージ電
圧をスナバ回路Ｓで吸収する機能は、従来の方法と何ら
変ることはない。The function of absorbing the surge voltage generated when the diode D 21 recovers by the snubber circuit S is no different from the conventional method.

第２図の参考図における構成では、スナバ回路の電流が
可飽和リアクトルＭLに流れないことより、鉄心のＢ−
Ｈ曲線で定まる不制御期間で最大出力範囲を設計でき
る。しかし、この回路ではリセット電流Ｉrが主変圧器
の二次巻線に流れるために主変圧器の偏磁の防止が必要
になってくる。In the configuration in reference diagram of FIG. 2, the current of the snubber circuit than to not flow to the saturable reactor M L, core of B-
The maximum output range can be designed in the uncontrolled period determined by the H curve. However, in this circuit, since the reset current I r flows through the secondary winding of the main transformer, it is necessary to prevent the main transformer from being demagnetized.

第３図は本発明の一実施例であり、上記参考図と異なる
ところは交流直流変換回路Ｘにある。すなわち、本実施
例では、可飽和リアクトルＭLと整流ダイオードＤ21を
主変圧器の二次巻線ｎ2の負極性側に設けるようにし
た。ここで、スナバ回路Ｓは第２図と同様に、ダイオー
ドＤ21と可飽和リアクトルＭLの直列回路と並列に接続
される。FIG. 3 shows an embodiment of the present invention, and the difference from the reference diagram is in the AC / DC conversion circuit X. That is, in this embodiment, the saturable reactor M L and the rectifying diode D 21 are provided on the negative side of the secondary winding n 2 of the main transformer. Here, the snubber circuit S is connected in parallel with the series circuit of the diode D 21 and the saturable reactor M L , as in FIG.

この場合も、スイツチ素子ＱMがターンオフした時、ダ
イオードＤ21のリカバリ時に発生する電圧サージを吸収
する電流は、スナバ回路Ｓ、抵抗Ｒ22、コンデンサＣ22
の経路で二次側巻線ｎ2に流れ、可飽和リアクトルＭLに
流れることはない。本実施例によれば、可飽和リアクト
ルにリセット電流を流しても、この電流が主変圧器の二
次巻線に流れないため、主変圧器を偏磁させることがな
い。このことは、従来対策を施こしてきた主変圧器飽和
防止の必要がないため、主変圧器の小型化、出力精度向
上が得られる利点がある。Also in this case, when the switch element Q M is turned off, the current that absorbs the voltage surge generated at the time of recovery of the diode D 21 is the snubber circuit S, the resistor R 22 , and the capacitor C 22.
In the secondary winding n 2, and does not flow in the saturable reactor M L. According to this embodiment, even if a reset current flows through the saturable reactor, this current does not flow in the secondary winding of the main transformer, so that the main transformer is not demagnetized. This has the advantage that the main transformer can be downsized and the output accuracy can be improved because it is not necessary to prevent saturation of the main transformer, which has been conventionally taken.

第４図に他の実施例を示す。本実施例では、リセツト用
別巻線ｎRを設けた可飽和リアクトルＭLと整流ダイオー
ドＤ21の直列回路にスナバ回路Ｓが並列に接続されてい
る。可飽和リアクトルＭLのリセット電流は図示破線の
ように別巻線ｎRを介して流れる。スナバ回路Ｓの充放
電々流は、抵抗Ｒ22、コンデンサＣ22を介して二次巻線
ｎ2に流れるから、上述の実施例と同じ効果が得られ
る。FIG. 4 shows another embodiment. In the present embodiment, a snubber circuit S is connected in parallel to a series circuit of a saturable reactor M L provided with a separate reset winding n R and a rectifying diode D 21 . The reset current of the saturable reactor M L flows through another winding n R as shown by the broken line in the figure. The charge / discharge current of the snubber circuit S flows to the secondary winding n 2 via the resistor R 22 and the capacitor C 22 , so that the same effect as the above-described embodiment can be obtained.

次に、従来例や上記実施例では可飽和リアクトルＭLの
端子電圧を観測すると、第５図に示すように主スイツチ
素子ＱMのターンオフ期間Ｔoff中に破線で示した電圧波
形が現われることが知られている。この電圧で磁化され
る分は余分の鉄損であり好ましくないが、現流の磁気制
御上さけられないものであつた。Next, when the terminal voltage of the saturable reactor M L is observed in the conventional example and the above-described example, the voltage waveform shown by the broken line appears during the turn-off period T off of the main switch element Q M as shown in FIG. It has been known. The amount magnetized by this voltage is an extra iron loss, which is not preferable, but it is unavoidable in the current magnetic control.

この電圧の発生原因は、第１図により説明すると、ＱM
のスナバ回路のコンデンサＣ1は、スイツチ素子ＱMのタ
ーンオフ後、第５図のように値Ｅmまで過充電される。
値Ｅmはｎ1とｎ′ｒの巻数比で定まり、主変圧器の励磁
エネルギをダイオードＤ1を介して電源Ｅに回生される
と、この電圧Ｅ0に固定される。この値Ｅmから値Ｅ0の
変化課程で、コンデンサＣ1の電荷は、主変圧器Ｔの励
磁インダクタンスを介して放電されるから、Ｔの各巻線
には図示黒丸を正とする電圧が現われ、これによつて磁
化される電圧が、例えば第１図では可飽和リアクトルＭ
Lに付した極性に、第３図では図示黒丸を正極性とする
電圧となつて観測される。Cause of this voltage, it will be described by FIG. 1, Q M
After the switch element Q M is turned off, the capacitor C 1 of the snubber circuit is overcharged to the value E m as shown in FIG.
The value E m is determined by the turns ratio of n 1 and n ′ r , and is fixed to this voltage E 0 when the exciting energy of the main transformer is regenerated to the power source E via the diode D 1 . In the process of changing from the value E m to the value E 0 , the electric charge of the capacitor C 1 is discharged through the exciting inductance of the main transformer T, so that a voltage with a black circle in the figure as a positive voltage appears in each winding of T. , The voltage magnetized by this is, for example, the saturable reactor M in FIG.
It is observed that the polarity attached to L is the voltage with the black circle in FIG. 3 as the positive polarity.

本実施例では、スイツチ素子ＱMのスナバ回路に起因す
る電圧は、第４図に示したように別巻線ｎRがあるた
め、電流ｉｃがダイオードＤ22、チヨークコイルＬF、
トランジスタＱRを介して流れるので、ダイオードＤ22
とトランジスタＱRの順電圧降下分だけに低下すること
ができる。In the present embodiment, since the voltage caused by the snubber circuit of the switch element Q M has another winding n R as shown in FIG. 4, the current ic is the diode D 22 , the yoke coil L F ,
Since it flows through the transistor Q R , the diode D 22
And the forward voltage drop of the transistor Q R can be reduced.

したがつて定常動作時の鉄損を大幅に軽減できるので、
鉄心の小型化が可能となる。Therefore, iron loss during steady operation can be significantly reduced,
It is possible to downsize the iron core.

第６図に先の実施例の変形例を示す。動作上の効果は全
く同一であるが、本実施例では、コモンアノードのダイ
オードが使用できるので、実装上部品点数が一つ少なく
なる利点が得られる。FIG. 6 shows a modification of the previous embodiment. Although the operational effect is exactly the same, in this embodiment, since the common anode diode can be used, there is an advantage that the number of parts for mounting is reduced by one.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上のように、本発明によれば可飽和リアクトルに流す
リセット電流を主変圧器の二次巻線に流すことなく、制
御回路で制御された電流のみで可飽和リアクトルをリセ
ットできるので、スナバ回路の電流が可飽和リアクトル
に流れず、磁気制御形スイッチングレギュレータの高周
波化と出力範囲の拡大が精度よく図れるという効果を奏
する。As described above, according to the present invention, the saturable reactor can be reset only by the current controlled by the control circuit without flowing the reset current flowing through the saturable reactor in the secondary winding of the main transformer. The current of (2) does not flow into the saturable reactor, and the magnetically controlled switching regulator can be operated at high frequency and the output range can be accurately expanded.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図は従来の磁気制御形スイツチングレギユレータの
回路図、第２図は本発明を実施する上での参考図、第３
図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第５図は可飽和リアクトルの
動作を説明する電圧波形図、第６図は別な実施例を示す
回路図である。 ＱM…主スイツチ素子、Ｔ…主変圧器、ＭL…可飽和リア
クトル、Ｄ21…整流ダイオード、Ｅ…直流電源、Ｄ22…
転流ダイオード、Ｃ21，Ｃ22…コンデンサ、Ｒ21，Ｒ22
…抵抗、ＬF…チョークコイル、ＣF…平滑コンデンサ、
Ｃ1…自励発信回路、Ｃ2…制御回路、Ｓ…スナバ回路、
Ｚ…直流交流変換回路、Ｘ…交流直流変換回路、Ｙ…リ
セット電流制御回路。FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional magnetic control type switching regulator, FIG. 2 is a reference diagram for carrying out the present invention, and FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, FIG. 5 is a voltage waveform diagram for explaining the operation of the saturable reactor, and FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing another embodiment. Q M ... Main switch element, T ... Main transformer, M L ... Saturable reactor, D 21 ... Rectifier diode, E ... DC power supply, D 22 ...
Commutation diodes, C 21 , C 22 ... Capacitors, R 21 , R 22
... resistance, L F ... choke coil, C F ... smoothing capacitor,
C 1 ... self-excited oscillation circuit, C 2 ... control circuit, S ... snubber circuit,
Z ... DC / AC conversion circuit, X ... AC / DC conversion circuit, Y ... Reset current control circuit.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藪野 光平 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 中島 晋 埼玉県熊谷市三ヶ尻5200番地 日立金属株 式会社磁性材料研究所内 (72)発明者 武田 茂 埼玉県熊谷市三ヶ尻5200番地 日立金属株 式会社磁性材料研究所内 (56)参考文献 特開 昭60−31624（ＪＰ，Ａ) ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (72) Inventor Kohei Yabino 3-1-1, Sachimachi, Hitachi, Ibaraki Hitachi Ltd. Hitachi Research Laboratory (72) Inventor Shin Nakajima 5200, Mikkaji, Kumagaya, Saitama Hitachi Metals (72) Inventor, Shigeru Takeda 5200 Mikkajiri, Kumagaya City, Saitama Hitachi Metals Co., Ltd. (56) References JP-A-60-31624 (JP, A)

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】交流直流変換回路（Ｘ）と、リセット電流
制御回路（Ｙ）と、直流交流変換回路（Ｚ）とを有する
磁気制御形スイッチングレギュレータであって、 交流直流変換回路（Ｘ）は、主変圧器（Ｔ）と整流ダイ
オード（Ｄ21）と可飽和リアクトル（ＭL）と転流ダイ
オード（Ｄ22）とコンデンサ（Ｃ22）及び抵抗（Ｒ22）
の直列回路とチョークコイル（ＬF）と平滑コンデンサ
（ＣF）とスナバ回路（Ｓ）とを有し、整流ダイオード
（Ｄ21）と可飽和リアクトル（ＭL）が順に主変圧器
（Ｔ）の二次巻線（ｎ2）の負極端に接続され、転流ダ
イオード（Ｄ22）が整流ダイオード（Ｄ21）の出力端と
二次巻線（ｎ2）の正極端に接続され、コンデンサ（Ｃ
22）及び抵抗（Ｒ22）の直列回路が転流ダイオード（Ｄ
22）と並列に接続され、かつチョークコイル（ＬF）が
転流ダイオード（Ｄ22）の出力端に接続され、その出力
端と転流ダイオード（Ｄ22）の入力端には平滑コンデン
サ（ＣF）が接続され、スナバ回路（Ｓ）はコンデンサ
（Ｃ21）と抵抗（Ｒ21）の直列接続からなり、可飽和リ
アクトル（ＭL）の入力端と整流ダイオード（Ｄ21）の
出力端に並列に接続され、 直流交流変換回路（Ｚ）は、主スイッチ素子（ＱM）と
自励発信回路（Ｃ1）を有し、主スイッチ素子（ＱM）が
主変圧器（Ｔ）の一次巻線（ｎ1）に接続されて自励発
信回路（Ｃ1）により主スイッチ素子（ＱM）を所定の周
波数でオン、オフ動作し、一次巻線（ｎ1）に流す直流
電流を断続させ、 リセット電流制御回路（Ｙ）は、制御用スイッチ素子
（ＱR）とそのスイッチ素子をオンオフ動作させる制御
回路（Ｃ2）を有し、制御用スイッチ素子（ＱR）が可飽
和リアクトル（ＭL）及び整流ダイオード（Ｄ21）の接
続端とチョークコイル（ＬF）の出力端との間に接続さ
れ、制御回路（Ｃ2）によって制御用スイッチ素子
（ＱR）を動作させ、コンデンサ（ＣF）から制御用スイ
ッチ素子（ＱR）を介して可飽和リアクトル（ＭL）にリ
セット電流（Ｉr）を流して交流直流変換回路（Ｘ）の
直流出力電圧が一定値になるように制御する 磁気制御形スイッチングレギュレータ。1. A magnetically controlled switching regulator having an AC / DC converter circuit (X), a reset current control circuit (Y), and a DC / AC converter circuit (Z), wherein the AC / DC converter circuit (X) is , main transformer (T) and the rectifier diode (D 21) and a saturable reactor (M L) and the commutation diode (D 22) capacitor (C 22) and a resistor (R 22)
, A choke coil (L F ), a smoothing capacitor (C F ), a snubber circuit (S), and a rectifier diode (D 21 ) and a saturable reactor (M L ) in that order in the main transformer (T). It is the negative terminal connection of the secondary winding (n 2), the commutation diode (D 22) is connected to the positive terminal of the rectifier diode (D 21) of the output end and a secondary winding (n 2), a capacitor (C
22 ) and a resistor (R 22 ) series circuit is a commutation diode (D
22) and are connected in parallel, and a choke coil (L F) is connected to the output terminal of the commutating diode (D 22), the input end of the output terminal and the commutation diode (D 22) a smoothing capacitor (C F) is connected, the snubber circuit (S) comprises a series connection of a resistor and capacitor (C 21) (R 21) , the output end of the input terminal and the rectifier diode saturable reactors (M L) (D 21) Connected in parallel, the DC / AC conversion circuit (Z) has a main switching element (Q M ) and a self-excited oscillation circuit (C 1 ), and the main switching element (Q M ) is the primary of the main transformer (T). on winding is connected to the (n 1) self-oscillation circuit (C 1) by the main switching element (Q M) at a predetermined frequency, and oFF operation, interrupt the direct current flowing through the primary winding (n 1) The reset current control circuit (Y) includes a control switch element (Q R ) and its switch. A control circuit for on-off operation of the switch element (C 2), the connection end and the choke coil of the control switch device (Q R) is a saturable reactor (M L) and a rectifier diode (D 21) of (L F) is connected between the output terminal, the control circuit (C 2) to operate the control switch element (Q R) by a capacitor (C F) via a control switch element (Q R) from saturable reactors (M A magnetically controlled switching regulator that controls a DC output voltage of an AC / DC converter circuit (X) to a constant value by causing a reset current (I r ) to flow in L ).
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