JPH0664845B2 - マルチトラツクデイジタル信号再生装置のデ−タ検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、マルチトラックPCM記録再生装置等のマル
チトラックディジタル信号再生装置に関し、特に該再生
装置において量子化された再生データよりデータ検出タ
イミングを決定してテープ走行変動に追従したデータ検
出を行なうためのデータ検出装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第５図は従来のマルチトラックPCM記録再生装置の一例
を示すものであり、図において、１は磁気テープなどに
記録されている信号を電気信号に変換するためのマルチ
トラック再生ヘッド、２は第１トラックの再生信号を２
値の信号に変換する電磁変換系回路、２′〜2nは他の各
トラックごとに設けられている電磁変換系回路である。
また３〜10は各トラックごとに設けられている電磁変換
系回路の構成要素であり、３は微弱な電気信号を増巾す
る再生アンプ、４は再生特性において不足している高域
成分の信号を補償する波形等化回路、５は再生されたア
ナログ信号を２値のディジタル信号に変換するデータ検
出回路、６はテープ走行変動（ジッタ）に追従したクロ
ックを発生するPLL回路、７は再生データとPLLクロック
との位相差を求める位相比較回路、８は波形干渉等によ
る高域の位相変動ノイズを除去するローパスフィルタ、
９はローパスフィルタ８の出力によりテープ走行変動に
伴なった再生クロックを発生するVCOである。また10は
再生クロックに同期して再生データを出力するためのフ
リップフロップ回路である。

次に動作について説明する。磁気テープ媒体に記録され
ている信号は再生ヘッド１により電気信号に変換され
る。この再生された電気信号は通常数100μＶ〜数mVの
微弱なものであり、これが電磁変換系回路２に入力され
る。（なお以下に示す説明は２′〜2nまで同一であ
る。）入力された信号は再生アンプ３により1V程度の電
気信号にまで増巾されるが、この再生信号は再生ヘッド
のスペーシングロス等により高域の信号成分が損なわれ
ており、そのため、高域成分の信号において波形歪が生
じ、データの正確なゼロクロス伝送が行なわれない。こ
の不足した高域成分の信号を補償するのが波形等化回路
４であり、位相がリニアな状態で高域の周波数特性を補
償する。通常この回路にはトランスバーサルフィルタ回
路が用いられ、その回路構成としては例えば差動増巾器
とコンデンサ及びインダクタを用いたアクティブフィル
タを縦続接続したものがある。また遅延線やBBD（Bucke
t Brigade Device）などにより構成されることもある。
波形等化回路４により正確なディジタル信号のゼロクロ
ス情報が伝送され、これがゼロクロスコンパレータを主
回路としたデータ検出回路５により２値のディジタル信
号に変換される。このディジタル信号はテープ走行変動
（ジッタ）に伴なって時間軸方向に変動しており、その
ため、データの伝送を水晶発振等による基準クロックに
より行なうことは不可能である。PLL回路６は再生デー
タよりジッタに追従した再生クロックを発生する回路で
あり、再生データはこの再生クロックにより次段に伝送
されなければならない。10はそのためのフリップフロッ
プ回路であり、検出データは再生クロックにより同期が
取られた後、次段に伝送される。PLL回路６は再生デー
タと再生クロックとの位相差を求める位相比較器７と、
該位相比較器７より出力される信号から波形干渉等によ
る高域の位相変動ノイズを除去しジッタ成分のみを抽出
するローパスフィルタ８と、該ローパスフィルタ８より
入力される電気信号よりジッタに追従したクロックを発
生するVCO9の３回路による閉ループにて構成されてい
る。位相比較器７としては、排他的論理和回路やCRの充
放電により鋸歯状波を発生しMOSスイッチと差動増巾器
とを用いてこれをサンプルホールドして再生データと再
生クロックとの位相差を得る鋸波位相比較器等が用いら
れる。またローパスフィルタ８は、C,Rと差動増巾器に
て構成されるのが一般的である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のディジタル信号再生装置は以上のように構成され
ており、PLL回路を含め装置の大部分の回路にアナログ
回路が適用されているので、各トラックの再生データを
時分割多重してシリアル伝送することは困難であった。
また、IC化においても不利である。これはIC化を実現す
る場合、大容量のコンデンサやインダクタンスがICに内
蔵できず、周辺回路部品が多くなるなどの問題を生ずる
ためである。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、再生アンプ以後の回路をディジタルICにまと
めることが可能となり、周辺部品の削減が実現でき、し
かも単一の回路にて複数トラックのデータ検出が可能な
マルチトラックディジタル信号再生装置のデータ検出装
置を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るマルチトラックディジラル信号再生装置
のデータ検出装置は、ディジタル信号処理により入力サ
ンプリングデータよりジッタに追従したデータ検出位相
を検出する位相検出手段と、トラック毎の再生データを
伝送するためのチャンネルクロック及び前記サンプリン
グのためのサンプリングクロックを発生するクロック発
生器と、ディジタル信号処理により、データ検出位相が
所定範囲内より外れたとき該検出位相を所定範囲内に収
まる値となるよう前記位相検出手段を制御するとともに
チャンネルクロックのクロック周期及びデータ検出周期
を増減するよう前記クロック発生器を制御する位相クロ
ック制御手段と、入力サンプリングデータと前記位相ク
ロック制御手段からのデータ検出位相が入力されディジ
タル演算により前記チャンネルクロックに同期してデー
タ検出を行なうデータ検出回路とを設けたものである。

〔作用〕

この発明においては、再生データの検出に必要な位相情
報及び再生データがすべてディジタル信号処理により得
られるから、IC化を容易に達成でき、周辺部品の削減が
可能となり、しかも複数トラックの情報を時分割にて処
理できるから、単一回路にて複数トラックのデータ検出
が可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図について説明する。第１図は
本発明の一実施例によるマルチトラックディジタル信号
再生装置のデータ検出装置を示し、図において、11は量
子化されたｎトラック分の再生データを各トラックに対
し１データ分蓄積する第１のレジスタ回路、12は連続す
る２サンプル再生データよりディジタル演算により、そ
の時点において再生データを検出すべきデータ検出ポイ
ントに対してサンプリングが行なわれるサンプリングポ
イントがどの程度ずれているかを検出するサンプリング
ポイント位相検出回路、13は連続する２サンプル再生デ
ータよりディジタル演算により再生データのゼロクロス
ポイントを検出するゼロクロス検出回路、23は該ゼロク
ロス検出回路13により制御されるスイッチ、14はスイッ
チ23を介して入力されるサンプリングポイント位相を位
相変動方向に補償する補償回路、15はラッチ回路15a,15
b及びディジタル加算器15cからなりゼロクロス検出時以
外のタイミング時にサンプリングポイント位相を巡回さ
せるための第２のレジスタ回路、16は波形干渉などによ
る高域成分のサンプリングポイント位相変動ノイズを除
去するディジタルフィルタ回路、17,18,19,16a〜16cは
ディジタルフィルタ回路16の構成要素であり、17はその
ゲインを決定する乗算器、18はラッチ回路18a,18b及び
ディジタル加算器18cからなりｎトラック分のデータを
巡回させるための第３のレジスタ回路、19はその帯域を
決定する乗算器、16a〜16cはディジタル加算器である。
そして上記11〜16,23によりディジタル信号処理により
入力サンプリングデータよりジッタに追従したデータ検
出位相を検出する位相検出手段30が構成されている。

また20はディジタル回路により構成されデータ検出位相
を、データ検出同期Ｔを検出巾としてこれをｐ等分した
内にあるものとするためのデータ検出位相コントロール
回路、21はデータ検出位相コントロール回路20の出力に
より、データ伝送クロック、第２のレジスタ回路15と第
３のレジスタ回路18のラッチタイミングを決定するクロ
ック発生器であり、31は前記データ検出位相コントロー
ル回路20からなる位相クロック制御手段であり、データ
検出位相が所定範囲内に収まるように前記位相検出手段
30を制御するとともに再生データを伝送するためのデー
タ伝送クロック及びデータ検出周期を増減するようクロ
ック発生器21を制御するものである。

また22は第１のレジスタ回路11よりの連続する２サンプ
ル再生データとデータ検出位相によりディジタル演算に
てデータ伝送のクロックに検出を行なうデータ伝送クロ
ックに同期してデータ検出を行なうデータ検出回路であ
る。

第２図は本実施例回路に入力される、量子化された再生
データのうちの特定の１チャンネルを示す。

また第３図及び第４図は本実施例回路における各ポイン
トにおける位相情報と処理クロックの状態を示す。なお
第３図において、（ａ）〜（ｃ）は第１図におけるａ〜
ｃの個所の状態であり、第４図において、（ａ）〜
（ｆ）は第１図におけるｄ〜ｉの個所の状態を示す。

次に動作について説明する。各トラックのヘッドより再
生される微弱な再生出力は各トラックごとに設けられた
再生アンプにより1V程度の電気信号に増巾された後、マ
ルチプレクサにより各トラックの信号が時分割される。
その後、Ａ／Ｄ変換により量子化され、ディジタル信号
として各トラックの信号がシリアル状態により伝送され
る。さらにFIR（Finite Impulse Response）フィルタを
用いたディジタル信号処理により上記信号列の波形等化
を行なう手法がすでに特開昭59−92411号公報に述べら
れており、本実施例は上記手法により各トラックの再生
信号が時分割多重されシリアル状態となった再生データ
を２値のディジタルデータに変換するためのデータ検出
装置である。

第１のレジスタ回路11に入力される再生信号は、第１ト
ラックから第ｎトラックまでの再生信号がＡ／Ｄ変換器
にて周期Ｔ／ｎ毎に順次サンプリングされたものであ
り、FIRフィルタにてナイキストの第１基準を満足する
条件に波形等化されたｍビットの量子化信号であり、第
４図（ａ）に示すクロックにて伝送される。さらにこの
信号は第２図に示すごとく、任意のトラックの再生デー
タのゼロクロスポイントがサンプリングポイント間を直
線近似して与えられるものになっている。今、第１トラ
ックにおいて連続する２つの再生データにおける先の再
生データをS1,後の再生データをS2とする。この２つの
再生データS1,S2はデータ検出周期Ｔにてサンプリング
して得られたデータであり、そのサンプリングポイント
とデータ検出ポイントとの位相のずれは任意である。こ
のような条件のもとにおいて、第１のレジスタ回路11の
入力端にはS2の信号があり、出力端にはS1の信号があ
る。この信号S1,S2より信号S2のサンプリングポイント
がデータ検出ポイントに対してどの程度ずれているかを
検出するためにサンプリングポイント位相検出回路12が
設けられている。但し、データ検出ポイントとはデータ
検出周期をＴとし、それを360等分に標本化した場合、
その中央の位置であり、ここでの再生データが検出され
るべきものであって本発明においてはここを０゜とす
る。また第２図において信号S2がデータ検出ポイントよ
り左側に位置する場合は−位相であり、データ検出周期
Ｔ内の左端において−180゜となる。逆に右側に位置す
る場合は＋位相であり、該周期Ｔ内の右端において＋18
0゜となる。

第２図からも理解できるように、サンプリングポイント
位相が検出できるのは信号S1とS2とが互いに逆極性の時
のみであり、ゼロクロス検出回路13により、S1×S2＜０
の時のみ第１図に示したスイッチ23が−方向にスイッチ
ングされ新しい位相情報が補償回路14に出力される。こ
の時位相検出回路12により出力されるサンプリングポイ
ント位相φ（t2）は直線近似により（１）式にて与えら
れる。

このようにして得られたサンプリングポイント位相φ
（t2）は第３図（ａ）に示されるごとく−180゜＜φ（t
2）＜＋180゜となる。ここでもし、信号S1,S2より求め
たサンプリングポイント位相値に、波形干渉による等化
誤差や直線近似によるゼロクロスポイントの検出誤差の
無い場合は、この位相情報にてデータ伝送クロックを発
生することが可能となる。

ここで第３図に示されているように、サンプリングポイ
ント位相が−方向に推移し−180゜以上になる状態は、
テープスピードが定常より遅いためであり、−180゜に
おいては１データ検出分、再生データが増加したことに
なる。そのため、この条件のものは１再生データ検出
分、再生データを取り除くとともに、サンプリングポイ
ント位相を周期Ｔ内を360等分した内にあるものとする
ため、これに360゜を加算すればよい。逆に、サンプリ
ングポイント位相が＋方向に推移し＋180゜以上になる
状態は、テープスピードが定常より速いためであり、＋
180゜以上においては１データ検出分、再生データが消
滅することになる。そのため、この条件のものは１再生
データ周期内に２回のデータ検出を行なうとともに、先
ほどとは逆にサンプリングポイント位相値に−360゜を
加算すればよい。このように上記サンプリングポイント
位相値に誤差がない場合は必要に応じて上述のようにそ
の値を補正しかつクロックを増減することにより、直ち
にデータ伝送クロックを発生することができる。

しかし実現には、波形等化誤差や直線近似誤差により位
相変動ノイズが発生し、第３図（ａ）に示したような位
相検出出力となる（以後サンプリングポイント位相は位
相ａとして表現する。）。これらのノイズはジッタ成分
に比べて高い周波数成分であり、ディジタルフィルタ回
路16にてこれを除去することができる。本実施例に用い
たディジタルフィルタ回路16はIIR（Infinite Impulse
Respones）形フィルタであり、これは双一次変換法を用
いてその周波数特性を決定する各係数を求めたものであ
る。

一般に、このフィルタのカットオフ周波数は伝送クロッ
クとの比にて表現されることが多く、およそ伝送クロッ
クの周波数の１％程度に設定される。また本実施例にお
いては該ディジタルフィルタ回路16はゲイン１にて出力
する必要があり、ゲインを決定する乗算器17にはそのた
めの係数が与えられ、またその周波数特性は帯域を決定
する乗算器19に与える係数により決定される。

第３図のレジスタ回路18はディジタルフィルタ回路16に
入力されたデータを該フィルタ回路16内部で巡回させる
ためのものである。第３図（ｃ）に上記ディジタルフィ
ルタ回路16より出力される位相情報を示す。但しここで
はフィルタの帯域が伝送クロックの１％の場合を示して
いる。

なお、本実施例に用いているIIR形フィルタはCRフィル
タと同様にその出力に周波数成分により位相変動が生じ
る。そのため、比較的早いジッタ成分に対しては入力に
対して出力の位相が遅れている。つまり第３図の（ａ）
と（ｃ）とを比較した場合、位相データｃが−180゜の
近傍の値となるとき位相データａにはすでに＋180゜近
傍に分布しているものがある。そのため、位相データａ
をそのままディジタルフィルタに入力した場合、急激な
位相変動要因としてのノイズ要因になる。これを防止す
るために補償回路14と第２のレジスタ回路15とが設けら
れている。また第３図（ｃ）に示す位相が−180゜近傍
で、位相ａがすでに＋180゜近傍に分布しているのは、
位相ａが−180゜をこえてより−位相方向に進んだもの
にほかならない。よってサンプリングポイント位相検出
回路12により出力される位相ａはディジタルフィルタ回
路16より出力される位相ｃにより補償されるようになっ
ている。つまり、補償回路14には位相情報a,cが入力さ
れ、（２）式の条件にて補償された位相情報ｂが出力さ
れる。

さらにスイッチ23を介して新しい位相ａが入力されるの
は再生データがゼロクロスをする時のみであり、再生デ
ータ検出周期Ｔにてディジタルフィルタ処理がなされる
よう位相ｂを巡回させるために第２のレジスタ回路15が
設けられており、第４図（ｂ）のクロックｅにて伝送さ
れる。

以上の構成によりディジタルフィルタ回路16からはジッ
タによるサンプリングポイント位相変動のみが抽出され
る。

このようにして得られたサンプリングポイント位相はデ
ータ検出を行なうためのデータ検出位相として用いられ
る。このデータ検出位相は、上述のようにデータ検出周
期を360等分したとき、±180゜の範囲内に入る必要があ
る。この処理を行なうのがデータ検出位相コントロール
回路20である。

ここで第３図（ｃ）において、t1の状態はサンプリング
ポイント位相が−180゜以上の状態になった時である。
この状態は先ほども説明したようにテープスピードが遅
く、再生データをオーバサンプリングしているために生
じるものである。よってデータ検出位相コントロール回
路20はクロック発生器21に対して、第４図（ｃ）に示す
ごとく、データ検出を中止するクロックを発生するよう
働くとともに、第４図（ｄ）に示すように、第１トラッ
クのチャンネルクロックを局所的に2Tとする。この操作
はサンプリングポイント位相に対して位相を360゜進め
たことに対応しており、データ検出位相コントロール回
路20は位相ｃのサンプリングポイント位相に対して360
゜を加算させる操作を行なうとともに第2,第３のレジス
タ回路15,18に蓄積されているデータに対しても360゜を
加算させ、位相を進めたことに対する補償を行なう。

一方、t2の状態はサンプリングポイント位相が＋180゜
以上の状態になった時である。この状態は先ほど説明し
たように、テープスピードが速く、再生データレートに
対してサンプリングレートが低いために生じるものであ
る。よってデータ検出位相コントロール回路20はクロッ
ク発生器21に対して、第４図（ｃ）に示したごとく、デ
ータ検出を１サンプリング分補足すべくＴ／２周期のク
ロックを発生させるよう働くとともに、第４図（ｄ）に
示すように、第１トラックのチャンネルクロックを局所
的にＴ／２とするように働く。この操作はサンプリング
ポイント位相に対しては位相を360゜遅らせたことに対
応しており、データ検出位相コントロール回路20は位相
ｃのサンプリングポイント位相に対して−360゜を加算
させるとともに、第2,第３のレジスタ回路15,18に蓄積
されているデータに対しても−360゜を加算させ、位相
を遅らせたことに対する補償を行なわせる。その結果デ
ータ検出回路22に与えられるデータ検出位相は第４図
（ｃ）のタイミングにて（３）式にて与えられる。

以上の説明により、データ検出位相は±180゜の範囲内
にあり、波形干渉や直線近似による高域の位相変動ノイ
ズが除去され、ジッタのみに追従した情報が得られてい
ることが理解できる。

次にデータ検出回路22の動作について説明する。データ
検出回路22には信号S1,S2及びデータ検出位相の情報が
入力され、第４図（ｃ）に示したクロック発生器21より
出力されるデータ伝送クロックに同期してディジタル演
算により２値のディジタルデータが検出される。この演
算は信号S1,S2及びデータ検出位相より、データ検出ポ
イント（位相０゜のポイント）における再生出力レベル
を求めるものであり、該出力レベルは次式にて与えられ
る。

検出データ ＝S2−（（360゜−データ検出位相） ×（S2−S1））／360゜ （但しS1＜S2） ＝S2−（360゜−データ検出位相）／360゜ （但しS1＝S2） ＝S2＋（（360゜−データ検出位相） ×（S2−S1））／360゜ （但しS1＞S2） 上式による演算結果が正の場合を“1"とし、負の場合を
“0"とすることにより、２値のディジタルデータが検出
できる。

なお、以上の動作説明は第１トラックのみについて行な
ったが、第２トラックにおいては上記と全く同様の動作
がＴ／ｎ後に行なわれ、第４図（ｅ）に示したチャンネ
ルクロックが生成される。さらに、第ｎトラックにおい
ても上記と同様の動作が（ｎ−１）・Ｔ／ｎ後に行なわ
れ、第４図（ｆ）に示したチャンネルクロックが生成さ
れる。これは各トラックの位相情報を第１〜第３の各レ
ジスタ回路11,15,18にてｎトラック分保管することによ
り時分割多重を実現しているためである。なお、第４図
（ｅ）と（ｆ）は第２トラック及び第ｎトラックにおい
てデータ検出位相が±180゜以内に入っている時のクロ
ックを示す。

このように、本実施例によれば、量子化されて入力され
る再生データをディジタル信号処理手段のみによりデー
タ検出ができるように構成したので、波形等化回路を含
めたデータ検出までの電磁変換系をディジタルICによっ
てコンパクトなものにまとめることが可能となる。それ
に伴ないマルチトラックディジタル信号再生装置がコン
パクトなものとなり、部品点数が削減でき、しかもトラ
ック数の増加による回路規模の増加はレジスタ回路部の
みであり、単一の回路で複数トラックのデータを検出で
き、装置を安価に提供できる効果がある。

なお、上記実施例では（２）式にて位相ｂの状態を示し
たが、（４）式にてこれを近似することもでき、上記実
施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕 以上のように、この発明に係るマルチトラックディジタ
ル信号再生装置のデータ検出装置によれば、量子化され
て時分割にて入力される複数トラックの再生データをデ
ィジタル信号処理手段のみによりデータ検出ができるよ
う構成したので、波形等化回路を含めたデータ検出まで
の電磁変換系を単一の回路で構成でき、ディジタルICに
よってコンパクトなものにまとめることが可能となる効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるマルチトラックディ
ジタル信号再生装置のデータ検出装置のブロック図、第
２図は第１図の装置の入力信号状態を示す概念図、第３
図（ａ）〜（ｃ）及び第４図（ａ）〜（ｆ）は第１図の
各ブロックの出力信号図、第５図は従来のマルチトラッ
クディジタル信号再生装置のブロック図である。 図において、11は第１のレジスタ回路、12はサンプリン
グポイント位相検出回路、13はゼロクロス検出回路、14
は補償回路、15は第２のレジスタ回路、16はディジタル
フィルタ回路、18は第３のレジスタ回路、20はデータ検
出位相コントロール回路、21はクロック発生器、22はデ
ータ検出回路、30は位相検出手段、31は位相クロック制
御手段である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数本のトラックの各ヘッドより再生され
   る信号をＴ／ｎ（T:データ検出周期,n:トラック数）の
   周期にて第１トラックから第ｎトラックまで各々サンプ
   リングし、ｍビットに量子化したディジタルデータとし
   てシリアル伝送する手段を用いることにより、各トラッ
   クの信号を時分割多重にて伝送することが可能であるマ
   ルチトラックディジタル信号再生装置に適用されるデー
   タ検出装置であって、ディジタル信号処理により入力サ
   ンプリングデータよりジッタに追従したデータ検出位相
   を検出する位相検出手段と、トラック毎の再生データを
   伝送するためのチャンネルクロック及び前記サンプリン
   グのためのサンプリングクロックを発生するクロック発
   生器と、ディジタル回路により構成され前記データ検出
   位相が所定範囲より外れたときに該検出位相を該所定範
   囲に収めるよう前記位相検出手段を制御するとともに前
   記チャンネルクロック周期及び前記データ検出周期を増
   減するよう前記クロック発生器を制御する位相クロック
   制御手段と、前記入力サンプリングデータと前記データ
   検出位相とが入力されディジタル演算により前記データ
   検出周期に同期して２値の再生データを検出するデータ
   検出回路とを備えたことを特徴とするマルチトラックデ
   ィジタル信号再生装置のデータ検出装置。
2. 【請求項２】上記位相検出手段は、ｎトラック分のサン
   プリングデータを蓄積する第１のレジスタ回路と、該第
   １のレジスタ回路の接続され前記サンプリングか行なわ
   れるサンプリングポイントと、その時点における再生デ
   ータを検出すべきデータ検出ポイントとの位相差を前記
   データ検出周期Ｔを検出巾としてこれをｐ等分した内に
   ある位相差としてディジタル演算により求めるサンプリ
   ングポイント位相検出回路と、前記第１のレジスタ回路
   に接続され前記サンプリングデータのゼロクロスの有無
   をディジタル演算により検出するゼロクロス検出回路
   と、前記ゼロクロス検出時のみ前記サンプリングポイン
   ト位相検出回路からの新規な位相情報を入力してデータ
   検出位相との比較によりサンプリングポイント位相を位
   相変動方向に補償する補償回路と、上記ゼロクロス検出
   時以外に該補償されたｎトラック分のデータを巡回させ
   るための第２のレジスタ回路と、前記補償回路に接続さ
   れ高域成分のサンプリングポイント位相変動ノイズを除
   去してデータ検出位相を出力するディジタルフィルタ回
   路とを備えたものであることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載のマルチトラックディジタル信号再生装置
   のデータ検出装置。
3. 【請求項３】前記位相クロック制御手段は、前記データ
   検出位相が＋（ｐ／２）以上または−（ｐ／２）以下と
   なるトラックの検出位相に対しては該データ検出位相に
   −ｐまたは＋ｐを加算させるとともに、前記第２のレジ
   スタ回路の出力及び前記ディジタルフィルタ回路内でデ
   ータを巡回させるための第３のレジスタ回路の出力に−
   ｐまたは＋ｐを加算され、前記チャンネルクロック周
   期，及びデータ検出周期をデータ検出位相が＋（ｐ／
   ２）以上の場合はＴ／２となり、−（ｐ／２）以下の場
   合は2Tとなるようにコントロールするものであることを
   特徴とする特許請求の範囲第２項記載のマルチトラック
   ディジタル信号再生装置のデータ検出装置。