JPH0661874A - Linear transmission circuit - Google Patents
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- JPH0661874A JPH0661874A JP21698192A JP21698192A JPH0661874A JP H0661874 A JPH0661874 A JP H0661874A JP 21698192 A JP21698192 A JP 21698192A JP 21698192 A JP21698192 A JP 21698192A JP H0661874 A JPH0661874 A JP H0661874A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信機器などの
無線通信機器で用いられる送信回路に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a transmission circuit used in wireless communication equipment such as mobile communication equipment.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１６に従来の送信回路の構造を示す。
図１６において、１は利得可変回路、９は利得可変回路
制御端子、２は電力増幅器、３は分配器、４は包絡線検
波回路、４１はダイオード検波器、４２は固定負荷回
路、５は誤差増幅器、６は基準包絡線発生回路、７は高
周波信号入力端子、８は高周波信号出力端子である。2. Description of the Related Art FIG. 16 shows the structure of a conventional transmission circuit.
In FIG. 16, 1 is a variable gain circuit, 9 is a variable gain circuit control terminal, 2 is a power amplifier, 3 is a distributor, 4 is an envelope detection circuit, 41 is a diode detector, 42 is a fixed load circuit, and 5 is an error. An amplifier, 6 is a reference envelope generating circuit, 7 is a high frequency signal input terminal, and 8 is a high frequency signal output terminal.
【０００３】以上のように構成された送信回路について
以下にその動作について説明する。まず、高周波入力端
子７から入力された高周波信号は、利得可変回路１によ
り増幅または減衰され、さらに電力増幅器２により増幅
され、分配器３によって分岐される。分岐された信号の
うち、一方の信号は高周波信号出力端子８から出力さ
れ、他の一方の信号は包絡線検波回路４に入力される。
この入力された高周波信号は、ダイオード検波器４１で
検波され、入力高周波信号電力に比例した検波電流が、
固定抵抗器により構成される固定負荷回路４２に流れ、
送信包絡線信号電圧が発生する。一方、基準包絡線発生
回路６では、入力された高周波信号の変調波の包絡線に
等しい歪のない基準包絡線信号電圧が発生される。この
基準包絡線信号電圧と前述の送信包絡線信号電圧は、と
もに誤差増幅器５に供給され、それらの差電圧が増幅さ
れる。誤差増幅器５の出力電圧は利得可変回路制御端子
９に制御電圧として供給され、利得可変回路１の利得ま
たは減衰を制御する。このようにフィードバックループ
を構成して、基準包絡線発生回路６の出力に応じて、送
信出力を制御する（例えば、特願平２−２８２１２
０）。The operation of the transmission circuit configured as described above will be described below. First, the high frequency signal input from the high frequency input terminal 7 is amplified or attenuated by the variable gain circuit 1, further amplified by the power amplifier 2, and then branched by the distributor 3. One of the branched signals is output from the high frequency signal output terminal 8, and the other signal is input to the envelope detection circuit 4.
The input high frequency signal is detected by the diode detector 41, and a detection current proportional to the input high frequency signal power is
It flows to the fixed load circuit 42 composed of a fixed resistor,
A transmit envelope signal voltage is generated. On the other hand, the reference envelope generating circuit 6 generates a reference envelope signal voltage having no distortion, which is equal to the envelope of the modulated wave of the input high frequency signal. Both the reference envelope signal voltage and the above-mentioned transmission envelope signal voltage are supplied to the error amplifier 5, and the difference voltage between them is amplified. The output voltage of the error amplifier 5 is supplied to the variable gain circuit control terminal 9 as a control voltage to control the gain or attenuation of the variable gain circuit 1. The feedback loop is configured as described above, and the transmission output is controlled according to the output of the reference envelope generation circuit 6 (for example, Japanese Patent Application No. 2-28212).
0).
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では、電力増幅器２が飽和して、送信包絡線
信号電圧が歪んだ時に、この歪を含む送信包絡線信号電
圧と、歪みを含まない基準包絡線信号電圧との差電圧を
誤差増幅器５で検出し増幅した電圧を、利得可変回路１
の制御電圧として用いて、電力増幅器５が歪んだ部分だ
け利得が上がるように、利得可変回路１を制御して電力
増幅器５の線形性を補償する場合、一般的な利得可変回
路１は正電圧で利得が制御されるが、この制御電圧は、
誤差増幅器５の利得、及び送信包絡線信号電圧と基準包
絡線信号電圧との差の電圧とで決まる誤差増幅器５出力
がそのまま用いられる。しかし、誤差増幅器５の利得
は、ループの安定性を考慮すると、ある程度以上大きく
することはできないので、結局、送信包絡線信号電圧と
基準包絡線信号電圧との差電圧はある程度以上小さくで
きない。ここで、送信包絡線信号電圧をＶdaとし、基準
包絡線信号電圧をＶdbとし、誤差増幅器５の利得をＧと
し、利得可変回路１の制御電圧をＶgとすると、Ｖgは、
Ｖg＝Ｇ（Ｖdb−Ｖda）と表すことができ、Ｖda＝Ｖdb
−Ｖg／Ｇと変形することができる。ここで、ＶdaがＶd
bに近づけば近づくほど線形補償の効果が上がることに
なる。しかし、この構成では先ほど述べたように、誤差
増幅器５の利得Ｇを大きくできないので、線形補償の精
度には限界があるという課題がある。 本発明は、従来
のこのような課題を考慮し、電力増幅器の飽和による信
号の歪に対して、精度良く線形補償を行うことができる
線形送信回路を提供することを目的とするものである。However, in the above configuration, when the power amplifier 2 is saturated and the transmission envelope signal voltage is distorted, the transmission envelope signal voltage including this distortion and the distortion are included. The variable voltage which is detected by the error amplifier 5 and amplified by the error amplifier 5 is used as the gain variable circuit 1.
When the gain variable circuit 1 is controlled to compensate the linearity of the power amplifier 5 so that the gain is increased only in the distorted portion of the power amplifier 5 by using the gain variable circuit 1 as a control voltage, The gain is controlled by, but this control voltage is
The output of the error amplifier 5 which is determined by the gain of the error amplifier 5 and the voltage of the difference between the transmission envelope signal voltage and the reference envelope signal voltage is used as it is. However, the gain of the error amplifier 5 cannot be increased to a certain extent or more in consideration of the stability of the loop, so that the differential voltage between the transmission envelope signal voltage and the reference envelope signal voltage cannot be reduced to a certain extent or more. Here, when the transmission envelope signal voltage is Vda, the reference envelope signal voltage is Vdb, the gain of the error amplifier 5 is G, and the control voltage of the gain variable circuit 1 is Vg, Vg is
It can be expressed as Vg = G (Vdb-Vda), and Vda = Vdb
It can be modified to −Vg / G. Where Vda is Vd
The closer it is to b, the greater the effect of linear compensation. However, with this configuration, as described above, since the gain G of the error amplifier 5 cannot be increased, there is a problem that the accuracy of linear compensation is limited. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a linear transmission circuit capable of accurately performing linear compensation for signal distortion due to saturation of a power amplifier.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明は、入力された変
調信号のレベルを変更する信号変更手段と、その変更さ
れた変調信号を増幅する電力増幅手段と、その増幅され
た変調信号を出力する出力手段と、増幅された変調信号
を検波して包絡線信号電圧を得る包絡線検波手段と、入
力される変調信号の包絡線に実質上等しい基準包絡線信
号電圧を発生させる基準包絡線発生手段と、その基準包
絡線信号電圧と包絡線信号電圧とに基づき誤差電圧を出
力する誤差手段と、その誤差電圧を所定の規則に従い増
加させる増加手段とを備え、信号変更手段による変調信
号のレベルの変更は、増加手段の増加結果に応じて行わ
れる線形送信回路である。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides a signal changing means for changing the level of an input modulated signal, a power amplifying means for amplifying the changed modulated signal, and an output of the amplified modulated signal. Output means, envelope detection means for detecting the amplified modulation signal to obtain an envelope signal voltage, and reference envelope generation for generating a reference envelope signal voltage substantially equal to the envelope of the input modulation signal. Means, an error means for outputting an error voltage based on the reference envelope signal voltage and the envelope signal voltage, and an increasing means for increasing the error voltage according to a predetermined rule, and the level of the modulation signal by the signal changing means. Is a linear transmission circuit that is performed according to the increase result of the increasing means.
【０００６】[0006]
【作用】本発明は、基準包絡線発生手段が、入力される
変調信号の包絡線に実質上等しい基準包絡線信号電圧を
発生させ、包絡線検波手段が、電力増幅手段により増幅
された変調信号を検波して包絡線信号電圧を得、誤差手
段が、基準包絡線信号電圧と包絡線信号電圧とに基づき
誤差電圧を出力し、増加手段が、誤差電圧を所定の規則
に従い増加させ、信号変更手段が、増加手段の増加結果
に応じて入力された変調信号のレベルを変更する。According to the present invention, the reference envelope generating means generates the reference envelope signal voltage substantially equal to the envelope of the input modulation signal, and the envelope detecting means causes the modulation signal amplified by the power amplifying means. To obtain the envelope signal voltage, the error means outputs the error voltage based on the reference envelope signal voltage and the envelope signal voltage, and the increasing means increases the error voltage according to a predetermined rule to change the signal. The means changes the level of the input modulation signal according to the increase result of the increasing means.
【０００７】[0007]
【実施例】以下に、本発明をその実施例を示す図面に基
づいて説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings showing its embodiments.
【０００８】図１は、本発明にかかる第１の実施例の線
形送信回路のブロック図を示したものである。図１にお
いて、１１は線形送信回路、１１１は利得可変回路、１
１２は電力増幅器、１１３は分配器、１１４は包絡線検
波回路、１１４１はダイオード検波器、１１４２は接続
端子、１１４３は固定負荷回路、１１５は誤差増幅器、
１１６は基準包絡線発生回路、１１７は加算器、１１８
は利得可変回路制御端子、１２は高周波入力端子、１３
は送信出力端子、１４は直流電圧入力端子である。FIG. 1 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 11 is a linear transmission circuit, 111 is a variable gain circuit, 1
12 is a power amplifier, 113 is a divider, 114 is an envelope detection circuit, 1141 is a diode detector, 1142 is a connection terminal, 1143 is a fixed load circuit, 115 is an error amplifier,
116 is a reference envelope generating circuit, 117 is an adder, 118
Is a variable gain circuit control terminal, 12 is a high frequency input terminal, 13
Is a transmission output terminal, and 14 is a DC voltage input terminal.
【０００９】以上のように構成された第１の実施例の線
形送信回路１１において、以下その動作を図１を用いて
説明する。The operation of the linear transmission circuit 11 of the first embodiment configured as described above will be described below with reference to FIG.
【００１０】高周波入力端子１２から入力された高周波
信号は、利得可変回路１１１において、利得可変回路制
御端子１１８に入力される制御信号により、増幅または
減衰され、電力増幅器１１２によって増幅され、その増
幅された高周波信号は分配器１１３で送信出力とモニタ
出力とに分岐される。分岐されたモニタ出力は包絡線検
波回路１１４に入力され、ダイオード検波器１１４１に
より検波され、その検波電流は、接続端子１１４２を通
って、固定負荷回路１１４３に入力され、固定負荷回路
１１４３を構成する固定抵抗負荷の抵抗値に応じて送信
包絡線信号電圧Ｖdaが発生する。一方、基準包絡線発生
回路１１６では、入力された高周波信号の変調波の包絡
線に等しい歪のない基準包絡線信号電圧Ｖdbが発生され
る。基準包絡線信号電圧Ｖdbと送信包絡線信号電圧Ｖda
は、ともに誤差増幅器１１５に入力され、送信包絡線信
号電圧Ｖdaと基準包絡線信号電圧Ｖdbの誤差電圧を検出
増幅して出力電圧Ｖcを出力する。出力電圧Ｖcは加算器
１１７に入力され、又加算器１１７には外部から直流電
圧入力端子１４を通して所定の直流電圧Ｖeが入力さ
れ、それらが加算される。この加算器１１７により加算
された出力電圧Ｖg は、制御電圧として利得可変回路制
御端子１１８に入力され、利得可変回路１１１の利得ま
たは減衰を制御する。The high frequency signal input from the high frequency input terminal 12 is amplified or attenuated by the control signal input to the gain variable circuit control terminal 118 in the gain variable circuit 111, amplified by the power amplifier 112, and then amplified. The high frequency signal is branched by the distributor 113 into a transmission output and a monitor output. The branched monitor output is input to the envelope detection circuit 114 and detected by the diode detector 1141, and the detected current is input to the fixed load circuit 1143 through the connection terminal 1142 to form the fixed load circuit 1143. The transmission envelope signal voltage Vda is generated according to the resistance value of the fixed resistance load. On the other hand, the reference envelope generating circuit 116 generates a reference envelope signal voltage Vdb having no distortion, which is equal to the envelope of the modulated wave of the input high frequency signal. Reference envelope signal voltage Vdb and transmission envelope signal voltage Vda
Are both input to the error amplifier 115, detect and amplify the error voltage between the transmission envelope signal voltage Vda and the reference envelope signal voltage Vdb, and output the output voltage Vc. The output voltage Vc is input to the adder 117, and a predetermined DC voltage Ve is externally input to the adder 117 through the DC voltage input terminal 14 to add them. The output voltage Vg added by the adder 117 is input to the gain variable circuit control terminal 118 as a control voltage to control the gain or attenuation of the gain variable circuit 111.
【００１１】以上のように第１の実施例によれば、送信
包絡線信号電圧Ｖdaと基準包絡線信号電圧Ｖdbが一致す
るように、フィードバックループ制御することにより包
絡線に歪みのない送信出力信号が送信出力端子１３から
出力される。As described above, according to the first embodiment, feedback loop control is performed so that the transmission envelope signal voltage Vda and the reference envelope signal voltage Vdb match, so that the transmission output signal without distortion in the envelope. Is output from the transmission output terminal 13.
【００１２】また、電力増幅器１１２が飽和して利得が
足りなくなった時、その足りない利得分を、利得可変回
路１で補う線形補償をする場合、一般的な利得可変回路
は、正電圧で制御されるが、この送信回路は誤差増幅器
１１５と利得可変回路１１１との間に、加算器１１７を
備えているので、利得可変回路１１１の制御電圧とし
て、外部から入力された直流電圧Ｖeと誤差増幅器１１
５の出力電圧Ｖcとを加算した電圧を用いることができ
る。つまり、この加算される直流電圧分だけ誤差増幅器
１１５の出力電圧Ｖcを小さくすることができる。ここ
で、送信包絡線信号電圧をＶdaとし、基準包絡線信号電
圧をＶdbとし、誤差増幅器１１５の利得をＧとし、加算
器１１７に外部から入力する直流電圧をＶeとし、利得
可変回路１１１の制御電圧をＶgとすると、Ｖgは、Ｖg
＝Ｇ（Ｖdb−Ｖda）＋Ｖeと表すことができ、Ｖda＝Ｖd
b−（Ｖg−Ｖe）／Ｇと変形することができる。ここ
で、ＶdaがＶdbに近づけば近づくほど線形補償の効果が
上がることになるが、本発明では、誤差増幅器１１５の
出力電圧 Ｇ（Ｖdb−Ｖda） に加算器１１７により直流
電圧Ｖeを加えているので、ＶdaとＶdbの差を表す項
を、直流電圧Ｖeを加えていない場合のＶdaとＶdbの差
を表すＶg／Ｇの項に比べて、Ｖe／Ｇの分だけ小さくす
ることができ、（Ｖg−Ｖe）／Ｇとすることができる。
これにより、ＶdaとＶdbの差を、従来よりも小さくする
ことができ、結局、線形補償の精度を従来よりも上げる
ことが可能となるのである。Further, when the power amplifier 112 is saturated and the gain becomes insufficient, in the case where the gain compensation circuit 1 compensates for the insufficient gain by linear compensation, a general gain variation circuit is controlled by a positive voltage. However, since this transmission circuit is provided with the adder 117 between the error amplifier 115 and the gain variable circuit 111, the DC voltage Ve inputted from the outside and the error amplifier are used as the control voltage of the gain variable circuit 111. 11
A voltage obtained by adding the output voltage Vc of 5 can be used. That is, the output voltage Vc of the error amplifier 115 can be reduced by the added DC voltage. Here, the transmission envelope signal voltage is Vda, the reference envelope signal voltage is Vdb, the gain of the error amplifier 115 is G, the DC voltage externally input to the adder 117 is Ve, and the gain variable circuit 111 is controlled. If the voltage is Vg, Vg is Vg
= G (Vdb-Vda) + Ve, where Vda = Vd
It can be transformed into b- (Vg-Ve) / G. Here, as Vda approaches Vdb, the effect of linear compensation increases, but in the present invention, the DC voltage Ve is added to the output voltage G (Vdb-Vda) of the error amplifier 115 by the adder 117. Therefore, the term representing the difference between Vda and Vdb can be made smaller by Ve / G than the term representing Vg / G representing the difference between Vda and Vdb when the DC voltage Ve is not added, ( Vg-Ve) / G.
As a result, the difference between Vda and Vdb can be made smaller than before, and in the end, the accuracy of linear compensation can be made higher than before.
【００１３】さらに、この方式では、完全なフィードバ
ックループ制御を行っているため、たとえ使用している
素子にばらつきがあっても、安定な制御が構成される。Further, in this method, since complete feedback loop control is performed, stable control is configured even if there are variations in the elements used.
【００１４】次に、本発明の第２の実施例について、図
面を参照しながら説明する。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１５】図２は、本発明にかかる第２の実施例の線
形送信回路のブロック図を示したものである。FIG. 2 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the second embodiment of the present invention.
【００１６】尚、図２において、図１における機器およ
び、回路素子などと同一ないし、均等のものは上記実施
例と同一符号を用いて示し、重複した説明は省略する。
本実施例では、包絡線検波回路１１４に可変高周波アッ
テネータ１１４４及び、可変高周波アッテネータ制御端
子１１４５が附加されている。In FIG. 2, components which are the same as or equivalent to the devices and circuit elements shown in FIG. 1 are designated by the same reference numerals as those used in the above-mentioned embodiment, and duplicate explanations are omitted.
In this embodiment, a variable high frequency attenuator 1144 and a variable high frequency attenuator control terminal 1145 are added to the envelope detection circuit 114.
【００１７】以上のように、構成された第２の実施例の
線形送信回路において、以下その動作を図２を用いて説
明する。The operation of the linear transmission circuit of the second embodiment having the above configuration will be described below with reference to FIG.
【００１８】電力増幅器１１２より出力された高周波信
号は、分配器１１３で、送信出力とモニタ出力とに分岐
され、分岐されたモニタ出力は、包絡線検波回路１１４
に入力される。包絡線検波回路１１４では、モニタ出力
が可変高周波アッテネータ１１４４で減衰され、ダイオ
ード検波器１１４１で検波される。ここで可変高周波ア
ッテネータ１１４４の減衰量は、可変高周波アッテネー
タ制御端子１１４５に入力される制御信号により可変で
あり、モニタ出力と検波出力の関係は、可変高周波アッ
テネータ１１４４の減衰量により、変化させることがで
きる。その後の誤差増幅器１１５以降の動作は第１の実
施例と同様である。The high frequency signal output from the power amplifier 112 is branched into a transmission output and a monitor output by the distributor 113, and the branched monitor output is envelope detection circuit 114.
Entered in. In the envelope detection circuit 114, the monitor output is attenuated by the variable high frequency attenuator 1144 and detected by the diode detector 1141. Here, the attenuation amount of the variable high frequency attenuator 1144 is variable by the control signal input to the variable high frequency attenuator control terminal 1145, and the relationship between the monitor output and the detection output can be changed by the attenuation amount of the variable high frequency attenuator 1144. it can. The subsequent operation after the error amplifier 115 is the same as that of the first embodiment.
【００１９】これにより、ある決められた範囲の送信包
絡線信号電圧に対する分配器モニタ出力電力のダイナミ
ックレンジが広がる。This extends the dynamic range of the distributor monitor output power for a certain range of transmit envelope signal voltages.
【００２０】次に、本発明の第３の実施例について図面
を参照しながら説明する。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００２１】図３は、本発明にかかる第３の実施例にお
ける線形送信回路のブロック図を示したものである。FIG. 3 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the third embodiment of the present invention.
【００２２】尚、図３において、図１又は図２における
機器および回路素子などと同一ないし、均等のものは上
記実施例と同一符号を用いて示し、重複した説明を省略
する。本実施例では、包絡線検波回路１１４のダイオー
ド検波器１１４１の後に、可変負荷回路１１４６及び可
変負荷回路制御端子１１４７が附加されている。In FIG. 3, the same or equivalent components and circuit elements as in FIG. 1 or FIG. 2 are designated by the same reference numerals as those used in the above-mentioned embodiment, and the duplicated description will be omitted. In this embodiment, a variable load circuit 1146 and a variable load circuit control terminal 1147 are added after the diode detector 1141 of the envelope detection circuit 114.
【００２３】以上のように、構成された第３の実施例の
線形送信回路において、以下その動作を図３を用いて説
明する。The operation of the linear transmission circuit of the third embodiment having the above configuration will be described below with reference to FIG.
【００２４】電力増幅器１１２より出力された高周波信
号は、分配器１１３で送信出力とモニタ出力とに分岐さ
れ、分岐されたモニタ出力は、包絡線検波回路１１４に
入力される。包絡線検波回路１１４では、モニタ出力が
可変高周波アッテネータ１１４４で減衰され、ダイオー
ド検波器１１４１で検波され、この検波電流は、接続端
子１１４２を通って可変負荷回路１１４６に入力され、
可変負荷回路１１４６を構成する負荷抵抗値に応じて送
信包絡線信号電圧Ｖdaが発生する。ここで可変高周波ア
ッテネータ１１４４の減衰量は、上記実施例と同様可変
高周波アッテネータ制御端子１１４５に入力された制御
信号によって可変であり、又可変負荷回路１１４６を構
成する抵抗負荷の抵抗値は、可変負荷回路制御端子１１
４７に入力された制御信号により可変である。これによ
り、モニタ出力と送信包絡線信号電圧の関係は、可変高
周波アッテネータ１１４４の減衰量と可変負荷回路１１
４６の抵抗負荷の抵抗値の種類によって変化させること
ができる。この場合の特性を図４に示す。The high frequency signal output from the power amplifier 112 is branched into a transmission output and a monitor output by the distributor 113, and the branched monitor output is input to the envelope detection circuit 114. In the envelope detection circuit 114, the monitor output is attenuated by the variable high frequency attenuator 1144 and detected by the diode detector 1141. The detection current is input to the variable load circuit 1146 through the connection terminal 1142,
The transmission envelope signal voltage Vda is generated according to the load resistance value forming the variable load circuit 1146. Here, the amount of attenuation of the variable high frequency attenuator 1144 is variable by the control signal input to the variable high frequency attenuator control terminal 1145 as in the above embodiment, and the resistance value of the resistive load forming the variable load circuit 1146 is the variable load. Circuit control terminal 11
It is variable by the control signal input to 47. Accordingly, the relationship between the monitor output and the transmission envelope signal voltage is determined by the attenuation amount of the variable high frequency attenuator 1144 and the variable load circuit 11.
It can be changed according to the type of resistance value of the resistive load 46. The characteristics in this case are shown in FIG.
【００２５】図４において横軸は分配器１１３によって
分岐され、包絡線検波回路１１４に入力されるモニタ出
力、縦軸は包絡線検波回路１１４の出力である送信包絡
線信号電圧、曲線４１、４２、４３は、包絡線検波回路
１１４の特性であり、可変高周波アッテネータ１１４４
の減衰量が少ない時で、それぞれ可変負荷回路１１４６
の抵抗値が大、中、小の場合を示し、曲線４４、４５、
４６は、可変高周波アッテネータ１１４４の減衰量が多
いときで、それぞれ可変負荷回路１１４の抵抗値が大、
中、小の場合を示している。図４に示すように、ある送
信包絡線信号電圧範囲ΔＶに対して、可変高周波アッテ
ネータ１１４４の減衰量が少ない時、負荷抵抗値大の時
ΔＰ1 、中の時ΔＰ2 、小の時ΔＰ3 となり、又可変高
周波アッテネータ１１４４の減衰量が多い時、負荷抵抗
値大の時ΔＰ4 、中の時ΔＰ5 、小の時ΔＰ6となるの
で、総合検波特性として、分配器モニタ出力範囲ΔＰ7
が拡大されていることは明かである。又、その後の誤差
増幅器１１５以降の動作は第１の実施例と同様である。In FIG. 4, the horizontal axis is a monitor output which is branched by the distributor 113 and is input to the envelope detection circuit 114, and the vertical axis is the transmission envelope signal voltage which is the output of the envelope detection circuit 114, and the curves 41 and 42. , 43 are characteristics of the envelope detection circuit 114, and the variable high-frequency attenuator 1144.
Of the variable load circuit 1146 when the
Shows the case where the resistance value of is large, medium, and small, and the curves 44, 45,
46 indicates when the amount of attenuation of the variable high frequency attenuator 1144 is large, and the resistance value of the variable load circuit 114 is large,
The case of medium and small is shown. As shown in FIG. 4, for a certain transmission envelope signal voltage range ΔV, when the attenuation amount of the variable high-frequency attenuator 1144 is small, when the load resistance value is large ΔP 1 , when it is medium ΔP 2 , and when it is small ΔP 3 In addition, when the variable high frequency attenuator 1144 has a large amount of attenuation, when the load resistance value is large ΔP 4 , when it is medium ΔP 5 , and when it is small ΔP 6 , the distributor detection output range ΔP 7 is shown as the total detection characteristic.
Is clearly expanded. The subsequent operation after the error amplifier 115 is similar to that of the first embodiment.
【００２６】次に本発明の第４の実施例について図面を
参照しながら説明する。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００２７】図５は、本発明にかかる第４の実施例の線
形送信回路の包絡線検波回路のブロック図を示したもの
である。FIG. 5 is a block diagram of an envelope detection circuit of a linear transmission circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
【００２８】図５において、５１は線形送信回路の包絡
線検波回路、５２はダイオード検波器入力端子、５３は
検波電圧出力端子、１１４２は接続端子、１１４１はダ
イオード検波器、１１４６は可変負荷回路、５７はダイ
オード検波器バイアス入力端子、５５１はバイアスコイ
ル、５５２は検波用ダイオード、５５３はＤＣブロック
用コンデンサ、１１４７１、１１４７２は可変抵抗制御
入力端子、５５４、５５５、５５６、５６５は高周波接
地用コンデンサ、５６１、５６２、５６３、５６４、５
６８、５６９、５７１、５７２は固定抵抗、５６６、５
６７は可変負荷回路オンオフ制御用トランジスタであ
る。In FIG. 5, reference numeral 51 is an envelope detection circuit of a linear transmission circuit, 52 is a diode detector input terminal, 53 is a detection voltage output terminal, 1142 is a connection terminal, 1141 is a diode detector, and 1146 is a variable load circuit. 57 is a diode detector bias input terminal, 551 is a bias coil, 552 is a detection diode, 553 is a DC block capacitor, 11471 and 11472 are variable resistance control input terminals, 554, 555, 556 and 565 are high frequency grounding capacitors, 561, 562, 563, 564, 5
68, 569, 571, 572 are fixed resistors, 566, 5
67 is a variable load circuit on / off control transistor.
【００２９】以上のように構成された第４の実施例の線
形送信回路の包絡線検波回路において、その動作を図５
を用いて説明する。The operation of the envelope detection circuit of the linear transmission circuit of the fourth embodiment constructed as described above is shown in FIG.
Will be explained.
【００３０】ダイオード検波器入力端子５２より入力し
た高周波信号はダイオード検波器１１４１で検波され、
入力電圧に比例した検波電流Ｉd が接続端子１１４２に
発生する。ここでトランジスタ５６６、５６７が非導通
状態のとき、検波電流Ｉd は可変負荷回路１１４６に流
れ、検波電圧出力端子５３には可変負荷回路１１４６に
流れ込む電流値と固定抵抗５６１、５６２の抵抗値に応
じて検波電圧が発生する。The high frequency signal input from the diode detector input terminal 52 is detected by the diode detector 1141.
A detection current Id proportional to the input voltage is generated at the connection terminal 1142. Here, when the transistors 566 and 567 are in the non-conducting state, the detection current Id flows to the variable load circuit 1146, and the detection voltage output terminal 53 is responsive to the current value flowing to the variable load circuit 1146 and the resistance values of the fixed resistors 561 and 562. And a detection voltage is generated.
【００３１】また、可変負荷回路制御端子１１４７１に
電流を流して、トランジスタ５６６を導通状態にし、一
方、可変負荷回路制御端子１１４７２に電流を流さず、
トランジスタ５６７を非導通状態にした場合、検波電圧
出力端子５３には可変負荷回路１１４６に流れ込む電流
値と固定抵抗５６１、５６２、５６３の抵抗値に応じて
検波電圧が発生する。A current is supplied to the variable load circuit control terminal 11471 to turn on the transistor 566, while a current is not supplied to the variable load circuit control terminal 11472.
When the transistor 567 is turned off, a detection voltage is generated at the detection voltage output terminal 53 according to the current value flowing into the variable load circuit 1146 and the resistance values of the fixed resistors 561, 562, 563.
【００３２】また、可変負荷回路制御端子１１４７２に
電流を流して、トランジスタ５６７を導通状態にし、一
方、可変負荷回路制御端子１１４７１に電流を流さず、
トランジスタ５６６を非導通状態にした場合、検波電圧
出力端子５３には可変負荷回路１１４６に流れ込む電流
値と固定抵抗５６１、５６２、５６４の抵抗値に応じて
検波電圧が発生する。Further, a current is supplied to the variable load circuit control terminal 11472 to turn on the transistor 567, while a current is not supplied to the variable load circuit control terminal 11471.
When the transistor 566 is turned off, a detection voltage is generated at the detection voltage output terminal 53 according to the current value flowing into the variable load circuit 1146 and the resistance values of the fixed resistors 561, 562, 564.
【００３３】また、可変負荷回路制御端子１１４７１及
び、１１４７２にともに電流を流してトランジスタ５６
６、５６７をともに導通状態にした場合、検波出力端子
５３には可変負荷回路１１４６に流れ込む電流値と固定
抵抗５６１、５６２、５６３、５６４の抵抗値に応じて
検波電圧が発生する。すなわち抵抗オンオフトランジス
タ５６６、５６７をオンオフさせることにより、可変負
荷回路１１４６の中の固定抵抗を選択して、検波電圧出
力端子５３に発生する電圧を任意に変化させることがで
きるのでダイオード検波器入力電力が変化しても検波電
圧が大きく変化しないように抑えることができる。ま
た、ダイオード検波器１１４１はダイオード検波器バイ
アス入力端子５７を有しており、このダイオード検波器
バイアス入力端子５７に外部よりバイアス電圧を加える
ことによりダイオード検波器１１４１の検波用ダイオー
ド５５２にバイアス電流が流れる。このバイアス電流を
流すことにより高周波入力端子５２より入力される高周
波電力が小さい場合にも、より大きな検波電圧を発生さ
せることができるようになる。又、その後の誤差増幅器
１１５以降の動作は第１の実施例と同様である。Further, a current is passed through both the variable load circuit control terminals 11471 and 11472 to cause the transistor 56 to pass.
When both 6 and 567 are made conductive, a detection voltage is generated at the detection output terminal 53 according to the current value flowing into the variable load circuit 1146 and the resistance values of the fixed resistors 561, 562, 563 and 564. That is, by turning on / off the resistance on / off transistors 566 and 567, the fixed resistance in the variable load circuit 1146 can be selected and the voltage generated at the detection voltage output terminal 53 can be arbitrarily changed. Can be suppressed so that the detected voltage does not change significantly even when is changed. Further, the diode detector 1141 has a diode detector bias input terminal 57, and by applying a bias voltage to the diode detector bias input terminal 57 from the outside, a bias current is applied to the detection diode 552 of the diode detector 1141. Flowing. By flowing this bias current, a larger detection voltage can be generated even when the high frequency power input from the high frequency input terminal 52 is small. The subsequent operation after the error amplifier 115 is similar to that of the first embodiment.
【００３４】次に本発明の第５の実施例について図面を
参照しながら説明する。Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００３５】図６は、本発明の第５の実施例における線
形送信回路のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
【００３６】図６において、図３における機器および回
路素子などと同一ないし均等のものは第３の実施例と同
一符号を用いて示し、重複した説明を省略する。In FIG. 6, the same or equivalent devices and circuit elements as in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals as those in the third embodiment, and the duplicate description will be omitted.
【００３７】本実施例では、包絡線検波回路１１４にお
いて、高周波増幅器１１４８が附加されている。In this embodiment, a high frequency amplifier 1148 is added to the envelope detection circuit 114.
【００３８】以上のように構成された第５の実施例の線
形送信回路について、以下その動作を図６を用いて説明
する。The operation of the linear transmission circuit of the fifth embodiment constructed as above will be described below with reference to FIG.
【００３９】電力増幅器１１２より出力された高周波信
号は、分配器１１３で送信出力とモニタ出力とに分岐さ
れ、分岐されたモニタ出力は、包絡線検波回路１１４に
入力される。包絡線検波回路１１４では、モニタ出力が
可変高周波アッテネータ１１４４で減衰され、高周波増
幅器１１４８で増幅され、ダイオード検波器１１４１で
検波される。この検波電流は、接続端子１１４２を通っ
て可変負荷回路１１４６に入力され、可変負荷回路１１
４６を構成する負荷抵抗値に応じて送信包絡線信号電圧
Ｖdaが発生する。ここで可変高周波アッテネータ１１４
４の減衰量は、可変高周波アッテネータ制御端子１１４
５に入力された制御信号によって可変であり、可変負荷
回路１１４６を構成する抵抗負荷の抵抗値は可変負荷回
路制御端子１１４７に入力された制御信号により可変で
ある。これによりモニタ出力と送信包絡線信号電圧の関
係は可変高周波アッテネータ１１４４の減衰量と可変負
荷回路１１４６を構成する抵抗負荷の抵抗値の種類によ
って変化させることができる。また、可変高周波アッテ
ネータ１１４４と、ダイオード検波器１１４１の間に高
周波増幅器１１４８を接続しているので、分配器のモニ
タ出力が小さい場合にも対応できるようにしている。
又、その後の誤差増幅器１１５以降の動作は第１の実施
例と同様である。The high frequency signal output from the power amplifier 112 is branched into a transmission output and a monitor output by the distributor 113, and the branched monitor output is input to the envelope detection circuit 114. In the envelope detection circuit 114, the monitor output is attenuated by the variable high frequency attenuator 1144, amplified by the high frequency amplifier 1148, and detected by the diode detector 1141. This detected current is input to the variable load circuit 1146 through the connection terminal 1142 and the variable load circuit 11
The transmission envelope signal voltage Vda is generated in accordance with the load resistance value forming 46. Variable high frequency attenuator 114
The attenuation amount of 4 is variable high frequency attenuator control terminal 114
5 is variable by the control signal input to the variable load circuit 5, and the resistance value of the resistive load forming the variable load circuit 1146 is variable by the control signal input to the variable load circuit control terminal 1147. As a result, the relationship between the monitor output and the transmission envelope signal voltage can be changed depending on the attenuation amount of the variable high frequency attenuator 1144 and the resistance value of the resistance load forming the variable load circuit 1146. Further, since the high frequency amplifier 1148 is connected between the variable high frequency attenuator 1144 and the diode detector 1141, it is possible to cope with the case where the monitor output of the distributor is small.
The subsequent operation after the error amplifier 115 is similar to that of the first embodiment.
【００４０】次に本発明の第６の実施例について図面を
参照しながら説明する。Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００４１】図７は、本発明にかかる第６の実施例の線
形送信回路のブロック図である。尚、図７において、図
６における機器、および、回路素子などと同一ないし均
等のものは、前記と同一符号を用いて示し、重複した説
明は省略する。本実施例では、ダイオード検波器１１４
１にダイオード検波器バイアス入力端子５７が附加され
ている。FIG. 7 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the sixth embodiment of the present invention. In FIG. 7, components that are the same as or equivalent to the devices and circuit elements in FIG. 6 are denoted by the same symbols as those used above, and redundant description will be omitted. In this embodiment, the diode detector 114
1, a diode detector bias input terminal 57 is added.
【００４２】以上のように構成された第６の実施例の線
形送信回路において、その動作を図７、図８を用いて説
明する。The operation of the linear transmission circuit of the sixth embodiment configured as above will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
【００４３】ダイオード検波器１１４１はダイオード検
波器バイアス入力端子５７を有しており、このダイオー
ド検波器バイアス入力端子５７に外部からバイアス電圧
を加えることにより、ダイオード検波器１１４１の検波
用ダイオードにバイアス電流が流れる。このバイアス電
流を流すことにより、分配器モニタ出力が小さい場合に
もより大きな検波電圧が発生するようになる。この特性
を図８に示す。The diode detector 1141 has a diode detector bias input terminal 57, and by applying a bias voltage from the outside to this diode detector bias input terminal 57, a bias current is applied to the detection diode of the diode detector 1141. Flows. By flowing this bias current, a larger detection voltage is generated even when the distributor monitor output is small. This characteristic is shown in FIG.
【００４４】図８において、横軸は分配器モニタ出力、
縦軸は包絡線検波回路１１４の出力である送信包絡線信
号電圧、曲線８１、８２、８３は本発明の包絡線検波回
路１１４の特性で、可変高周波アッテネータ１１４４の
減衰量が少ない時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵抗値が
大、中、小の場合を示し、曲線８４、８５、８６は、可
変高周波アッテネータ１１４４の減衰量が多い時で、そ
れぞれ可変負荷抵抗の抵抗値が大、中、小の場合を示し
ている。In FIG. 8, the horizontal axis is the distributor monitor output,
The vertical axis represents the transmission envelope signal voltage that is the output of the envelope detection circuit 114, and the curves 81, 82, and 83 represent the characteristics of the envelope detection circuit 114 of the present invention, respectively, when the attenuation amount of the variable high-frequency attenuator 1144 is small. The resistance values of the variable load resistor are large, medium, and small. Curves 84, 85, and 86 indicate that the variable high frequency attenuator 1144 has a large amount of attenuation and the variable load resistor has large, medium, and small resistance values, respectively. Shows the case.
【００４５】図８に示すように、ある送信包絡線信号電
圧範囲ΔＶに対して可変高周波アッテネータ１１４４の
減衰量が少ない時、可変負荷回路１１４６の抵抗負荷の
抵抗値が大のときの分配器モニタ出力ΔＰ1 、抵抗負荷
の抵抗値が中のときの分配器モニタ出力ΔＰ2 、抵抗負
荷の抵抗値が小のときの分配器モニタ出力ΔＰ3 、可変
高周波アッテネータ減衰量が多い時、可変負荷回路１１
４６の抵抗負荷の抵抗値が大のときの分配器モニタ出力
ΔＰ4 、抵抗負荷の抵抗値が中のときの分配器モニタ出
力ΔＰ5 、抵抗負荷の抵抗値が小のときの分配器モニタ
出力ΔＰ6 が、ダイオードにバイアス電流を流すことに
より拡大されており、また、これにしたがって、ある送
信包絡線信号電圧範囲ΔＶに対して、分配器モニタ出力
ΔＰ1 、ΔＰ2 、ΔＰ3 、ΔＰ4 、ΔＰ5 、ΔＰ6 のそ
れぞれが拡大されていることにより、ダイオードにバイ
アス電流を流さない場合に比べ、総合検波特性として、
分配器モニタ出力ΔＰ7 が拡大されていることは明らか
である。又、その後の誤差増幅器１１５以降の動作は第
１の実施例と同様である。As shown in FIG. 8, the distributor monitor when the variable high-frequency attenuator 1144 has a small amount of attenuation for a certain transmission envelope signal voltage range ΔV and the resistance value of the resistance load of the variable load circuit 1146 is large. Output ΔP 1 , distributor monitor output ΔP 2 when the resistance value of the resistance load is medium, distributor monitor output ΔP 3 when the resistance value of the resistance load is small, and variable load circuit when the variable high frequency attenuator attenuation is large 11
Distributor monitor output ΔP 4 when the resistance value of the resistive load of 46 is large, distributor monitor output ΔP 5 when the resistance value of the resistive load is medium, and distributor monitor output when the resistance value of the resistive load is small ΔP 6 is enlarged by passing a bias current through the diode, and accordingly, for a certain transmission envelope signal voltage range ΔV, the distributor monitor outputs ΔP 1 , ΔP 2 , ΔP 3 , ΔP 4 , ΔP 5 , and ΔP 6 are expanded, the total detection characteristics are as compared with the case where no bias current is applied to the diode.
It is clear that the distributor monitor output ΔP 7 has been expanded. The subsequent operation after the error amplifier 115 is similar to that of the first embodiment.
【００４６】次に本発明の第７の実施例について図面を
参照しながら説明する。Next, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００４７】図９は、本発明にかかる第７の実施例の線
形送信回路のブロック図である。FIG. 9 is a block diagram of a linear transmission circuit of the seventh embodiment according to the present invention.
【００４８】尚、図９において、図７における機器、お
よび、回路素子などと同一ないし均等のものは、前記と
同一符号を用いて示し、重複した説明は省略する。本実
施例では、基準包絡線発生回路１１６は、無歪包絡線発
生回路１１６１と、検波特性補償回路１１６２から構成
されている。In FIG. 9, components that are the same as or equivalent to the devices and circuit elements shown in FIG. 7 are designated by the same reference numerals as those used above, and a duplicate description will be omitted. In the present embodiment, the reference envelope generation circuit 116 is composed of a distortion-free envelope generation circuit 1161 and a detection characteristic compensation circuit 1162.
【００４９】以上のように構成された第７の実施例の線
形送信回路において以下その動作を図９を用いて説明す
る。The operation of the linear transmission circuit of the seventh embodiment constructed as above will be described below with reference to FIG.
【００５０】無歪包絡線発生回路１１６１から発生した
無歪包絡線信号電圧は、検波特性補償回路１１６２に入
力され、ここで包絡線検波回路１１４の非線形性が補償
され基準包絡線信号電圧として出力される。そして、包
絡線検波回路１１４の出力である送信包絡線信号電圧と
基準包絡線信号電圧は、誤差増幅器１１５に入力され、
送信包絡線信号電圧と、基準包絡線信号電圧は誤差増幅
器１１５で互いの非線形性が打ち消される。これにより
線形補償の精度が向上することになる。又、その後の誤
差増幅器１１５以降の動作は第１の実施例と同様であ
る。The distortion-free envelope signal voltage generated from the distortion-free envelope generation circuit 1161 is input to the detection characteristic compensation circuit 1162, where the non-linearity of the envelope detection circuit 114 is compensated and output as the reference envelope signal voltage. To be done. Then, the transmission envelope signal voltage and the reference envelope signal voltage, which are the outputs of the envelope detection circuit 114, are input to the error amplifier 115,
The error envelope 115 cancels out the non-linearity of the transmission envelope signal voltage and the reference envelope signal voltage. This improves the accuracy of linear compensation. The subsequent operation after the error amplifier 115 is similar to that of the first embodiment.
【００５１】次に本発明の第８の実施例について図面を
参照しながら説明する。Next, an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００５２】図１０は、本発明にかかる第８の実施例の
線形送信回路のブロック図であり、図１１は、そのタイ
ミングチャートを示したものである。FIG. 10 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the eighth embodiment of the present invention, and FIG. 11 is a timing chart thereof.
【００５３】尚、図１０において、図９における機器、
および、回路素子などと同一ないし均等のものは、上記
実施例と同一符号を用いて示し、重複した説明は省略す
る。本実施例では、基準包絡線発生回路１１６に、送信
バースト制御信号入力端子１１６３及び乗算器１１６４
が附加されている。図１１のタイミングチャートには送
信バースト平均電力波形１１０１および送信バースト制
御信号入力端子１１６３に加えられる送信バースト制御
信号１１０２、送信バーストの立ち上がり区間１１０
３、送信バーストの立ち下がり区間１１０４が示されて
いる。In FIG. 10, the equipment in FIG.
Also, the same or equivalent elements as the circuit elements and the like are denoted by the same reference numerals as those in the above-mentioned embodiment, and the duplicated description will be omitted. In this embodiment, the reference envelope generating circuit 116 includes a transmission burst control signal input terminal 1163 and a multiplier 1164.
Has been added. In the timing chart of FIG. 11, the transmission burst average power waveform 1101, the transmission burst control signal 1102 applied to the transmission burst control signal input terminal 1163, and the rising section 110 of the transmission burst.
3, the falling section 1104 of the transmission burst is shown.
【００５４】以上のように構成された第８の実施例の線
形送信回路について、以下その動作を図１０、図１１を
用いて説明する。The operation of the linear transmission circuit of the eighth embodiment having the above configuration will be described below with reference to FIGS. 10 and 11.
【００５５】送信バースト制御信号１１０１は送信バー
ストの立ち上がり区間１１０３で滑らかなカーブ（たと
えばレイズドコサインカーブ）で立ち上がり、送信バー
ストの立ち下がり区間１１０４で滑らかなカーブ（たと
えばレイズドコサインカーブ）で立ち下がるようにす
る。送信バースト制御信号入力端子１１６３から入力さ
れた送信バースト制御信号１１０２と無歪包絡線発生回
路１１６１から出力された無歪包絡線信号電圧Ｖdcとが
乗算器１１６４によってかけあわされ、その信号電圧Ｖ
dbbが検波特性補償回路１１６２に入力される。この検
波特性補償回路１１６２の出力である基準包絡線信号電
圧Ｖdbは、誤差増幅器１１５の一方の基準入力となり、
フィードバックループが働くので、送信出力信号は、そ
の信号バースト平均電力波形１１０１の立ち上がりと立
ち下がりが滑らかなバースト状の波形となる。The transmission burst control signal 1101 rises in a smooth curve (for example, raised cosine curve) in the rising section 1103 of the transmission burst and falls in a smooth curve (for example, raised cosine curve) in the falling section 1104 of the transmission burst. To do. The transmission burst control signal 1102 input from the transmission burst control signal input terminal 1163 and the distortion-free envelope signal voltage Vdc output from the distortion-free envelope generation circuit 1161 are multiplied by the multiplier 1164, and the signal voltage V
dbb is input to the detection characteristic compensation circuit 1162. The reference envelope signal voltage Vdb output from the detection characteristic compensation circuit 1162 serves as one reference input of the error amplifier 115,
Since the feedback loop operates, the transmission output signal has a burst-like waveform in which the rising and falling edges of the signal burst average power waveform 1101 are smooth.
【００５６】以上のようにこの実施例によれば上記の構
成により立ち上がり立ち下がりの滑らかなバースト状の
送信出力信号を得ることができバースト信号の立ち上が
り立ち下がりの影響による周波数領域での不要な広がり
を抑えることができる。又、その後の誤差増幅器１１５
以降の動作は基本的には第１の実施例と同様である。As described above, according to this embodiment, a burst-like transmission output signal having a smooth rise and fall can be obtained by the above configuration, and unnecessary spread in the frequency domain due to the influence of the rise and fall of the burst signal. Can be suppressed. In addition, the error amplifier 115 after that
The subsequent operation is basically the same as that of the first embodiment.
【００５７】次に本発明の第９の実施例について図面を
参照しながら説明する。Next, a ninth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００５８】図１２は、本発明の第９の実施例における
線形送信回路のブロック図であり、図１３は、そのタイ
ミングチャートを示すものである。FIG. 12 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the ninth embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a timing chart thereof.
【００５９】尚、図１２において、図１０における機
器、および、回路素子などと同一ないし均等のものは、
上記実施例と同一符号を用いて示し、重複した説明は省
略する。本実施例では、利得可変回路１１１の入力側に
前置利得可変回路１１９と前置利得可変回路制御端子１
２１が附加されている。又、図１３のタイミングチャー
トには送信バースト平均電力波形１１０１、送信バース
ト制御信号入力端子１１６３に加えられる送信バースト
制御信号１１０２、前置利得可変回路バースト状制御電
圧１１０５、送信バーストの立ち上がり区間１１０３、
送信バーストの立ち下がり区間１１０４が示されてい
る。Note that, in FIG. 12, the same or equivalent devices and circuit elements as in FIG.
The same reference numerals as those in the above-described embodiment are used for the description, and the duplicated description will be omitted. In this embodiment, the pre-gain variable circuit 119 and the pre-gain variable circuit control terminal 1 are provided on the input side of the gain variable circuit 111.
21 is added. Further, the timing chart of FIG. 13 shows a transmission burst average power waveform 1101, a transmission burst control signal 1102 applied to a transmission burst control signal input terminal 1163, a pre-gain variable circuit burst control voltage 1105, a transmission burst rising section 1103,
The falling section 1104 of the transmission burst is shown.
【００６０】以上のように構成された第９の実施例の線
形送信回路について、以下にその動作を図１２、図１３
を用いて説明する。The operation of the linear transmission circuit of the ninth embodiment configured as described above will be described below with reference to FIGS. 12 and 13.
Will be explained.
【００６１】高周波入力端子１２から入力された高周波
信号は前置利得可変回路１１９と利得可変回路１１１に
よって増幅または減衰され、電力増幅器１１２によって
増幅され、分配器１１３で送信出力とモニタ出力に分岐
され、分岐されたモニタ出力は包絡線検波回路１１４に
入力される。包絡線検波回路１１４では、モニタ出力が
可変高周波アッテネータ１１４４で減衰され、高周波増
幅器１１４８で増幅されてダイオード検波器１１４１に
入力される。ダイオード検波器１１４１の検波電流は接
続端子１１４２を通って可変負荷回路１１４６に入力さ
れ、可変負荷抵抗の抵抗値に応じて送信包絡線信号電圧
Ｖdaが発生する。一方、無歪包絡線発生回路１１６１か
ら発生した無歪包絡線信号電圧Ｖdcと、送信バースト制
御信号入力端子１１６３に入力された送信バースト制御
信号１１０２とが乗算器１１６４によってかけあわさ
れ、その信号Ｖdbbが、検波特性補償回路１１６２を通
り、基準包絡線発生回路１１６の出力である基準包絡線
信号電圧Ｖdbとなる。それら送信包絡線信号電圧Ｖdaと
基準包絡線信号電圧Ｖdbが誤差増幅器１１５に入力さ
れ、誤差増幅器１１５により誤差信号電圧Ｖcが出力さ
れる。誤差信号電圧Ｖcは、直流電圧入力端子１４から
入力された直流電圧Ｖe とともに、加算器１１７に入力
され加算される。この加算器１１７の出力電圧Ｖgは、
制御電圧として利得可変回路制御端子１１８に入力さ
れ、利得可変回路１１１の利得または減衰を制御するこ
とができる。The high frequency signal input from the high frequency input terminal 12 is amplified or attenuated by the pre-gain variable circuit 119 and the gain variable circuit 111, amplified by the power amplifier 112, and branched by the distributor 113 into a transmission output and a monitor output. The branched monitor output is input to the envelope detection circuit 114. In the envelope detection circuit 114, the monitor output is attenuated by the variable high frequency attenuator 1144, amplified by the high frequency amplifier 1148, and input to the diode detector 1141. The detection current of the diode detector 1141 is input to the variable load circuit 1146 through the connection terminal 1142, and the transmission envelope signal voltage Vda is generated according to the resistance value of the variable load resistor. On the other hand, the distortion-free envelope signal voltage Vdc generated from the distortion-free envelope generation circuit 1161 and the transmission burst control signal 1102 input to the transmission burst control signal input terminal 1163 are multiplied by the multiplier 1164, and the signal Vdbb is obtained. After passing through the detection characteristic compensation circuit 1162, it becomes the reference envelope signal voltage Vdb which is the output of the reference envelope generation circuit 116. The transmission envelope signal voltage Vda and the reference envelope signal voltage Vdb are input to the error amplifier 115, and the error amplifier 115 outputs the error signal voltage Vc. The error signal voltage Vc is input to the adder 117 and added together with the DC voltage Ve input from the DC voltage input terminal 14. The output voltage Vg of the adder 117 is
It is input to the variable gain circuit control terminal 118 as a control voltage, and the gain or attenuation of the variable gain circuit 111 can be controlled.
【００６２】送信バースト制御信号１１０２と前置利得
可変回路バースト状制御電圧１１０５は、送信バースト
の立ち上がり区間１１０３で滑らかなカーブ（たとえば
レイズドコサインカーブ）で立ち上がり、送信バースト
の立ち下がり区間１１０４で滑らかなカーブ（たとえば
レイズドコサインカーブ）で立ち下がるようにする。送
信バースト制御信号入力端子１１６３から入力された送
信バースト制御信号１１０２と無歪包絡線発生回路１１
６１により発生された無歪包絡線信号電圧Ｖdcとが乗算
器１１６４によってかけあわされ、その信号電圧Ｖdbb
が、検波特性補償回路１１６２を通り、基準包絡線発生
回路１１６の出力信号である基準包絡線信号電圧Ｖdbと
して誤差増幅器１１５の一方の基準入力となりフィード
バックループが働く。一方、前置利得可変回路制御端子
１２１よりバースト状前置利得可変回路制御電圧を入力
すると、送信出力信号は、送信バーストの平均電力波形
１１０１の立ち上がり、立ち下がりが滑らかなバースト
状の波形となり、且つ、無歪包絡線信号発生回路１１６
１によって発生された無歪包絡線信号電圧Ｖdcと送信バ
ースト制御信号入力端子１１６３に入力された送信バー
スト制御信号１１０２とが乗算器１１６４によってかけ
あわされ、その信号Ｖdbb を検波特性補償回路１１６２
を通すことによってつくられる基準包絡線信号電圧Ｖdb
を誤差増幅器１１５に入力することだけにより、送信出
力をバースト制御する場合と比べて、さらにダイナミッ
クレンジが広くなる。The transmission burst control signal 1102 and the pre-gain variable circuit burst-shaped control voltage 1105 rise in a smooth curve (for example, raised cosine curve) in the rising section 1103 of the transmission burst and smooth in the falling section 1104 of the transmission burst. Make it fall on a curve (for example, raised cosine curve). The transmission burst control signal 1102 input from the transmission burst control signal input terminal 1163 and the distortion-free envelope generation circuit 11
The distortion-free envelope signal voltage Vdc generated by 61 is multiplied by the multiplier 1164, and the signal voltage Vdbb
However, it passes through the detection characteristic compensating circuit 1162 and serves as one reference input of the error amplifier 115 as the reference envelope signal voltage Vdb which is the output signal of the reference envelope generating circuit 116, and the feedback loop operates. On the other hand, when a burst pre-gain variable circuit control voltage is input from the pre-gain variable circuit control terminal 121, the transmission output signal has a burst-like waveform in which the average power waveform 1101 of the transmission burst rises and falls smoothly. In addition, the distortion-free envelope signal generation circuit 116
The distortion-free envelope signal voltage Vdc generated by 1 and the transmission burst control signal 1102 input to the transmission burst control signal input terminal 1163 are multiplied by the multiplier 1164, and the signal Vdbb is detected by the detection characteristic compensation circuit 1162.
Reference envelope signal voltage Vdb created by passing through
Is input to the error amplifier 115, the dynamic range becomes wider than in the case where the transmission output is burst-controlled.
【００６３】以上のようにこの実施例によれば上記の構
成により、ダイナミックレンジが広く、且つ、立ち上が
り立ち下がりの滑らかなバースト状の送信出力信号を得
ることができる。As described above, according to this embodiment, with the above configuration, it is possible to obtain a burst-like transmission output signal having a wide dynamic range and a smooth rise and fall.
【００６４】次に本発明の第１０の実施例について図面
を参照しながら説明する。Next, a tenth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００６５】図１４は、本発明にかかる第１０の実施例
の線形送信回路のブロック図であり、図１５は、そのタ
イミングチャートを示すものである。FIG. 14 is a block diagram of a linear transmission circuit according to the tenth embodiment of the present invention, and FIG. 15 is a timing chart thereof.
【００６６】尚、図１４において、図１２における機
器、および、回路素子などと同一ないし均等のものは、
上記実施例と同一符号を用いて示し、重複した説明は省
略する。本実施例では、電力増幅器１１２に電力増幅器
電源電圧入力端子１２２が附加されている。図１５のタ
イミングチャートは送信バースト平均電力波形１１０
１、送信バースト制御信号入力端子１１０５に加えられ
る送信バースト制御信号１１０２、前置利得可変回路バ
ースト状制御電圧１１０５、電力増幅器制御バースト状
電源電圧波形１１０６、送信バーストの立ち上がり区間
１１０３、送信バーストの立ち下がり区間１１０４が示
されている。Incidentally, in FIG. 14, the same or equivalent devices and circuit elements as in FIG.
The same reference numerals as those in the above-described embodiment are used for the description, and the duplicated description will be omitted. In this embodiment, the power amplifier 112 is provided with a power amplifier power supply voltage input terminal 122. The timing chart of FIG. 15 shows a transmission burst average power waveform 110.
1, a transmission burst control signal 1102 applied to the transmission burst control signal input terminal 1105, a pre-gain variable circuit burst control voltage 1105, a power amplifier control burst power supply voltage waveform 1106, a transmission burst rising period 1103, a transmission burst rising A falling section 1104 is shown.
【００６７】以上のように構成された第１０の実施例の
線形送信回路について、以下にその動作を図１４、図１
５を用いて説明する。送信バースト制御信号１１０２及
び前置利得可変回路バースト状制御電圧１１０５を送信
バーストの立ち上がり区間１１０３で滑らかなカーブ
（たとえばレイズドコサインカーブ）で立ち上がり、送
信バーストの立ち下がり区間１１０４で滑らかなカーブ
（たとえばレイズドコサインカーブ）で立ち下がるよう
にし、電力増幅器制御バースト状電源電圧波形１１０６
は送信バーストの立ち上がり区間１１０３で立ち上が
り、送信バーストの立ち下がり区間１１０４で立ち下が
るようにする。そして、送信バースト制御信号１１０２
を送信バースト制御信号入力端子１１６３から入力し、
前置利得可変回路バースト状制御電圧１１０５を前置利
得可変回路制御端子１２１に入力し、電力増幅器制御バ
ースト状電源電圧波形１１０６を電力増幅器電源電圧入
力端子１２２に入力すると、送信出力信号は、立ち上が
り立ち下がりが滑らかなバースト状になり、無歪包絡線
発生回路１１６１により発生された無歪包絡線信号電圧
Ｖdcと送信バースト制御信号入力端子１１６３に入力さ
れた送信バースト制御信号１１０２とが乗算器１１６４
によってかけあわされ、その信号Ｖdbb を検波特性補償
回路１１６２を通すことによってつくられる基準包絡線
信号電圧Ｖdbと、前置可変利得回路バースト状制御電圧
１１０５とだけを入力して送信出力をバースト制御する
場合に比べて、さらにダイナミックレンジが広がる。The operation of the linear transmission circuit of the tenth embodiment constructed as above will be described below with reference to FIGS.
This will be described using 5. The transmission burst control signal 1102 and the pre-gain variable circuit burst-like control voltage 1105 rise in a smooth curve (for example, raised cosine curve) in the rising section 1103 of the transmission burst and in a smooth curve (for example, raised curve) in the falling section 1104 of the transmission burst. Power amplifier control burst-like power supply voltage waveform 1106
Is set to rise in the rising section 1103 of the transmission burst and fall in the falling section 1104 of the transmission burst. Then, the transmission burst control signal 1102
From the transmission burst control signal input terminal 1163,
When the pre-gain variable circuit burst-shaped control voltage 1105 is input to the pre-gain variable circuit control terminal 121 and the power amplifier control burst-shaped power supply voltage waveform 1106 is input to the power amplifier power supply voltage input terminal 122, the transmission output signal rises. The falling edge becomes a smooth burst, and the distortion-free envelope signal voltage Vdc generated by the distortion-free envelope generation circuit 1161 and the transmission burst control signal 1102 input to the transmission burst control signal input terminal 1163 are multiplied by a multiplier 1164.
When the transmission output is burst controlled by inputting only the reference envelope signal voltage Vdb created by passing the signal Vdbb through the detection characteristic compensation circuit 1162 and the pre-variable gain circuit burst control voltage 1105. Wider dynamic range than the.
【００６８】また、電力増幅器１１２をバースト状電源
電圧波形１１０６で制御させることにより不要な電力消
費も抑えることができる。Further, by controlling the power amplifier 112 with the burst-shaped power supply voltage waveform 1106, unnecessary power consumption can be suppressed.
【００６９】以上のようにこの実施例によれば上記の構
成により、立ち上がり立ち下がりが滑らかなバースト状
で、しかもダイナミックレンジの広い送信出力信号を得
ることができ、且つ、不要な電力消費も抑えることがで
きる。As described above, according to this embodiment, with the above configuration, it is possible to obtain a burst output having a smooth rise and fall and a wide dynamic range, and suppress unnecessary power consumption. be able to.
【００７０】なお、第９及び第１０の実施例では、利得
可変回路１１１の前段に前置利得可変回路１１９を接続
したが、これに代えて、利得可変回路１１１の直後に前
置利得可変回路１１９と同様の機能を有する利得可変回
路を接続してもよい。In the ninth and tenth embodiments, the pre-gain variable circuit 119 is connected to the front stage of the gain variable circuit 111, but instead of this, the pre-gain variable circuit 119 is provided immediately after the gain variable circuit 111. A variable gain circuit having the same function as 119 may be connected.
【００７１】また、上記実施例では、いずれにおいても
増加手段に加算器１１７を用いたが、これに限らず、利
得可変回路１１１による線形補償を精度良く行えれば他
の方法により誤差増幅器１１５の出力電圧を増加するよ
うに構成してもよい。Although the adder 117 is used as the increasing means in any of the above embodiments, the invention is not limited to this, and if the gain variable circuit 111 can perform the linear compensation with high accuracy, the error amplifier 115 can be operated by another method. It may be configured to increase the output voltage.
【００７２】[0072]
【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、誤差電圧を所定の規則に従い増加させる増加手
段と、その増加結果に応じて変調信号のレベルを変更す
る信号変更手段とを備えているので、電力増幅器の飽和
による信号の歪に対して、精度良く線形補償を行うこと
ができるという長所を有する。As is apparent from the above description, the present invention comprises the increasing means for increasing the error voltage according to the predetermined rule and the signal changing means for changing the level of the modulation signal according to the increase result. Therefore, there is an advantage in that linear compensation can be accurately performed with respect to signal distortion due to saturation of the power amplifier.
【図１】本発明にかかる第１の実施例の線形送信回路の
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明にかかる第２の実施例の線形送信回路の
ブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明にかかる第３の実施例の線形送信回路の
ブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a third embodiment of the present invention.
【図４】第３の実施例の線形送信回路における包絡線検
波回路の特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram of an envelope detection circuit in the linear transmission circuit of the third embodiment.
【図５】本発明にかかる第４の実施例の線形送信回路に
用いる包絡線検波回路のブロック図である。FIG. 5 is a block diagram of an envelope detection circuit used in a linear transmission circuit according to a fourth example of the present invention.
【図６】本発明にかかる第５の実施例の線形送信回路の
ブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a fifth exemplary embodiment of the present invention.
【図７】本発明にかかる第６の実施例の線形送信回路の
ブロック図である。FIG. 7 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a sixth embodiment of the present invention.
【図８】第６の実施例の線形送信回路における包絡線検
波回路の特性図である。FIG. 8 is a characteristic diagram of an envelope detection circuit in the linear transmission circuit of the sixth embodiment.
【図９】本発明にかかる第７の実施例の線形送信回路の
ブロック図である。FIG. 9 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a seventh embodiment of the present invention.
【図１０】本発明にかかる第８の実施例の線形送信回路
のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a linear transmission circuit according to an eighth embodiment of the present invention.
【図１１】第８の実施例における線形送信回路のタイミ
ングチャートである。FIG. 11 is a timing chart of the linear transmission circuit according to the eighth embodiment.
【図１２】本発明にかかる第９の実施例の線形送信回路
のブロック図である。FIG. 12 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a ninth exemplary embodiment of the present invention.
【図１３】第９の実施例における線形送信回路のタイミ
ングチャートである。FIG. 13 is a timing chart of the linear transmission circuit according to the ninth embodiment.
【図１４】本発明にかかる第１０の実施例の線形送信回
路のブロック図である。FIG. 14 is a block diagram of a linear transmission circuit according to a tenth embodiment of the present invention.
【図１５】第１０の実施例の線形送信回路のタイミング
チャートである。FIG. 15 is a timing chart of the linear transmission circuit according to the tenth embodiment.
【図１６】従来の送信回路のブロック図である。FIG. 16 is a block diagram of a conventional transmission circuit.
１１ 線形送信回路 １２ 高周波入力端子 １３ 送信出力端子 １４ 直流電圧入力端子 １１１ 利得可変回路（信号変更手段） １１２ 電力増幅器（電力増幅手段） １１３ 分配器（出力手段） １１４ 包絡線検波回路（包絡線検波手段） １１５ 誤差増幅器（誤差手段） １１６ 基準包絡線発生回路（基準包絡線発生手段） １１７ 加算器（増加手段） １１９ 前置利得可変回路 １１４３ 固定負荷回路（抵抗負荷回路） １１４４ 可変高周波アッテネータ １１４６ 可変負荷回路（抵抗負荷回路） １１６１ 無歪包絡線発生回路 １１６２ 検波特性補償回路 １１６３ 送信バースト制御信号入力端子 Reference Signs List 11 linear transmission circuit 12 high frequency input terminal 13 transmission output terminal 14 direct current voltage input terminal 111 variable gain circuit (signal changing means) 112 power amplifier (power amplification means) 113 distributor (output means) 114 envelope detection circuit (envelope detection circuit) Means) 115 error amplifier (error means) 116 reference envelope generating circuit (reference envelope generating means) 117 adder (increase means) 119 pre-gain variable circuit 1143 fixed load circuit (resistive load circuit) 1144 variable high frequency attenuator 1146 variable Load circuit (resistive load circuit) 1161 Distortion-free envelope generation circuit 1162 Detection characteristic compensation circuit 1163 Transmission burst control signal input terminal
Claims (8)
信号変更手段と、その変更された変調信号を増幅する電
力増幅手段と、その増幅された変調信号を出力する出力
手段と、前記増幅された変調信号を検波して包絡線信号
電圧を得る包絡線検波手段と、前記入力される変調信号
の包絡線に実質上等しい基準包絡線信号電圧を発生させ
る基準包絡線発生手段と、その基準包絡線信号電圧と前
記包絡線信号電圧とに基づき誤差電圧を出力する誤差手
段と、その誤差電圧を所定の規則に従い増加させる増加
手段とを備え、前記信号変更手段による前記変調信号の
レベルの変更は、前記増加手段の増加結果に応じて行わ
れることを特徴とする線形送信回路。1. A signal changing means for changing the level of an inputted modulated signal, a power amplifying means for amplifying the changed modulated signal, an output means for outputting the amplified modulated signal, and the amplified means. Envelope detecting means for detecting the modulated signal to obtain an envelope signal voltage, reference envelope generating means for generating a reference envelope signal voltage substantially equal to the envelope of the input modulated signal, and the reference envelope. An error unit that outputs an error voltage based on a line signal voltage and the envelope signal voltage, and an increasing unit that increases the error voltage according to a predetermined rule, and the signal changing unit changes the level of the modulation signal. A linear transmission circuit, which is performed according to an increase result of the increasing means.
信号を外部制御信号に応じて減衰する可変高周波アッテ
ネータを有することを特徴とする請求項１記載の線形送
信回路。2. The linear transmission circuit according to claim 1, wherein the envelope detection means has a variable high frequency attenuator that attenuates the amplified modulation signal according to an external control signal.
を得るための抵抗負荷回路を有することを特徴とする請
求項１又は２記載の線形送信回路。3. The linear transmission circuit according to claim 1, wherein the envelope detection means has a resistance load circuit for obtaining the envelope signal voltage.
抗値を変更できることを特徴とする請求項３記載の線形
送信回路。4. The linear transmission circuit according to claim 3, wherein the resistance load circuit can change the resistance value by an external control signal.
線信号電圧を発生する無歪包絡線発生回路と、前記無歪
包絡線信号電圧に対して前記包絡線検波手段の非線形性
を補償して基準包絡線信号電圧を出力する検波特性補償
回路とを有することを特徴とする請求項１、２、３又は
４記載の線形送信回路。5. The reference envelope generating means compensates for the non-distortion envelope generating circuit for generating a distortion-free envelope signal voltage and the non-linearity of the envelope detecting means with respect to the non-distortion envelope signal voltage. 5. The linear transmission circuit according to claim 1, further comprising a detection characteristic compensation circuit that outputs a reference envelope signal voltage.
号出力に対応した立ち上がり、および立ち下がりの滑ら
かな送信オンオフ信号が考慮されたものであることを特
徴とする請求項１、２、３、４又は５記載の線形送信回
路。6. The reference envelope signal voltage is one in which a transmission on / off signal having a smooth rising and falling corresponding to a transmission burst signal output is taken into consideration. 4. The linear transmission circuit according to 4 or 5.
力側に、前記送信バースト信号出力に対応した立ち上が
り、立ち下がりの滑らかな送信オンオフ信号により利得
が制御される利得可変回路を備えたことを特徴とする請
求項６記載の線形送信回路。7. A variable gain circuit, the gain of which is controlled by a smooth transmission on / off signal of rising and falling corresponding to the output of the transmission burst signal, is provided on the input side or the output side of the signal changing means. 7. The linear transmission circuit according to claim 6.
出力に対応した送信オンオフ信号によって、電源電圧の
スイッチングが行われることを特徴とする請求項６又は
７記載の線形送信回路。8. The linear transmission circuit according to claim 6, wherein the power amplification means switches the power supply voltage by a transmission on / off signal corresponding to the transmission burst signal output.
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|---|---|---|---|
| JP4216981A JP2981953B2 (en) | 1992-08-14 | 1992-08-14 | Linear transmission circuit |
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005539448A (en) * | 2002-09-17 | 2005-12-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Maintaining RF amplifier linearity |
| KR101373769B1 (en) * | 2011-02-15 | 2014-03-14 | 성균관대학교산학협력단 | Apparatus and method for high efficiency variable power transmission |
| JP2014207570A (en) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | Power control circuit and temperature compensation method |
-
1992
- 1992-08-14 JP JP4216981A patent/JP2981953B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US9225176B2 (en) | 2011-02-15 | 2015-12-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for high efficiency variable power transmission |
| US9787105B2 (en) | 2011-02-15 | 2017-10-10 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for high efficiency variable power transmission |
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