JPH0652843B2 - 分波器 - Google Patents
分波器Info
- Publication number
- JPH0652843B2 JPH0652843B2 JP62215047A JP21504787A JPH0652843B2 JP H0652843 B2 JPH0652843 B2 JP H0652843B2 JP 62215047 A JP62215047 A JP 62215047A JP 21504787 A JP21504787 A JP 21504787A JP H0652843 B2 JPH0652843 B2 JP H0652843B2
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- filter
- frequency
- terminal
- input
- inductor
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、無線機等に搭載され、異なった周波数の信号
を周波数に応じて分離又は合成するための分波器に関す
るものである。
を周波数に応じて分離又は合成するための分波器に関す
るものである。
（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、例えば、本願出
願人によって、既に出願された特願昭60−276270号、特
願昭60−276271号に記載されるものがあった。
願人によって、既に出願された特願昭60−276270号、特
願昭60−276271号に記載されるものがあった。
以下、その構成を図を用いて説明する。
第７図はかかる従来の分波器の構成図であり、第７図
(a) はその分波器の斜視図、第７図(b) はその裏面斜視
図である。
(a) はその分波器の斜視図、第７図(b) はその裏面斜視
図である。
この分波器はアルミナ、ガラスエポキシ等の絶縁性基板
１を備え、その基板１の上面及び下面には厚膜印刷やメ
ッキ処理等によって複数個の入出力端子部３とアースパ
ターン２とが形成されている。基板１の上下面に設けら
れた複数個の入出力端子部３は、上下面接続用のスルー
ホールによって相互に接続されている。基板１の上面に
は、中心周波数の異なる２個の送信誘電体フィルタ（以
下、送信用フィルタという）６、受信誘電体フィルタ
（以下、受信用フィルタという）７が直接搭載されてい
る。
１を備え、その基板１の上面及び下面には厚膜印刷やメ
ッキ処理等によって複数個の入出力端子部３とアースパ
ターン２とが形成されている。基板１の上下面に設けら
れた複数個の入出力端子部３は、上下面接続用のスルー
ホールによって相互に接続されている。基板１の上面に
は、中心周波数の異なる２個の送信誘電体フィルタ（以
下、送信用フィルタという）６、受信誘電体フィルタ
（以下、受信用フィルタという）７が直接搭載されてい
る。
なお、これらのフィルタ６，７は、例えば、本願出願人
が先に出願した特願昭59−201455号に記載されているよ
うに、均質で単体の誘電体からなるブロック状のフィル
タ本体４，５と、このフィルタ本体４，５内に所定間隔
で埋設された円柱状の中心導体からなる複数個の誘電体
共振器８，12と、この各誘電体共振器８，12の中心導体
に接続され、フィルタ本体４，５の一側面に形成された
複数個の周波数調整パターン９，13を備え、各両側端に
は入出力端子部３，スルーホールに接続するための入出
力電極10，11，14，15が備えられている。また、各誘電
体共振器の共振周波数は各誘電体共振器の高さ及び周波
数調整パターンにより決定され、この調整は機械的な工
法、或いは光学的工法等により行われる。
が先に出願した特願昭59−201455号に記載されているよ
うに、均質で単体の誘電体からなるブロック状のフィル
タ本体４，５と、このフィルタ本体４，５内に所定間隔
で埋設された円柱状の中心導体からなる複数個の誘電体
共振器８，12と、この各誘電体共振器８，12の中心導体
に接続され、フィルタ本体４，５の一側面に形成された
複数個の周波数調整パターン９，13を備え、各両側端に
は入出力端子部３，スルーホールに接続するための入出
力電極10，11，14，15が備えられている。また、各誘電
体共振器の共振周波数は各誘電体共振器の高さ及び周波
数調整パターンにより決定され、この調整は機械的な工
法、或いは光学的工法等により行われる。
基板１の下面には、ストリップ線路等の分布定数線路か
らなる一対の分波回路16，17と、この分波回路16，17に
接続されたスプリアス除去用低域通過フィルタ18とが、
厚膜印刷やメッキ処理等で形成されている。各分波回路
16，17は入出力端子部３、入出力電極10，11，14，15を
介して上面の各フィルタ６，７にそれぞれ接続されてい
る。
らなる一対の分波回路16，17と、この分波回路16，17に
接続されたスプリアス除去用低域通過フィルタ18とが、
厚膜印刷やメッキ処理等で形成されている。各分波回路
16，17は入出力端子部３、入出力電極10，11，14，15を
介して上面の各フィルタ６，７にそれぞれ接続されてい
る。
ここで、直列接続された一方の分波回路16及び受信用フ
ィルタ７と、直列接続された他方の分波回路17及び送信
用フィルタ６とは相互に影響がないようにするために、
他方の分波回路16及び受信用フィルタ７の通過域中心周
波数において、一方の分波回路17及び受信用フィルタ６
の入力インピーダンスが充分高くならなければならな
い。そのために、各分波回路16，17の線路長は次のよう
にして決定される。
ィルタ７と、直列接続された他方の分波回路17及び送信
用フィルタ６とは相互に影響がないようにするために、
他方の分波回路16及び受信用フィルタ７の通過域中心周
波数において、一方の分波回路17及び受信用フィルタ６
の入力インピーダンスが充分高くならなければならな
い。そのために、各分波回路16，17の線路長は次のよう
にして決定される。
縦続接続された分布定数線路が配置された分波回路17
（トランスミッタ）と送信用フィルタ６からなるネット
ワークの特性を示す分散マトリックスＳのエレメントＳ
11は次式で与えられる。
（トランスミッタ）と送信用フィルタ６からなるネット
ワークの特性を示す分散マトリックスＳのエレメントＳ
11は次式で与えられる。
Ｓ11＝〔rcosθ−cosθ＋zsinθ＋ｊ（sin θ ＋zcosθ−rsinθ）〕／〔rcosθ＋ cosθ −zsinθ＋ｊ（ sinθ＋zcosθ＋rsinθ）〕…(1) ここで、ｒを送信用フィルタの入力インピーダンスの実
数部とすると、その入力インピーダンスはｒ＋ｊｚと示
すことができる。
数部とすると、その入力インピーダンスはｒ＋ｊｚと示
すことができる。
ｚはその入力インピーダンスの虚数部の定数 ｊはその入力インピーダンスの虚数ユニット λは受信周波数の波長 ｌは分布定数線路の分波回路17の線路長；θ＝βｌ，β
＝２π／λである。
＝２π／λである。
もし、上記(1) が cosθ＝zsinθ …(2) この式(2) を満足するならば、トランスミッタノイズ及
び受信周波数近傍の高調波を阻止するように、そのネッ
トワークの入力インピーダンスを受信周波数近傍で増加
させることができる。
び受信周波数近傍の高調波を阻止するように、そのネッ
トワークの入力インピーダンスを受信周波数近傍で増加
させることができる。
もし、上記式(2) に従ってzsinθを上記式(1) において
cosθに置き換えるならば、上記式 (1)は、次のように
なる。
cosθに置き換えるならば、上記式 (1)は、次のように
なる。
Ｓ11＝〔rcosθ＋ｊ（sinθ＋z2sin θ −rsinθ）〕／〔rcosθ＋ｊ（ sinθ ＋z2sin θ＋rsinθ）〕 …(3) そのエレメントＳ11は、同様にそのネットワークの駆動
インピーダンスが１Ωであると仮定すると、次の式(4)
に示すように、そのネットワークの入力インピーダンス
（Ｚin）で表現すると次のようになる。
インピーダンスが１Ωであると仮定すると、次の式(4)
に示すように、そのネットワークの入力インピーダンス
（Ｚin）で表現すると次のようになる。
Ｓ11＝（Ｚin−１）／（Ｚin＋１）…(4) 上記式(3) 及び上記式(4) から、入力インピーダンス
（Ｚin）は、次の式(5) で示すことができる。
（Ｚin）は、次の式(5) で示すことができる。
Ｚin＝〔（１＋ｚ2）／ｒ〕−ｊｚ …(5) この式(5) によれば、送信用フィルタの入力インピーダ
ンスの実数部は、Ｚin≫１なる故に、１より小さいとみ
ることができる。つまり、そのネットワークの入力イン
ピーダンス（Ｚin）は、受信用周波数近傍で増加し、そ
のネットワークの位相角は、同様にその入力インピーダ
ンス（Ｚin）の実数部〔（１＋ｚ2）／ｒ〕が受信周波
数近傍で増加するので、０度と仮定することができる。
ンスの実数部は、Ｚin≫１なる故に、１より小さいとみ
ることができる。つまり、そのネットワークの入力イン
ピーダンス（Ｚin）は、受信用周波数近傍で増加し、そ
のネットワークの位相角は、同様にその入力インピーダ
ンス（Ｚin）の実数部〔（１＋ｚ2）／ｒ〕が受信周波
数近傍で増加するので、０度と仮定することができる。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、前記分波器の構成においては、分波器を
構成するための分布定数線路の線路長が近似的にλ／４
と長くなり、分波器の小型化、低コスト化の大きな障害
となっていた。
構成するための分布定数線路の線路長が近似的にλ／４
と長くなり、分波器の小型化、低コスト化の大きな障害
となっていた。
例えば、厚さ１mmのガラスエポキシ基板（誘電率4.8）
に導体を幅1.8 mmにして入力インピーダンスが50Ωにな
るように形成した場合に、その線路長と位相量の関係を
示すと、第８図のようになる。この図から明らかなよう
に、位相角を０゜とするには、受信側の線路長は60mm、
送信側の線路長は84mm必要になり、小型化、低コスト化
が困難である。
に導体を幅1.8 mmにして入力インピーダンスが50Ωにな
るように形成した場合に、その線路長と位相量の関係を
示すと、第８図のようになる。この図から明らかなよう
に、位相角を０゜とするには、受信側の線路長は60mm、
送信側の線路長は84mm必要になり、小型化、低コスト化
が困難である。
（問題点を解決するための手段） 本発明は、上記問題点を解決するために、基板に分波回
路と誘電体フィルタとが実装され、第１の周波数通過帯
域における第１の周波数と、該第１の周波数通過帯域と
オーバーラップしない第２の周波数通過帯域における第
２の周波数とを分離する分波器において、前記分波回路
は前記誘電体フィルタが実装される基板の裏面に形成さ
れる線状のインダクタからなるとともに、アンテナ端子
と、第１の周波数信号を結合する第１の入力端子を有す
る第１のフィルタと、該第１のフィルタの第１の出力端
子と、第２の周波数信号を結合する第２の入力端子を有
する第２のフィルタと、該第２のフィルタの第２の出力
端子と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端子の間
に接続される第１のインダクタと、前記第２の入力端子
と前記アンテナ端子との間に接続される第２のインダク
タと、前記第２の入力端子とクラウンド線の間に接続さ
れる第３のインダクタとを設けるようにしたものであ
る。
路と誘電体フィルタとが実装され、第１の周波数通過帯
域における第１の周波数と、該第１の周波数通過帯域と
オーバーラップしない第２の周波数通過帯域における第
２の周波数とを分離する分波器において、前記分波回路
は前記誘電体フィルタが実装される基板の裏面に形成さ
れる線状のインダクタからなるとともに、アンテナ端子
と、第１の周波数信号を結合する第１の入力端子を有す
る第１のフィルタと、該第１のフィルタの第１の出力端
子と、第２の周波数信号を結合する第２の入力端子を有
する第２のフィルタと、該第２のフィルタの第２の出力
端子と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端子の間
に接続される第１のインダクタと、前記第２の入力端子
と前記アンテナ端子との間に接続される第２のインダク
タと、前記第２の入力端子とクラウンド線の間に接続さ
れる第３のインダクタとを設けるようにしたものであ
る。
（作用） 本発明によれば、上記のように、誘電体フィルタが実装
される基板の裏面に形成される線状のインダクタからな
る分波回路を設け、該分波回路をアンテナ端子と、第１
の周波数信号を結合する第１の入力端子を有する第１の
フィルタと、該第１のフィルタの第１の出力端子と、第
２の周波数信号を結合する第２の入力端子を有する第２
のフィルタと、該第２のフィルタの第２の出力端子と、
前記第１の出力端子と前記第２の入力端子の間に接続さ
れる第１のインダクタと、前記第２の入力端子と前記ア
ンテナ端子との間に接続される第２のインダクタと、前
記第２の入力端子とクラウンド線の間に接続される第３
のインダクタとを設けるようにしたので、その製造が容
易であり、しかも分波器の大幅な小型化、軽量化、低コ
スト化を図ることができる。
される基板の裏面に形成される線状のインダクタからな
る分波回路を設け、該分波回路をアンテナ端子と、第１
の周波数信号を結合する第１の入力端子を有する第１の
フィルタと、該第１のフィルタの第１の出力端子と、第
２の周波数信号を結合する第２の入力端子を有する第２
のフィルタと、該第２のフィルタの第２の出力端子と、
前記第１の出力端子と前記第２の入力端子の間に接続さ
れる第１のインダクタと、前記第２の入力端子と前記ア
ンテナ端子との間に接続される第２のインダクタと、前
記第２の入力端子とクラウンド線の間に接続される第３
のインダクタとを設けるようにしたので、その製造が容
易であり、しかも分波器の大幅な小型化、軽量化、低コ
スト化を図ることができる。
また、不整合減衰量ＲＬが大きい信頼性の高い分波器を
得ることができる。
得ることができる。
（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照しながら詳細
に説明する。
に説明する。
第１図は本発明の実施例を示す分波器の構成図であり、
第１図(a) はその分波器の斜視図、第１図(b) はその分
波器の裏面斜視図である。
第１図(a) はその分波器の斜視図、第１図(b) はその分
波器の裏面斜視図である。
この図において、20は基板（例えば、ガラスエポキシ樹
脂）、21はアースパターン、22はアンテナ端子、23は受
信用フィルタ（第２のフィルタ）の出力端子（第２の出
力端子）、25は受信用フィルタ（第２のフィルタ）の入
力端子（第２の入力端子）、24は送信用フィルタ（第１
のフィルタ）の入力端子（第１の入力端子）、26は送信
用フィルタ（第１のフィルタ）の出力端子（第１の出力
端子）、27は送信用フィルタ本体、28は受信用フィルタ
本体、29は送信用フィルタ（第１のフィルタ）、30は受
信用フィルタ（第２のフィルタ）、31は受信用フィルタ
の誘電体共振器、32は受信用フィルタの周波数調整パタ
ーン、33は受信用フィルタの結合量調整パターン、34，
35は受信用フィルタの入出力端子パターン、36は送信用
フィルタの誘電体共振器、37は送信用フィルタの周波数
調整パターン、38は送信用フィルタの結合量調整パター
ン、39，40は送信用フィルタの入出力端子パターンであ
る。
脂）、21はアースパターン、22はアンテナ端子、23は受
信用フィルタ（第２のフィルタ）の出力端子（第２の出
力端子）、25は受信用フィルタ（第２のフィルタ）の入
力端子（第２の入力端子）、24は送信用フィルタ（第１
のフィルタ）の入力端子（第１の入力端子）、26は送信
用フィルタ（第１のフィルタ）の出力端子（第１の出力
端子）、27は送信用フィルタ本体、28は受信用フィルタ
本体、29は送信用フィルタ（第１のフィルタ）、30は受
信用フィルタ（第２のフィルタ）、31は受信用フィルタ
の誘電体共振器、32は受信用フィルタの周波数調整パタ
ーン、33は受信用フィルタの結合量調整パターン、34，
35は受信用フィルタの入出力端子パターン、36は送信用
フィルタの誘電体共振器、37は送信用フィルタの周波数
調整パターン、38は送信用フィルタの結合量調整パター
ン、39，40は送信用フィルタの入出力端子パターンであ
る。
更に、基板20の裏面には微細な線路からなるインダクタ
を形成する。つまり、41，42，43は分波回路の分布定数
線路に代わる第２のインダクタＬAR41、第３のインダク
タＬRE42、第１のインダクタＬRT43であり、44は基板の
露出部分である。
を形成する。つまり、41，42，43は分波回路の分布定数
線路に代わる第２のインダクタＬAR41、第３のインダク
タＬRE42、第１のインダクタＬRT43であり、44は基板の
露出部分である。
この図に示される分波器は、例えば、米国AMPS方式自動
車電話機用分波器で中心周波数（f0）が835(MHz)、通過
帯域BWが 825〜845(MHz)の送信用フィルタＮ１（第１の
フィルタ）29、f0＝880(MHz)，BW＝870 〜890 （MHz）
の受信用フィルタＮ２（第２のフィルタ）30と分波回路
で構成されている。
車電話機用分波器で中心周波数（f0）が835(MHz)、通過
帯域BWが 825〜845(MHz)の送信用フィルタＮ１（第１の
フィルタ）29、f0＝880(MHz)，BW＝870 〜890 （MHz）
の受信用フィルタＮ２（第２のフィルタ）30と分波回路
で構成されている。
第２図は上記した分波器のブロック図である。
ここで、搭載された送信用フィルタＮ１29、受信用フィ
ルタＮ２30は、前記したように、均質で単体の誘電体か
らなり、この誘電体内に所定間隔で埋設された円柱状の
中心導体からなる複数個の誘電体共振器31，36、この各
誘電体共振器の中心導体に接続され、フィルタ本体27，
28の一側面に形成された複数個の周波数調整パターン3
2，37と、この周波数調整パターン32，37の間に結合量
調整パターン33，38とを備え、各両側端に位置する誘電
体共振器31，36が入出力端子パターン34，35，39，40を
持ち、前記入出力端子23，24，25，26と接続されてい
る。
ルタＮ２30は、前記したように、均質で単体の誘電体か
らなり、この誘電体内に所定間隔で埋設された円柱状の
中心導体からなる複数個の誘電体共振器31，36、この各
誘電体共振器の中心導体に接続され、フィルタ本体27，
28の一側面に形成された複数個の周波数調整パターン3
2，37と、この周波数調整パターン32，37の間に結合量
調整パターン33，38とを備え、各両側端に位置する誘電
体共振器31，36が入出力端子パターン34，35，39，40を
持ち、前記入出力端子23，24，25，26と接続されてい
る。
第３図は送信用フィルタＮ１の入力インピーダンス特性
（絶対値）図で、横軸に周波数(MHz) 、縦軸に入力イン
ピーダンス（Ω）の絶対値が示されており、入出力端容
量 2.3pFと 2.5pFの場合がプロットされている。
（絶対値）図で、横軸に周波数(MHz) 、縦軸に入力イン
ピーダンス（Ω）の絶対値が示されており、入出力端容
量 2.3pFと 2.5pFの場合がプロットされている。
この図から明らかなように、その送信用フィルタＮ１の
通過帯域(BW)である 825〜845(MHz)においては入力イン
ピーダンスは50Ωに近似している。また、その通過帯域
を超えると急激に入力インピーダンスは増加している。
通過帯域(BW)である 825〜845(MHz)においては入力イン
ピーダンスは50Ωに近似している。また、その通過帯域
を超えると急激に入力インピーダンスは増加している。
第４図は送信用フィルタＮ１の入力インピーダンス特性
（位相角）図で、横軸に周波数(MHz) 、縦軸に位相角θ
（ω）（℃）が示されており、入出力端容量2.3pF と
2.5pFの場合がプロットされている。
（位相角）図で、横軸に周波数(MHz) 、縦軸に位相角θ
（ω）（℃）が示されており、入出力端容量2.3pF と
2.5pFの場合がプロットされている。
この図から明らかなように、その送信用フィルタＮ１の
通過帯域(BW)である 825〜845(MHz)においては位相角が
０に近似している。
通過帯域(BW)である 825〜845(MHz)においては位相角が
０に近似している。
第５図は受信用フィルタＮ２の入力インピーダンス特性
（絶対値）図で、横軸に周波数(MHz) 、縦軸に入力イン
ピーダンス（Ω）の絶対値を示し、入出力端容量1.8pF
、2.0pF 及び2.2pF の場合がプロットされている。
（絶対値）図で、横軸に周波数(MHz) 、縦軸に入力イン
ピーダンス（Ω）の絶対値を示し、入出力端容量1.8pF
、2.0pF 及び2.2pF の場合がプロットされている。
この図から明らかなような、一般的にその受信用フィル
タＮ２の通過帯域(BW)である 870〜890(MHz) において
は入力インピーダンスは50Ωに近似している。
タＮ２の通過帯域(BW)である 870〜890(MHz) において
は入力インピーダンスは50Ωに近似している。
第６図は、受信用フィルタＮ２の入力インピーダンス特
性（位相角）図であり、横軸に、周波数(MHz) 、縦軸に
位相角θ（ω）（℃）が示されており、入出力端容量1.
8 pF、2.0pF 及び2.2pF の場合がプロットされている。
性（位相角）図であり、横軸に、周波数(MHz) 、縦軸に
位相角θ（ω）（℃）が示されており、入出力端容量1.
8 pF、2.0pF 及び2.2pF の場合がプロットされている。
この図から明らかなように、一般的にその受信用フィル
タＮ２の通過帯域(BW)である 870〜890(MHz) において
は位相角は０に近似している。
タＮ２の通過帯域(BW)である 870〜890(MHz) において
は位相角は０に近似している。
ところで、本発明は第１図(b) 及び第２図に示されるよ
うに、分布定数線路の代わりに、送信用フィルタＮ
１（第１のフィルタ）29の第１の出力端子26と第２の入
力端子25の間に接続される第１のインダクタＬRT43と、
前記第２の入力端子25とアンテナ端子22との間に接続さ
れる第２のインダクタＬAR41と、前記第２の入力端子25
とグラウンド線の間に接続される第３のインダクタＬRE
42とを具備している。
うに、分布定数線路の代わりに、送信用フィルタＮ
１（第１のフィルタ）29の第１の出力端子26と第２の入
力端子25の間に接続される第１のインダクタＬRT43と、
前記第２の入力端子25とアンテナ端子22との間に接続さ
れる第２のインダクタＬAR41と、前記第２の入力端子25
とグラウンド線の間に接続される第３のインダクタＬRE
42とを具備している。
以下、このインダクタの動作を基にして、本発明の原理
を説明する。
を説明する。
まず、前記インダクタＬAR41、ＬRE42、ＬRT43がない場
合を考える。説明の都合上、送信用フィルタＮ１、受信
用フィルタＮ２の各通過帯域の中心周波数f0＝835(MH
z)、f0＝880(MHz)についてのみ述べる。
合を考える。説明の都合上、送信用フィルタＮ１、受信
用フィルタＮ２の各通過帯域の中心周波数f0＝835(MH
z)、f0＝880(MHz)についてのみ述べる。
B1〔f0＝835(MHz)〕，B2〔f0＝880(MHz)〕については第
３図乃至第６図から次のように考えられる。
３図乃至第６図から次のように考えられる。
ここで、送信用フィルタの入力インピーダンス（Ｚin T
X ）及び受信用フィタの入力インピーダンス（Ｚin RX
）とすると、 送信中心周波数f0＝835(MHz)では、以下のように表すこ
とができる。
X ）及び受信用フィタの入力インピーダンス（Ｚin RX
）とすると、 送信中心周波数f0＝835(MHz)では、以下のように表すこ
とができる。
Ｚin TX ＝ 50.0 ＋ｊ０ …(6) Ｚin RX ＝ ０−ｊ30 受信中心周波数f0＝880(MHz)では、以下のように表すこ
とができる。
とができる。
Ｚin TX ＝ ０ −ｊ186.0 …(7) Ｚin RX ＝ 50.0 ＋ｊ０ この送受信用フィルタにより、分波器を構成すると、B1
〔f0＝835(MHz)〕，B2〔f0＝880(MHz)〕においては、 A
NT端子22から見た入力インピーダンスＺin ANT及び不整
合減衰量ＲＬは次のように送信用フィルタＮ１、受信用
フィルタＮ２の単体の場合に比較して劣化する。
〔f0＝835(MHz)〕，B2〔f0＝880(MHz)〕においては、 A
NT端子22から見た入力インピーダンスＺin ANT及び不整
合減衰量ＲＬは次のように送信用フィルタＮ１、受信用
フィルタＮ２の単体の場合に比較して劣化する。
Ｚin ANT＝１／〔（１／Ｚin TX）＋ （１／Ｚin RX ）〕 …(8) ＲＬ＝20log 〔（50＋Ｚin ANT）／ （50−Ｚin ANT）〕 上記式(6) 及び上記式(7) に示されるＺin TX及びＺin
RX を上記式(8) に代入すると、 送信中心周波数〔f0＝835(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝13.254−ｊ22.068 ＲＬ＝3.88(dB) 受信中心周波数〔f0＝880(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝46.620−ｊ12.541 ＲＬ＝17.5(dB) 上式より、入力インピーダンスＺin ANT及び不整合減衰
量ＲＬが満足できないことは明らかである。特に、受信
フィルタ入力インピーダンスＺin RX の虚数部が小さい
ので、送信中心周波数での不整合減衰量ＲＬが低い。
RX を上記式(8) に代入すると、 送信中心周波数〔f0＝835(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝13.254−ｊ22.068 ＲＬ＝3.88(dB) 受信中心周波数〔f0＝880(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝46.620−ｊ12.541 ＲＬ＝17.5(dB) 上式より、入力インピーダンスＺin ANT及び不整合減衰
量ＲＬが満足できないことは明らかである。特に、受信
フィルタ入力インピーダンスＺin RX の虚数部が小さい
ので、送信中心周波数での不整合減衰量ＲＬが低い。
もし、送信用フィルタＮ１に直列に、第１のインダクタ
ＬRT＝５(nH)を入れると、そのとき、その入力インピー
ダンスＺin ANT及び不整合減衰量ＲＬは以下のようにな
る。
ＬRT＝５(nH)を入れると、そのとき、その入力インピー
ダンスＺin ANT及び不整合減衰量ＲＬは以下のようにな
る。
送信中心周波数〔f0＝835(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝17.9−ｊ28.644 ＲＬ＝4.67(dB) 受信中心周波数〔f0＝880(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝45.4545 −ｊ14.341 ＲＬ＝16.15 (dB) 次に、第３のインダクタＬREについて説明する。
更に、上記第１のインダクタＬRTる加えて、第３のイン
ダクタＬRE＝20nHを入れると、このＬREの付加後の入力
インピーダンスＺin ANT及び不整合減衰量ＲＬは、次の
ようになる。
ダクタＬRE＝20nHを入れると、このＬREの付加後の入力
インピーダンスＺin ANT及び不整合減衰量ＲＬは、次の
ようになる。
送信中心周波数〔f0＝835(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝32.2633 −ｊ31.874 ＲＬ＝7.67(dB) 受信中心周波数〔f0＝880(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝49.14 ＋ｊ6.7125 ＲＬ＝23.34 (dB) 上記からこのＬREは送信受信帯域において、入力インピ
ーダンスＺin ANTの虚数部を実数部と比較して相対的小
さくするという動作をすることがわかる。
ーダンスＺin ANTの虚数部を実数部と比較して相対的小
さくするという動作をすることがわかる。
次に、第２のインダクタＬARについて説明する。
更に、第２のインダクタＬAR＝4nHとして、第１のイン
ダクタＬRTと第３のインダクタＬREに付加後の入力イン
ピーダンスＺin ANT及び不整合減衰量ＲＬは、次のよう
になる。
ダクタＬRTと第３のインダクタＬREに付加後の入力イン
ピーダンスＺin ANT及び不整合減衰量ＲＬは、次のよう
になる。
送信中心周波数〔f0＝835(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝32.2633 −ｊ10.888 ＲＬ＝12.01 (dB) 受信中心周波数〔f0＝880(MHz)〕の場合には、 Ｚin ANT＝49.14 ＋ｊ28.334 ＲＬ＝11.08 (dB) 即ち、この第２のインダクタＬARは、送信受信帯域にお
いて、入力インピーダンスＺin ANTの虚数部を平均的に
小さくすることがわかる。
いて、入力インピーダンスＺin ANTの虚数部を平均的に
小さくすることがわかる。
従って、これらのインダクタＬRT，ＬRE，ＬARの付加に
より、自動車電話機装置用として必要なＲＬ＞10（dB）
を満足する分波器が得られる。これらのインダクタ
ＬRT，ＬRE，ＬARは、一例により説明したが、フィルタ
Ｎ１，Ｎ２の入力インピーダンスＺinの傾向が変わらな
い限り、類似の動作を行うことができる。
より、自動車電話機装置用として必要なＲＬ＞10（dB）
を満足する分波器が得られる。これらのインダクタ
ＬRT，ＬRE，ＬARは、一例により説明したが、フィルタ
Ｎ１，Ｎ２の入力インピーダンスＺinの傾向が変わらな
い限り、類似の動作を行うことができる。
なお、実際にこれらのインダクタＬRT，ＬRE，ＬARを、
ガラスエポキシ基板（誘電率4.8 、厚さ1.6 mm）に形成
する場合において、f0＝850(MHz)の場合、そのインダク
タンスは線路長をｌとした場合、次式で示される。
ガラスエポキシ基板（誘電率4.8 、厚さ1.6 mm）に形成
する場合において、f0＝850(MHz)の場合、そのインダク
タンスは線路長をｌとした場合、次式で示される。
(1)Ｗ（幅）0.3 mmの場合、 Ｌ(nH)＝1.389 ｌ（mm）−5.3443 従って、例えば、上記した ＬRT＝５nHの場合、ｌ＝7.45 mm ＬRE＝20nHの場合、ｌ＝18.25 mm ＬAR＝４nHの場合、ｌ＝6.73 mmとなる。
(2)Ｗ（幅）0.5 mmの場合、 Ｌ(nH)＝1.092 ｌ（mm）−2.4726 (3)Ｗ（幅）0.7 mmの場合、 Ｌ(nH)＝1.0135ｌ（mm）−2.1753 また、アルミナ基板（誘電率9.3 ）に形成すると、線路
長ｌを更に短くすることができる。
長ｌを更に短くすることができる。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、
本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これ
らを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これ
らを本発明の範囲から排除するものではない。
（発明の効果） 以上、詳細に説明したように、本発明によれば、基板に
分波回路と誘電体フィルタとが実装され、第１の周波数
通過帯域における第１の周波数と、該第１の周波数通過
帯域とオーバーラップしない第２の周波数通過帯域にお
ける第２の周波数とを分離する分波器において、前記分
波回路は前記誘電体フィルタが実装される基板の裏面に
形成される線状のインダクタからなるとともに、アンテ
ナ端子と、第１の周波数信号を結合する第１の入力端子
を有する第１のフィルタと、該第１のフィルタの第１の
出力端子と、第２の周波数信号を結合する第２の入力端
子を有する第２のフィルタと、該第２のフィルタの第２
の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端
子の間に接続される第１のインダクタと、前記第２の入
力端子と前記アンテナ端子との間に接続される第２のイ
ンダクタと、前記第２の入力端子とクラウンド線の間に
接続される第３のインダクタとを設けるようにしたの
で、その製造が容易であり、しかも分波器の大幅な小型
化、軽量化、低コスト化を図ることができ、分波器のコ
ンパクト化に資するところ大である。
分波回路と誘電体フィルタとが実装され、第１の周波数
通過帯域における第１の周波数と、該第１の周波数通過
帯域とオーバーラップしない第２の周波数通過帯域にお
ける第２の周波数とを分離する分波器において、前記分
波回路は前記誘電体フィルタが実装される基板の裏面に
形成される線状のインダクタからなるとともに、アンテ
ナ端子と、第１の周波数信号を結合する第１の入力端子
を有する第１のフィルタと、該第１のフィルタの第１の
出力端子と、第２の周波数信号を結合する第２の入力端
子を有する第２のフィルタと、該第２のフィルタの第２
の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端
子の間に接続される第１のインダクタと、前記第２の入
力端子と前記アンテナ端子との間に接続される第２のイ
ンダクタと、前記第２の入力端子とクラウンド線の間に
接続される第３のインダクタとを設けるようにしたの
で、その製造が容易であり、しかも分波器の大幅な小型
化、軽量化、低コスト化を図ることができ、分波器のコ
ンパクト化に資するところ大である。
また、不整合減衰量ＲＬが大きい信頼性の高い分波器を
得ることができる。
得ることができる。
第１図は本発明の実施例を示す分波器の構成図、第２図
は第１図に示される分波器のブロック図、第３図及び第
４図は送信用フィルタの入力インピーダンス特性図、第
５図及び第６図は受信用フィルタの入力インピーダンス
特性図、第７図は従来の分波器の構成図、第８図は従来
技術の問題点を示す図である。 20……基板、21……アースパターン、22……アンテナ端
子、23……受信用フィルタの出力端子（第２の出力端
子）、24……送信用フィルタの入力端子（第１の入力端
子）、25……受信用フィルタの入力端子（第２の入力端
子）、26……送信用フィルタの出力端子（第１の出力端
子）、27……送信用フィルタ本体、28……受信用フィル
タ本体、29……送信用フィルタ（第１のフィルタ）、30
……受信用フィルタ（第２のフィルタ）、31……受信用
フィルタの誘電体共振器、32……受信用フィルタの周波
数調整パターン、33……受信用フィルタの結合量調整パ
ターン、34，35……受信用フィルタの入出力端子パター
ン、36……送信用フィルタの誘電体共振器、37……送信
用フィルタの周波数調整パターン、38……送信用フィル
タの結合量調整パターン、39，40……送信用フィルタの
入出力端子パターン、41……第２のインダクタＬAR、42
……第３のインダクタＬRE、43……第１のインダクタＬ
RT、44……基板の露出部分。
は第１図に示される分波器のブロック図、第３図及び第
４図は送信用フィルタの入力インピーダンス特性図、第
５図及び第６図は受信用フィルタの入力インピーダンス
特性図、第７図は従来の分波器の構成図、第８図は従来
技術の問題点を示す図である。 20……基板、21……アースパターン、22……アンテナ端
子、23……受信用フィルタの出力端子（第２の出力端
子）、24……送信用フィルタの入力端子（第１の入力端
子）、25……受信用フィルタの入力端子（第２の入力端
子）、26……送信用フィルタの出力端子（第１の出力端
子）、27……送信用フィルタ本体、28……受信用フィル
タ本体、29……送信用フィルタ（第１のフィルタ）、30
……受信用フィルタ（第２のフィルタ）、31……受信用
フィルタの誘電体共振器、32……受信用フィルタの周波
数調整パターン、33……受信用フィルタの結合量調整パ
ターン、34，35……受信用フィルタの入出力端子パター
ン、36……送信用フィルタの誘電体共振器、37……送信
用フィルタの周波数調整パターン、38……送信用フィル
タの結合量調整パターン、39，40……送信用フィルタの
入出力端子パターン、41……第２のインダクタＬAR、42
……第３のインダクタＬRE、43……第１のインダクタＬ
RT、44……基板の露出部分。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大西 法生 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 (72)発明者 桜井 克充 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 (72)発明者 堀井 宏祐 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 (72)発明者 真下 朗 群馬県高崎市双葉町４―３ 株式会社沖ビ ジネス北関東事業所内 (56)参考文献 特開 昭57−204603（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】基板に分波回路と誘電体フィルタとが実装
され、第１の周波数通過帯域における第１の周波数と、
該第１の周波数通過帯域とオーバーラップしない第２の
周波数通過帯域における第２の周波数とを分離する分波
器において、 前記分波回路は前記誘電体フィルタが実装される基板の
裏面に形成される線状のインダクタからなるとともに、
アンテナ端子と、第１の周波数信号を結合する第１の入
力端子を有する第１のフィルタと、該第１のフィルタの
第１の出力端子と、第２の周波数信号を結合する第２の
入力端子を有する第２のフィルタと、該第２のフィルタ
の第２の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の
入力端子の間に接続される第１のインダクタと、前記第
２の入力端子と前記アンテナ端子との間に接続される第
２のインダクタと、前記第２の入力端子とクラウンド線
の間に接続される第３のインダクタとを具備することを
特徴とする分波器。 - 【請求項２】前記基板はガラスエポキシ樹脂からなるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の分波器。 - 【請求項３】前記基板はアルミナからなることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の分波器。 - 【請求項４】前記線状のインダクタは前記基板に形成さ
れる微細な配線からなる特許請求の範囲第１項記載の分
波器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62215047A JPH0652843B2 (ja) | 1987-08-31 | 1987-08-31 | 分波器 |
| US07/237,673 US5015973A (en) | 1987-08-31 | 1988-08-26 | Duplexer with an isolating circuit on a dielectric plate |
| KR1019880011231A KR930007297B1 (ko) | 1987-08-31 | 1988-08-31 | 분파기(分波器) |
| EP88114383A EP0356572B1 (en) | 1987-08-31 | 1988-09-02 | Duplexer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62215047A JPH0652843B2 (ja) | 1987-08-31 | 1987-08-31 | 分波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6460004A JPS6460004A (en) | 1989-03-07 |
| JPH0652843B2 true JPH0652843B2 (ja) | 1994-07-06 |
Family
ID=16665878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62215047A Expired - Lifetime JPH0652843B2 (ja) | 1987-08-31 | 1987-08-31 | 分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0652843B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0484501A (ja) * | 1990-07-27 | 1992-03-17 | Oki Electric Ind Co Ltd | 分波器 |
| JPH04131004U (ja) * | 1991-05-21 | 1992-12-01 | 株式会社村田製作所 | 誘電体フイルタ装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57204603A (en) * | 1981-06-12 | 1982-12-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Branch coupler |
| GB2165098B (en) * | 1984-09-27 | 1988-05-25 | Motorola Inc | Radio frequency filters |
| JPS62136104A (ja) * | 1985-12-09 | 1987-06-19 | Oki Electric Ind Co Ltd | 分波器 |
-
1987
- 1987-08-31 JP JP62215047A patent/JPH0652843B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6460004A (en) | 1989-03-07 |
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