JPH06507774A - 高効率二重モード増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 高効率二重モード増幅装置 発明の分野 本発明は、一般的に増幅器の分野に関し、特をユニ重モード電力増幅器に関する ものである。

発明の背景 セルラ無線電話機の台数の急速な伸び番よ、更に多くのサービスを提供しようと いう欲求が加わったこと（こより、改善された伝送技術である時分割多重アクセ ス（ＴＤＭＡ）の使用を促進することとなった。ＴＤＭＡ＋よ、デジタル変調お よび音声コーディング技術を用Ｖ）ることによって、現行のアナログ・システム よりも、システム能力を向上させるものである。

ＴＤＭＡ伝送は、多くのタイム・スロ・ノドによって構成される。

線型変調技術の１つである、π／４差動直角位相シフト・キーイング（π／４Ｄ ＱＰＳＫ）が、チャンネル上をデジタル情報を伝送するために用ν１られる。米 国デジタル・セルう・システムにおいて線型変調を用νすることミニよって、特 ８１」な効率が得られ、４８．６ｋｂｐｓのチャンネＪし・データ速度を達成す ることができる。π／４ＤＱＰＳＫは、シンボルとして一般的に知られている、 連続するビット対を、グレー・エンコーディングに基づいて４つの位相角の１つ にエンコードすることによって、データ情報を伝送する。次に、これらの角度を 差動的にエンコードして、８点コンステレ−ジョン（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏ ｎ）を生成する。

米国デジタル・セルラ・システムに用いるために設計される送信機は、アナログ およびデジタル双方のモードで動作することを要求する。デジタル・モードは、 π／４シフトＤＱＰＳＫ変調を用い、線型送信機を用いて実施することができる 。アナログ・モードは、従来の周波数変調を用いており、より高い効率の非線型 送信機の使用が可能である。

従来の線型増幅器は、それらが増幅しなければならない信号タイプに起因して、 それらの一定包絡ａｍの対照物より元来効率が低い。一定包絡線増幅器は、時間 に対して１つの電力レベルのみで信号を出力するようにしなければならない。

したがって、その電力レベルにおけるピーク効率に対して最適化することができ る。この最適化は、設計した出力電力において、ＡＣコレクタ電圧強度がＤＣ供 給電圧に接近するか、或は超過するように、装置に負荷インピーダンスを設定し なければならない。この状態において、増幅器は飽和状態に近いか、或は実際は 飽和状態にあり、最適な効率を有する。

線型増幅器は、入力信号にいかなる振幅変調が加えられていても、時間に対して 電力レベルが変化する信号を増幅しなければならない。＃ｌ型増幅器では飽和が 許されず、そうしないと包絡線に激しい歪みが生じてしまう。この歪みは、振幅 情報の損失、および伝送スペクトラムの隣接チャンネルへの拡散の原因となる。

増幅回路は、ビーク電力出力において、増幅器が飽和しないように動作しなけれ ばならない。ピーク電力出力において良好な効率のために最適化することは可能 であるが、電力出力が減少するにしたがって、効率も急激に低下してしまう。

線型および一定包絡線モードの双方で動作することを意図した米国デジタル・セ ルラ無線については、これは問題の原因となる。現行の一定包絡線増幅器を用い たアナログ無線と比較すると、デジタル無線では効率はかなり低い。！ｌ型モー ドでは、ピーク電力出力に対しては効率は最適化されるが、信号はそこで短期間 拡散（ｓｐｒｅａｄ）するに過ぎない。平均効率は、このために、ピーク電力効 率より低くなる。デジタル・セルラについては、ＴＤＭＡシステムが用いられて おり、しかも送信機は１／３の時間でのみオンとなるので（タイム・スロット毎 に１／３のみが無線によって用いられる）、これは厳しい制限ではない。平均効 率がこのモードにおいて低くても、送信電流が従来のアナログ無線より著しく悪 い訳ではない（そしてよい場合もある）。

この同一無線を、一定色路線信号によってアナログ通話で用いる時に、問題が発 生する。この場合、送信機は会話時間の１００％の同オンであり、そして最適電 力出力より低い平均電力３．２ｄＢで動作するので、効率は悪い。検査回路上の データは、１２パ一センテージ点範囲において、低下を示している。これは、送 信回路において、大幅な上昇となる。

電流についての要求が増加すると、その結果電池給電型無線電話機が使用可能な 時間は大幅に短縮されてしまう。結果として、線型および一定包絡線モードの双 方で効率的に動作する増幅回路が必要とされている。

発明の概要 本発明は、少なくとも１つの増幅手段で構成された二重モード電力増幅装置をそ の対象範囲とする。前記少なくとも１つの増幅手段は、コレクタ供給入力、信号 入力、および出力を有する。各増幅手段は、その出力に、信号入力に結合された 入力信号の特性を増幅した信号を発生する。

前記二重モード電力増幅器は、更に、モード選択入力、電力入力、および出力を 有する電圧変換手段を備えている。この電圧変換手段は、第１制御信号に応答し てその出力に第１電圧を、そして第２制御信号に応答してその出力に第２電圧を 発生する。前記第１および第２制御信号は、前記増幅手段のモード選択入力に結 合される。前記電圧変換手段の出力は、前記増幅手段のコレクタ供給入力に結合 される。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明の二重モード電力増幅措置の好適実施例を示す。

第２図は、本発明の二重モード電力増幅器の別の実施例を示す。

第３図は、本発明の方法のフローチャートを示す。

第４図は、本発明の二重モード電力増幅器の更に別の実施例を示す。

第５図は、本発明による、典型的な無線電話機のブロック図を示す。

好適実施例の詳細な説明 二重モード電力増幅装置は、デジタル・セルラ・システムにおいて用いるための 線型モードにおいて線型に動作すると共に、現行のアナログ・セルラ・システム で用いるための一定包絡線モードでも動作する。この効率的な動作は、ＦＲ切り 替えを行わずに達成することができる。

本発明の好適実施例が第１図に示される。この装置は、最終電力増幅器（１０１ ）と、ＲＦ入力信号（ｓｏ２）に接続される２つの電力増幅器駆動部（１０２〜 １０３＞で構成される。電力増幅器（Ｉ　Ｏ１〜１０３）は、増幅されたＲＦ倍 信号出力する最終電力増幅器（１０１）と直列に接続される。

好適実施例で用いられる電力増幅器は、ＭＯｔＯｒＯｌａ、　Ｉｎｃによって製 造されているＭＨＷ９２７Ａである。

電圧変換器（１０４）が、各電力増幅器段のコレクタ供給部に接続されている。

この電圧変換器（１０４）は、効率的な供給元でなければならず、好適実施例で はスイッチング電源である。電圧変換器（１０４）は、好適実施例では１２゜５ ボルトの電圧ｖ、ｃに接続される。電圧変換器（１０４）は’ＶＣｅから２つの 電圧を発生することができる。どちらの電圧が発生するかは、変換器（１０４） に接続されるアナログ／デジタル・モード選択線（１０５）によって選択される 。この線（１０５）上の論理高は、アナログ・モードを選択し、論理低はデジタ ル・モードを選択する。好適実施例では、論理高は＋５．０ボルトであり、論理 低は０ボルトである。アナログ・モードは、当技術では、一定包絡線モードとも 呼ばれ、一方デジタル・モードは線型モードと呼ばれる。

デジタル・モードが選択されると、電圧変換器（１０４）はＶ　ｃ　ｃに近い、 好適実施例では１２．５ボルトの電圧■１を供給する。これは電力増幅器（１０ １〜１０３）の設計電圧であり、増幅器（１０１〜１０３）がその定格電力出力 において、その設計された線型値を供給できるようにするものである。電力増幅 器（１０１〜１０３）へ１２．５ボルトを供給するには、電圧変換器（１０４） をオフに切り替えると共に、損失を最少にしつつ最大Ｖ　ｃ　ｃが増幅器に到達 することを可能にする、内部通過素子（ｉｎｚｅｒｎａｌ　ｐａｓｓ　ｄｅｖｉ ｃｅ）をオンに切り替える。通過素子はトランジスタであるので、■からこのト ランジスタ間の電圧降下を減じたものが、電力増幅器への電圧に等しい。

アナログ・モードが選択されると、電圧変換器（１０４）がオンとなり、■−よ りかなり低い所定の電圧Ｖ２を電力増幅器（１０１〜１０３）に発生する。好適 実施例では、この電圧は８．６５ボルトである。この低下した供給電圧によって 、低下した電力出力におけるＡＣコレクタ電圧強度は、より高い供給電圧■ｃｃ でのピーク線型電力出力時のように、再びＤＣ供給電圧に近付くことになる。ア ナログ・モードにおける効率は、したがって未だ最適である。

理想的な状況では、ＶｌとＶ２との間の関係は、ピーク線型モード電力と一定包 絡線モード電力との間の関係と同一である。米国デジタル・セルラについては、 差が３．２ｄＢであり、したがってＶ、をＶｌより３．２ｄＢ低くしである。

しかしながら、実際の状況においては最適な動作でも、飽和およびその他の理想 的でない影響によって、ＶｌとＶ２との間の差に、理想値からのばらつきが生じ る。本発明の二重モード電力増幅装置の使用を例示するために、まず、ハイブリ ッド・デジタル／アナログ無線電話機が米国デジタル・セルラ・システム内で動 作していると仮定する。モード選択信号（１０５）を低に移行させて、デジタル ・モードを選択する。これによって、スイッチング電源（１０４）　をオフを切 り替え、１２．５ボルトのｖｃ、が電力増幅器（ｌ　Ｏ１〜１０３）のコレクタ 供給部に印加可能となる。コレクタ電圧が高くなると、電力増幅器（１０１〜１ ０３）がその定格出力電力において、所望の設計された線型値で線型的に動作で きるようになる。

無線電話機がアナログ・セル・システムで動作している時は、モード選択信号（ １０５）が高となり、増幅装置のアナログ・モードを選択する。スイッチング電 源（１０４）がオンとなり、８．６５ボルトの電圧を発生して、電力増幅器（１ ０１〜１０３）のコレクタに印加する。送信信号は、電力出力が低い一定包絡線 信号であるので、コレクタ電圧が低下して、電力増幅器（１０１〜１０３）が供 給電圧に更に近いＡＣコレクタ電圧で効率的に動作できるようになる。本発明の 上述の方法を、第３図のフローチャートに示す。

本発明の他の実施例を第２図に示す。この実施例は、Ｍ　ＯＩ　Ｏｒ　ｏ　ｌ　 ａ　Ｍ　ＨＷ　９２７　Ａモデュールのような、４段電力増串畠モデュールで構 成される。最後の２段（２０３）に対するノくイアス、ならびに最初の２段（２ ０４）に対するノくイアスおよび供給の双方は、互いに連結される。最後の２段 のコレクタも互いに連結される。これらのコレクタは、２つの電圧を発生する電 圧変換器（２０４）に接続される。この電圧変換器（２０４）は、好適実施例に おＶ）て述べた電圧変換器（１０４）と同一種類のものである。増幅すべき信号 Ｉ±ＲＦ入力（５０２）に結合されており、ＲＦ比出力２０２）が増幅された信 号である。第４図に詳細に示されてｌ、）るノくイアス選択回路（４０１）が、 バイアス電圧ｖｂｂを発生する。

■　の選択は、アナログ／デジタル選択線（５１６）ｉ：よって行われる。この 線を低に移行させてデジタル・モードを選択することにより、トランジスタ　（ ４１２）がオフとなって、電力増幅器の最終段のバイアスである唯一の電圧を、 ダイオード（４１１）間の０．７ボルトの電圧降下にする。ここでは、電圧増幅 器は線型モードである。アナログ／デジタル選択線（５１６）が高の時、トラン ジスタ（４１２）力τ飽和状態にあり、そして電力増幅器の最終段（４２０）＆ 二おシする電圧は、０．２ボルトのトランジスタ（４１２）の飽和電圧である。

トランジスタ（４１２）のコレクタに接続された抵抗器（４１０）を、電流制限 のために非常に小さく選択する。好適実施例では、０．１０である。電力増幅器 駆動部（４２１〜４２２）は、常にバイアス電圧としてＶ−を有している。

第２図の実施例は、二重モード電力増幅器によってもたらされる効率を例示する ために用いられる。バイアス接続は、９．５ボルトに保持される。最後の２段の コレクタ電圧は、定格供給電圧である１２．５ボルトと３．２ｄＢ低い値である ８、６５ボルトとの間で変動する。この動作の結果を以下の表に示す。

システム効率の計算は、デジタル・モードについてはＦＥＴ通過素子において０ ．２０抵抗、一方アナログ・モードについては８５％効率の電圧変換器を仮定し て行った。電力増幅器の効率計算は、次の式によって決定される。

ここでＰｏは電力出力である。

システム効率は、電圧変換器の消費を１ｐａの式の分母に加算することによって 、計算される。上の表は、いくらか変換器損失は高いものの、それでもこの概念 によってデジタル・モードで４％効率が改善されていることを示す。

第５図は、本発明の典型的な無線送信機のブロック図を示す。この図の機能ブロ ックを実現する実際の回路は、１つ以上の回路基板上に実装し、従来の無線電話 機のハウジング内ニ収容することができる。この無線送信機は、増幅器を線型モ ードまたは非ｌｉＬ型モードのいずれかで動作させる手段を設ければ、本発明の 高効率二重モード電力増幅装置（１０４）さえあればよい。それによって、回路 のサイズおよびコストを最少に押えつつ、周波数変調信号の効率的な増幅、およ びｗ　／　４　Ｄ　Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ変調信号の増幅が可能となる。

マイクロホン（５４）は、音声信号を電気情報信号（５６゜５８）に変換する。

線（５６）に供給される情報信号は、従来のセルラ無１Ｉｌｔｔ話通信と同様に 、周波数変調された情報信号が無線電話機によって発生される時に利用される。

線（５８）上に供給される情報信号は、複合変調情報信号を形成するように変調 された個別のエンフード信号が、無線電話機によって発生される時に利用される 。

線（５６）上に発生する情報信号は電圧制御発振器（６０）に供給され、ここで 情報信号はある周波数の発振信号と結合される。周波数変調信号（６２）が、電 圧制御発振器（６０）によって、変調器（６４）に発生される。無線電話機が周 波数変調情報信号を送信する時、変調器（６４）は周波数変調情報信号（６２） を変化させるのではなく、むしろこの周波数変調情報信号を「通過コさせる。発 振器（６０）および変調器（６４）は共にハイプリント変調装置（６８）を備え ていてもよい。

情報信号（５８）はボコーダ（７２）に供給され、ここでアナログ信号がデジタ ル化されるとともに、エンコード体系にしたがって符号化され、個別のエンコー ド信号（７６）を発生する。これは変調器（６４）に供給される。変調器（６４ ）は、この個別エンコード信号（７６）を変調して、所定周波数の複合変調情報 信号を形成する。

周波数変調技術または複合変調技術のいずれかにしたがって変調された変調情報 信号は、混合器（８ｏ）に供給される。

混合器（８０）は、この信号を、シンセサイザ（９ｏ）によって発生したオフセ ット送信周波数キャリア波と混合し、混合器（８０）に供給する。混合器（８ｏ ）は、変調情報信号をキャリア波（９２）と混合する。次に混合器（８ｏ）は、 シンセサイ＋ｌ’　（９０，６０）の発振周波数によって決定されるキャリア周 波数のキャリア液上に、変調情報信号（９６）を発生する。

変調情報信号（９６）は、送信波のキャリア周波数を中心とした、またはそれに 近接した周波数の通過帯域を形成する、フィルタ（５４０）に結合される。この フィルタ（５４０）は、変調情報信号を含む濾波信号（５０２）を発生し、それ を本発明の電力増幅器（５００）に結合する。電力増幅器（５００）は、変調情 報信号を、アンテナ（５０６）を通じた伝送にふざわしい電力レベルに増幅する 。この増幅信号の伝送に先立って、そして図示のように、増幅信号を、例えばデ ュプレクサの一部を形成する別のフィルタで濾波してもよい。このフィルタ（５ ０７）は、電力増幅器（５００）、！：アンテナ（５０６）との間の線中に配置 される。

処理器（５０８）は、発振器（６ｏ）、ボコーダ（７２）、変調器（６４）、お よびシンセサイザ（９ｏ）の動作をそれぞれ制御すると共に、マイクロホン（５ ４）によって発生された情報信号の変調を制御するための、制御信号（５１０゜ ５１２．５１４，５１５＞を供給する。

処理器（５０ｇ）は、マイクロホン（５４）によって発生された情報信号を発振 器（６０）によって変調して、周波数変調情報信号を形成するか、あるいは個別 のエンコード処理体系にしたがってボコーダ（７２）によってエンコードしかつ 変調器（６４）によって変調して、複合変調情報信号を形成するかを制御する。

好適実施例では、増幅器（５００）に供給される変調信号は、周波数変調または 複合変調情報信号なので、処理器（５０８）はアナログ／デジタル選択信号（５ １６）を増幅器（５００）に供給して、増幅器（５０４）の動作を線型モードか 非線型モードのいずれかにする。π／４ＤＱＰＳＫ変調信号が伝送される時線型 モードが可能となり、一方ＦＭ信号が伝送される時非Ｍ＆型モードが可能となる 。

第５図は、更に、アンテナ（５０６）に伝送される信号のための無線電話受信回 路を示す。アンテナ（５０６）に伝送される信号は、フィルタ（５１７）に供給 され、所望の周波数の信号が混合器（５１ｇ）に供給される。混合器（５１８） は、シンセサイザ（９０）からの発振信号（５１９）を受信し、混合信号を発生 する。これは復調器（５２０）に供給される。復調器（５２０）は、復ｗ４され た電気情報信号をスピーカ（５２１）に供給する。処理器（５０８）は、信号（ ５２０Ａ）を復調器（１２０）に供給してその動作を制御するようにしてもよい 。スピーカ（５２１）は電気情報信号を可聴信号に変換する。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．コレクタ供給入力と、信号入力と、出力とを有する少なくとも１つの増幅手 段であって、前記信号入力に結合された入力信号の特性を増幅した信号を、前記 出力に発生する前記増幅手段；および モード選択入力と、電力入力と、出力とを有する電圧変換手段であって、第１制 御信号に応答して前記出力に第１電圧を、第２制御信号に応答して前記出力に第 ２電圧を発生し、前記第１および第２制御信号は前記モード選択入力に結合され 、前記出力が前記コレクタ供給入力に結合される前記電圧変換手段； から成ることを特徴とする二重モード電力増幅装置。
2. ２．請求項１記載の二重モード電力増幅器であって、更に前記第１制御信号はア ナログ・モードを選択し、前記第２制御信号はデジタル・モードを選択すること を特徴とする二重モード電力増幅装置。
3. ３．請求項２記載の二重モード電力増幅装置において、前記入力信号は一定包絡 線信号であり、アナログ・モードが選択されることを特徴とする二重モード電力 増幅装置。
4. ４．請求項３記載の二重モード電力増幅装置において、前記一定包絡線信号は、 周波数変調信号であることを特徴とする二重モード電力増幅装置。
5. ５．請求項２記載の二重モード電力増幅装置において、前記入力信号は可変包絡 線信号であり、デジタル・モードが選択されることを特徴とする二重モード電力 増幅装置。
6. ６．請求項５記載の二重モード電力増幅装置において、前記可変包絡線信号は、 π／４差動直角位相シフト・キーイング変調信号であることを特徴とする二重モ ード電力増幅装置。
7. ７．請求項１記載の二重モード電力増幅装置において、Ｖｃｃの電圧が前記電力 入力に結合され、前記第２制御信号は、ほぼＶｃｃと同等の電圧であることを特 徴とする二重モード電力増幅装置。
8. ８．請求項７記載の二重モード電力増幅装置において、前記第１制御信号は、前 記第２制御信号より３．２ｄＢ低い電圧であることを特徴とする二重モード電力 増幅装置。
9. ９．請求項２記載の二重モード電力増幅装置において、前記電圧変換手段は、Ｖ ｃｃの電力入力を有するスイッチング電源であり、該スイッチング電源はデジタ ル・モード中はオフとなり、それによってＶｃｃが前記電圧変換手段を通って前 記出力に達するようになっており、更に前記スイッチング電源はアナログ・モー ド中はオンとなり、それによって所定の電圧を前記出力に供給することを特徴と する二重モード電力増幅装置。
10. １０．アナログ・モードとデジタル・モードとを有し、前記モードがモード選択 信号に応答して選択可能な、二重モード電力増幅装置において： 各々コレクタ供給入力と、無縁周波数信号入力と、出力とを有する複数の増幅手 段であって、前記出力に、前記無線周波数信号入力からの無線周波数信号の増幅 された信号を発生する前記増幅手段；および 前記モード選択信号に結合される制御入力と、Ｖｃｃの電圧に結合される電力入 力と、前記コレクタ供給入力に結合される制御電圧出力とを有する電圧変換手段 であって、デジタル・モード中Ｖｃｃが前記制御電圧出力に通過できるようにす ると共に、アナログ・モード中前記制御電圧出力に所定の電圧を発生する、前記 電圧変換手段； から成ることを特徴とする二重電力増幅装置。